JP4492371B2 - インバータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、漏れ電流の最大値を低減させるインバータ回路の制御方法に関する。

従来、３相電圧形インバータは、６個のスイッチング素子が図１０のように構成されており、ＰＷＭ変調方式によるＰＷＭ駆動が知られている。ＰＷＭによる正弦波変調の一般的な方法は、マイコンにてＰＷＭ信号を生成してから、ドライブ回路により６個のスイッチング素子を駆動し、各相の出力端子が正弦波電位となるよう各相の正側スイッチング素子と負側スイッチング素子の切り替えを行なっている。すなわち、図１１に示すように、Ｕ相端子についていえば、その端子電圧は、ＴｕｐＯＮ、ＴｕｎＯＦＦのときは＋Ｅ、ＴｕｐＯＦＦ、ＴｕｎＯＮのときは、０となり、このＯＮ−ＯＦＦの比率を変えて、出力電位を正弦波に変調することができる。

図５に示す各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはωを出力周波数の角速度・Ｅを直流電圧とすれば、
Ｖｕ＝Ｅ／２×（１＋ｓｉｎωｔ）
Ｖｖ＝Ｅ／２×（１＋ｓｉｎ（ωｔ−１２０°））
Ｖｗ＝Ｅ／２×（１＋ｓｉｎ（ωｔ＋１２０°））
となり、各相間の平均電圧である中性点電位はＥ／２である。

また、線間電圧Ｅｐ−ｐについては、√３／２×Ｅとなる。この場合、電気角３６０°の区間全てにおいて３相同時にパルス幅変調をしており、後で説明する３相出力のうち常に２組の相間電圧を制御する２相変調方式に比べ、搬送波のキャリア周波数による出力トタンジスタのＯＮ／ＯＦＦ回数が１．５倍となることから、キャリア周波数成分の漏れ電流が多い。そして、３相の電圧の平均値である中性点電位の変動による漏れ電流がない制御方式であり、速度安定性がよい（以下、３相変調方式という）。

この３相変調方式の欠点は電圧制御率が１の場合に最大電圧波高値まで出せない点であり、この点を改善するため電圧制御率が１の場合でも最大電圧波高値を得るものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

図６において、３相出力のうち常に２組の相間電圧を制御するように、出力周波数の周期１／６期間をそれぞれＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆとして、その各期間の電気角θ＝０°〜６０°の繰返しとした出力波形を示したものである。期間Ａにおいては、Ｖ相の電位を直流電源の負電位に保ち、Ｕ−Ｖ相間の電位は、Ｖｕ−ＶｖになるようＵ相の電位をＰＷＭ制御し、同時にＷ−Ｖ相間の電位は、Ｖｗ−ＶｖになるようにＷ相の電位をＰＷＭ制御する。期間Ｂにおいては、Ｕ相の電位を直流電源の正電位に保ち、Ｗ−Ｕ相間の電圧は、Ｖｗ−ＶｕになるようにＷ相の電位をＰＷＭ制御し、同時にＶ−Ｕ相間の電位は、Ｖｖ−ＶｕとなるようにＶ相の電位をＰＷＭ制御する。以下期間Ｃ〜期間Ｆにおいても図６に示すように同様に電位を固定することにより、他の相の電位は、他の相の式から固定する相の式を差し引いた値となる。

この方式は、先に説明した３相変調方式に比べキャリア周波数によるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ回数が２／３に低減できることから、キャリア周波数成分の漏れ電流が少なくなる。一方、３相間の平均電圧である中性点電位は１／６期間ごとに極性が反転し変動が大きいことから、中性点電位の変動による漏れ電流が大きくなる。

また、モータ制御においてモータへの印加電圧は、低速程小さく、高速程大きくなることから、中性点電位の変動については、低速程変動が大きく高速程変動が小さくなる。この影響で、漏れ電流については、低速程多く、高速程少なくなる（以下、上下張りつけ２相変調方式という）。

さらに、３相出力のうち常に２組の相間電圧を制御するように、出力周波数の周期１／３期間をそれぞれＡ、Ｂ、Ｃとしてその各期間の電気角θ＝０°〜１２０°の繰り返しとした出力波形を示したものを図７に示す。期間Ａにおいては、Ｖ相の電位を直流電源の負電位に保ち、期間Ｂにおいては、Ｗ相の電位を直流電源の負電位に保ち、期間Ｃにおいては、Ｕ相の電位を直流電源の負電位に保つようにする。このときＵ相の電位は、各期間において次のようになる。

期間Ａ −３０°〜９０° Ｖｕ−Ｖｖ＝Ｅｓｉｎ（ωｔ＋３０°）
期間Ｂ ９０°〜２１０° Ｖｕ−Ｖｗ＝Ｅｓｉｎ（ωｔ−３０°）
期間Ｃ ２１０°〜３３０° ０
Ｖ相、Ｗ相についても１２０°づつ位相をずらして同様の操作を行なう。この方式も、先に説明した３相変調方式に比べキャリア周波数によるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ回数が、２／３に低減できることから、キャリア周波数成分の漏れ電流が少なくなる。一方、３相の電圧の平均値である中性点電位は、１／３期間ごとに変動するが、先に説明した上下張りつけ２相変調方式に比べるとなだらかであり変動量が小さいことから、漏れ電流も少ない（以下、下張りつけ２相変調方式という）。

図８は、下張りつけ２相変調方式の正負を反転させたものである（以下、上張りつけ２相変調方式という）。上張りつけ２相変調方式の速度変動や漏れ電流については、下張りつけ２相変調方式と同等であることから、以下、下張りつけ２相変調方式を代表として説明する。

上述した３種類の３相電圧形インバータの制御方法について、漏れ電流が少ない順番に並べると、下張りつけ２相変調方式＜上下張りつけ２相変調方式＜３相変調方式となる。一方、速度安定性の良い順に並べると、３相変調方式＜上下張りつけ２相変調方式＜下張りつけ２相変調方式となる。

一方、図９に示すように、３種類の３相電圧形インバータ制御方法の中で、低速度における速度安定性のため３相変調方式に、高速度においてはキャリア周波数のＯＮ／ＯＦＦ回数の低減による温度上昇の低減や、速度安定性、漏れ電流の低減の観点から上下張りつけ２相変調方式に切り替えて制御する方式が一般的であり、２相変調の方式については特許文献１で知られている。
特公昭６１−１５６７０号公報

発明が解決しようとする問題点は、漏れ電流の最大値を低減することと速度安定性が両立しないことである。

民生機器に３相電圧形インバータの制御方法が使用されはじめ、漏れ電流を低減させてＩＥＣ６０９５０の規格に適合させることが求められており、上述した３相変調方式から上下２相変調方式に切り替える制御方式では、ＩＥＣ６０９５０の漏れ電流規格に適合させることは困難である。

一方、全ての速度領域において上下張りつけ変調方式を行なった場合、上述した理由に
より高速に比べると低速になるにつれてモータからの漏れ電流が増加する。

本発明は、上記課題を解決するものであり、漏れ電流の最大値を低減させながら速度安定性のよいインバータ回路の制御方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために本発明は、直流電源から３相の交流電圧を得る３相電圧形インバータにおいて、２種類以上の変調方式を有し、回転速度に応じて低速域では漏れ電流の最大値を低減させる変調方式に、高速域では速度安定性を確保する変調方式に切り替えることを特徴とするインバータ制御方法であり、漏れ電流の最大値が少なくなり、かつ速度安定性を確保するように速度に応じて変調方式に切り替えるものである。

本発明のインバータ制御方法によれば、モータからの漏れ電流が多い低速域では、漏れ電流が少なくなる変調方式に、モータからの漏れ電流が少なくなる高速域では速度安定性を重視した変調方式に切り替えることで、漏れ電流の最大値を低減させかつ速度安定性のよいインバータ制御装置を得ることができる。

直流電源から３相の交流電圧を得る３相電圧形インバータにおいて、２種類以上の変調方式を有し、回転速度に応じて低速域では漏れ電流の最大値を低減させる変調方式に、高速域では速度安定性を確保する変調方式に切り替えることを特徴とするインバータ制御方法であり、低速域においては、３種類の３相電圧形インバータ制御方法の中で最も漏れ電流が少ない下張りつけ２相変調方式もしくは上張りつけ２相変調方式に、高速域においては２番目に速度安定性が良く漏れ電流の少ない上下張りつけ２相方式に切り替える。

以下、回転速度の領域に応じてスイッチング素子の制御方法を切り替え、最大漏れ電流を低減する本発明の一実施例について、図面を参照しながら説明する。なお、インバータ回路構成は図１０に示すように従来と同じである。

実施例１は、全速度領域において漏れ電流低減を考慮しながら最大漏れ電流を低減するものであり、低速域の漏れ電流を低減する下貼りつけ２相変調方式と、高速域の漏れ電流を重視した上下貼りつけ2相変調方式とを切り替え、インバータ回路の６個のスイッチング素子を制御するドライブ回路およびＰＷＭ波形を生成するマイコン１を備えている。

各相の出力端子が正弦波電位となるよう各相の正側スイッチと負側スイッチの切り替えを行ない、Ｕ相端子についていえば、その端子電圧は、ＴｕｐＯＮ、ＴｕｎＯＦＦのときは＋Ｅ、ＴｕｐＯＦＦ、ＴｕｎＯＮのときは、０となり、このＯＮ−ＯＦＦの比率を変えて、出力電位を正弦波ＰＷＭ変調する（図１１参照）。

まず、中・高速域において漏れ電流を低減するため図６に示す上下張りつけ２相変調方式を採用する。これは、３相出力のうち常に２組の相間電圧を制御するように、出力周波数の周期１／６期間をそれぞれＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆとして、その各期間の電気角θ＝０°〜６０°の繰返しとした出力波形を示したものである。

期間Ａにおいては、Ｖ相の電位を直流電源の負電位に保ち、Ｕ−Ｖ相間の電位は、Ｖｕ−ＶｖになるようＵ相の電位をＰＷＭ制御し、同時にＷ−Ｖ相間の電位は、Ｖｗ−ＶｖになるようにＷ相の電位をＰＷＭ制御する。

期間Ｂにおいては、Ｕ相の電位を直流電源の正電位に保ち、Ｗ−Ｕ相間の電圧は、Ｖｗ−ＶｕになるようにＷ相の電位をＰＷＭ制御し、同時にＶ−Ｕ相間の電位は、Ｖｖ−ＶｕとなるようにＶ相の電位をＰＷＭ制御する。

以下Ｃ〜Ｆにおいても図６に示すように同様に電位を固定することにより、他の相の電位は、他の相の式から固定する相の式を差し引いた値となる。この上下張りつけ２相変調方式は、３相変調方式に比べキャリア周波数によるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ回数が２／３に低減できることからキャリア周波数成分の漏れ電流が少なくなる。そして、モータへの印加電圧が大きくなる中・高速においては、中性点電位の変動が小さくなり漏れ電流が少ない。

ところが、全速度領域において上下張りつけ２相変調方式を採用すると、中性点電位の変動による漏れ電流が低速域において最大となる。そこで、低速域に中性点電位の変動が少ない下張りつけ２相変調方式を採用する。これにより低速域における最大漏れ電流を低減することが可能となる。

図７を用いて下張りつけ２相変調方式について説明する。３相出力のうち常に２組の相間電圧を制御するように、出力周波数の周期１／３期間をそれぞれＡ、Ｂ、Ｃとしてその各期間の電気角θ＝０°〜１２０°の繰り返しとした出力波形を示したものである。

期間Ａにおいては、Ｖ相の電位を直流電源の負電位に保ち、期間Ｂにおいては、Ｗ相の電位を直流電源の負電位に保ち、期間Ｃにおいては、Ｕ相の電位を直流電源の負電位に保つようにする。Ｖ相Ｗ相についても１２０°づつ位相をずらして同様の操作を行なう。

この下張りつけ２相変調方式は、３相変調方式に比べキャリア周波数によるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ回数が２／３に低減できることから、キャリア周波数成分の漏れ電流が少なくなる。

一方、中性点電位は、１／３期間ごとに変動するが、モータ印加電圧が小さい低速域においては、上下張りつけ２相変調方式の変動に比べるとなだらかであり変動量が極端に小さくなることから、漏れ電流を最も少なくすることができる。

このように、低速域では下張りつけ２相変調方式にし、中・高速域で上下張りつけ２相変調方式に切り替えることで、図１に示すように全速度領域における漏れ電流の最大値を抑制できる。ここでは、４極３相誘導電動機をインバータ駆動する場合、０〜１５Ｈｚ範囲を低速域、１５Ｈｚ以上を中・高速域としている。なお、低速域の下張りつけ２相変調方式を上張りつけ２相変調方式（図８参照）に変更しても同様に実施できる。

実施例２は、中・高速域の速度安定性を重視しながら最大漏れ電流を低減するものである。まず、中・高速域においては、３相の電圧の平均値である中性点電位の変動による漏れ電流がなく速度安定性が最も良い３相調変調方式を採用する。

一方、低速域においては実施例１と同様に、下張りつけ２相変調方式（あるいは上張りつけ２相変調方式）を採用することで、図２に示すように漏れ電流の最大値を抑えることができる。したがって、実施例１と比べて中・高速域において速度安定性の良好な制御が実現できる。

実施例３は、全速度領域における速度安定性を維持しながら最大漏れ電流を低減するも
のである。

中・高速域においては、実施例２と同様に３相変調方式を採用する一方、低速域においては、図６に示す上下張りつけ２相変調方式を採用することで、全領域を３相変調する方式に比べると図３に示すように、低速域で最大漏れ電流を低減できる。

しかし、上述した実施例１、実施例２に比べ全速度領域で相対的に漏れ電流は増加するものの速度安定性を維持することができる。

実施例４は、速度領域を低速域、中速域、高速域の３つに分けて制御方式を切り替えて、最大漏れ電流を低減するものである。

実施例１から実施例３は、変調方式を全速度領域において１回切り替えていたのに対して、実施例４は全速度領域において２回切り替えることを特徴とする。

高速域においては、実施例２、実施例３と同様に３相変調方式を採用する。一方、低速においては、実施例１、実施例２と同様に下張りつけ２相変調方式（もしくは上張りつけ２相変調方式）にする。

これに加え、中速域においては、図４に示すように上下張りつけ２相変調方式を採用する。これは実施例２に２相変調方式の中速領域を設けたものであり、３種類の変調方式を全て採用することで、漏れ電流の最大値を最も低く抑制しながら、速度安定性が最もよいインバータ装置を得ることができる。

なお、４極３相誘導電動機をインバータ駆動する場合は、０〜１５Ｈｚ範囲を低速域とし、１５〜３０Ｈｚを中速域とし、３０Ｈｚ以上を高速域としている。

また、誘導電動機を制御するインバータ装置について述べたが、同期電動機を制御するサーボドライバやブラシレスドライバにも適用できることは言うまでもない。

本発明のインバータ制御方法は、民生用に限定することなく、漏れ電流の最大値を低減させる必要のある用途などに有用である。

本発明の実施例１における回転速度と漏れ電流の関係図 本発明の実施例２における回転速度と漏れ電流の関係図 本発明の実施例３における回転速度と漏れ電流の関係図 本発明の実施例４における回転速度と漏れ電流の関係図 ３相変調方式の説明図 上下張りつけ２相変調方式の説明図 下張りつけ２相変調方式の説明図 上張りつけ２相変調方式の説明図 従来方式における回転速度と漏れ電流の関係図 ３相電圧形インバータ回路の回路図 パルス幅変調制御による正弦波変調の例を示す図

符号の説明

１ マイコン
Ｒ、Ｓ、Ｔ ３相交流電源
ＤＢ ダイオードブリッジ
Ｃｐ 平滑用電解コンデンサ
Ｅ 直流電圧
Ｒｓ 電流検出用抵抗器
Ｒｂ 突入電流抑制抵抗器
Ｒｙ 突入電流抑制回路用リレー
Ｕ、Ｖ、Ｗ インバータ出力電圧（モータ印加電圧）
Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｎ スイッチング素子
Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ ダイオード

Claims (1)

1. 直流電源から３相の交流電圧を得る３相電圧形インバータにおいて、２種類以上の変調方式を有し、回転速度に応じて低速域では漏れ電流の最大値を低減させる変調方式に、中・高速域では速度安定性を確保する変調方式に切り替えることを特徴とするインバータ制御方法。
   

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