JP7316194B2 - 駆動システムの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転電機を駆動させる駆動システムの制御装置に関するものである。

直流電圧を交流電圧に変換するインバータを備え、このインバータにより変換された交流電圧により回転電機を駆動する駆動システムが知られている。駆動システムは、インバータに流れる電流の変動を抑制するためにコンデンサを備えている。インバータのスイッチをＰＷＭ制御によりスイッチング操作する場合、ＰＷＭ制御で使用される搬送波によるリップル電流成分がコンデンサに流れる電流に重畳し、コンデンサにリップル電流が流れる場合がある。リップル電流は、コンデンサの発熱量を増加させるため、リップル電流が流れる場合の発熱量を考慮してコンデンサの耐熱性を高める必要がある。耐熱性の向上は、コンデンサの体格を増加させる要因となる。

特許文献１には、コンデンサに電圧を供給するコンバータを備え、このコンバータに印加する電圧によりコンデンサに流れるリップル電流の増加を抑制する電力変換装置が開示されている。具体的には、電力変換装置は、インバータを操作する際のパラメータに基づいて、リップル電流を相殺するための交流指令値を生成するオブザーバを備えている。オブザーバにより生成された交流指令値を、コンバータの電圧指令値に重畳することにより、コンバータはリップル電流を相殺させる電圧をコンデンサに供給する。

特開２００９－１７６６２号公報

特許文献１に開示された発明では、コンデンサに電圧を供給するコンバータが必須となるため、コンバータを備えない駆動システムには適用することができない。また、リップル電流の増加を抑制するためにコンバータを駆動システムに追加した場合、追加したコンバータの分だけ駆動システムの体格を大型化させることが懸念される。

本発明は、上記課題に鑑みたものであり、駆動システムの体格を増加させることなく、コンデンサに流れるリップル電流の増加を抑制することができる駆動システムの制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明では、電機子巻線を有する回転電機と、スイッチを有し、前記スイッチのスイッチング操作により、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記電機子巻線に供給するインバータと、前記インバータの入力側に接続されたコンデンサと、を備える駆動システムに適用される駆動システムの制御装置に関する。制御装置は、前記回転電機のトルク指令値に基づいて、前記電機子巻線に流れる電流を制御するための指令電流ベクトル情報を生成する指令情報生成部と、前記指令電流ベクトル情報に基づいて、前記インバータから前記電機子巻線に供給される電圧指令値と搬送波との大小比較に基づくＰＷＭ制御により、前記スイッチのスイッチング操作を行う操作部と、前記ＰＷＭ制御が実施されている期間において、前記トルク指令値及び前記回転電機の速度指令値に基づいて、前記回転電機の動作点が、前記コンデンサに流れるリップル電流が所定値以上となるリップル発生範囲に含まれるか否かを判定する動作点判定部と、前記回転電機の動作点が前記リップル発生範囲に含まれていると判定された場合に、生成された前記指令電流ベクトル情報から定まるｄ軸電流の絶対値を小さくし、かつ生成された前記指令電流ベクトル情報から定まる指令電流ベクトルの大きさを増加させるように、前記指令電流ベクトル情報を変更する指令値変更部と、を備え、前記操作部は、変更された前記指令電流ベクトル情報に基づいて、前記ＰＷＭ制御で用いる前記電圧指令値を算出する。

コンデンサに流れるリプル電流は、ＰＷＭ制御で使用される搬送波の２次成分が支配的である。リプル電流の２次成分Ｇ２は下記式（１）により算出することができる。

Ｉｍは、回転電機の電機子巻線に流れる電流の振幅であり、Ｊ１は、１次のベッセル関数である。ａは、変調率である。１次のベッセル関数は、駆動システムで取り得る変調率ａの範囲において変調率ａとの間に負の相関があるため、変調率ａを増加させることにより、リプル電流の２次成分Ｇ２を低下させることができ、ひいてはリップル電流の増加を抑制することができる。

上記構成では、ＰＷＭ制御が実施されている期間において、回転電機に対するトルク指令値と速度指令値とに基づいて、回転電機の動作点がコンデンサに流れるリップル電流が所定値以上となるリップル発生範囲に含まれているか否かが判定される。回転電機の動作点がリップル発生範囲に含まれていると判定された場合に、生成された指令電流ベクトル情報から定まるｄ軸電流の絶対値を小さくし、かつ生成された指令電流ベクトル情報から定まる指令電流ベクトルの大きさを大きくするように、指令電流ベクトル情報が変更される。指令電流ベクトルの大きさが大きくなることにより指令電圧が大きくなり、ＰＷＭ制御での変調率が増加する。その結果、コンデンサに対してリップル電流の増加を抑制するための電圧を印加せずともコンデンサに流れるリップル電流の増加を抑制することができるため、駆動システムの体格を増加させることなく、コンデンサに流れるリップル電流の増加を抑制することができる。

駆動システムの構成図。 回転電機の動作領域を説明する図。 制御装置の機能ブロック図。 最小電流最大トルク制御を説明する図。 回転電機の動作領域を説明する図。 強め界磁制御を説明する図。 インバータを操作する手順を説明するフローチャート。 本実施形態の作用効果を説明する図。 第２実施形態に係る駆動システムの構成図。 インバータを操作する手順を説明するフローチャート。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る駆動システムを車両に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、駆動システム１００は、回転電機１０、インバータ２０及びコンデンサ２５を備えている。回転電機１０は、３相の同期機であり、ステータ巻線としてＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗを備えている。本実施形態では、回転電機１０は、車両の動力となる車載主機として用いられる。

インバータ２０は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を３相分備えている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられており、より具体的には、ＩＧＢＴが用いられている。各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎには、フリーホイールダイオードＤＵｐ，ＤＵｎ，ＤＶｐ，ＤＶｎ，ＤＷｐ，ＤＷｎが逆並列に接続されている。

Ｕ相上アームスイッチＳＵｐのエミッタには、Ｕ相下アームスイッチＳＵｎのコレクタが接続されている。Ｖ相上アームスイッチＳＶｐのエミッタには、Ｖ相下アームスイッチＳＶｎのコレクタが接続されている。Ｗ相上アームスイッチＳＷｐのエミッタには、Ｗ相下アームスイッチＳＷｎのコレクタが接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐの各コレクタは、インバータ２０の第１端子２３に繋がる高電圧側ライン２１に接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｐの各エミッタは、インバータ２０の第２端子２４に繋がる低電圧側ライン２２に接続されている。

インバータ２０の第１端子２３は、直流電源である蓄電池２００の正極側端子に接続されており、第２端子２４は、蓄電池２００の負極側端子に接続されている。

インバータ２０の入力側には、コンデンサ２５が接続されている。具体的には、コンデンサ２５の一方の端子は、第１端子２３と蓄電池２００の正極側端子とを繋ぐ配線に接続され、他方の端子は、第２端子２４と蓄電池２００の負極側端子とを繋ぐ配線に接続されている。これにより、コンデンサ２５は、インバータ２０に並列接続されている。なお、コンデンサ２５は、高電圧側ライン２１と低電圧側ライン２２とを接続することにより、インバータ２０に内蔵されていてもよい。

Ｕ相上アームスイッチＳＵｐとＵ相下アームスイッチＳＵｎとの接続点には、Ｕ相導電部材２１Ｕの第１端が接続されている。Ｕ相導電部材２１Ｕの第２端は、Ｕ相巻線１１Ｕの第１端に接続されている。Ｖ相上アームスイッチＳＶｐとＶ相下アームスイッチＳＶｎとの接続点には、Ｖ相導電部材２１Ｖの第１端が接続されている。Ｖ相導電部材２１Ｖの第２端は、Ｖ相巻線１１Ｖの第１端に接続されている。Ｗ相上アームスイッチＳＷｐとＷ相下アームスイッチＳＷｎとの接続点には、Ｗ相導電部材２１Ｗの第１端が接続されている。Ｗ相導電部材２１Ｗの第２端は、Ｗ相巻線１１Ｗの第１端に接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの第２端同士は、中性点で接続されている。

駆動システム１００は、第１電流センサ３１ｕと、第２電流センサ３１ｖと、第３電流センサ３１ｗと、回転角センサ３２と、電圧センサ３３とを備えている。第１電流センサ３１ｕはＵ相導電部材２１Ｕに流れるＵ相電流を検出する。第２電流センサ３１ｖはＶ相導電部材２１Ｖに流れるＶ相電流を検出する。第３電流センサ３１ｗはＷ相導電部材２１Ｗに流れるＷ相電流を検出する。回転角センサ３２は回転電機１０の回転磁界の角度である電気角θを検出する。電圧センサ３３は、インバータ２０に入力される蓄電池２００からの入力電圧ＶＩＮＶを検出する。なお、本実施形態において、各電流センサは、少なくとも２相分の電流を検出できるように設けられていればよい。

駆動システム１００は、制御装置３０を備えている。制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、回転電機１０の制御量をその指令値にフィードバック制御すべく、インバータ２０を構成する各スイッチをスイッチング操作する。本実施形態において、制御量はトルクである。

制御装置３０は、回転電機１０の動作点に応じて、ＰＷＭ制御、過変調制御及び矩形制御のうち、いずれかの制御を選択して実行する。まずは、図２を用いて、回転電機１０の動作領域を説明する。

図２は、横軸を回転速度Ｎｍとし、縦軸をトルクＴｒｑとした場合の回転電機１０の動作領域を示す。回転電機１０では、基底回転速度Ｎ１よりも低回転側において、回転速度Ｎｍに依らず回転電機１０が出力可能なトルクの上限値が変化しない速度範囲である第１範囲Ｂ１が存在する。以下、この第１範囲Ｂ１において、出力可能なトルクの上限値である最大トルクＴｍａｘを結んで規定される動作点の範囲を定トルクラインＬｍａｘと称する。回転電機１０には、基底回転速度Ｎ１よりも高回転側において、回転速度Ｎｍを増加させるほど、回転電機１０が出力可能なトルクの上限値が小さくなる速度範囲である第２範囲Ｂ２が存在する。

制御装置３０は、上位の制御装置から、回転電機１０のトルク指令値Ｔｒｑ＊及び速度指令値Ｎｍ＊を取得する。制御装置３０は、取得したトルク指令値Ｔｒｑ＊及び速度指令値Ｎｍ＊から定まる動作点に基づいて、ＰＷＭ制御、過変調制御及び矩形制御のいずれかを選択する。制御装置３０は、回転電機１０の速度指令値Ｎｍ＊が低回転側から高回転側に移行するのに従い、ＰＷＭ制御、過変調制御及び矩形制御の順にインバータ２０に対する操作態様を切り換える。

ＰＷＭ制御は、三角波信号等のキャリア信号（搬送波）と、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗに印加する相電圧を定めるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との大小比較に基づいて、各上アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｐ、及び各下アームスイッチＳＵｎ～ＳＷｎをオンオフ操作するための操作信号を生成する制御である。各操作信号は、スイッチのオン操作を指示するオン指令及びスイッチのオフ操作を指示するオフ指令からなる。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、位相が電気角θで１２０度ずれた正弦波状の信号である。ＰＷＭ制御では、キャリア信号の振幅に対するＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅の比である変調率ａは、１以下とされている。本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が電圧指令値に相当する。

過変調制御は、キャリア信号の振幅よりも大きい振幅を有するＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、キャリア信号との大小比較に基づいて、各操作信号を生成する制御である。過変調制御では、変調率ａが１よりも大きくされている。

矩形制御は、各Ｕ，Ｖ、Ｗ相において、上アームスイッチがオン操作されてかつ下アームスイッチがオフ操作される状態と、上アームスイッチがオフ操作されてかつ下アームスイッチがオン操作される状態とのそれぞれが、回転電機１０の電気角θの１周期において１回ずつ実現されるように、各操作信号を生成する制御である。矩形制御では、例えば、変調率ａが１．２以上とされている。

ここで、制御装置３０がＰＷＭ制御によりインバータ２０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｐ，ＳＵｎ～ＳＷｎを操作する際、コンデンサ２５に所定値以上のリップル電流が流れる場合がある。そのため、所定値以上のリップル電流が流れる場合の発熱量を考慮してコンデンサ２５の耐熱性を高める必要がある。耐熱性の向上は、コンデンサ２５の体格を増加させる要因となる。

コンデンサ２５に流れるリップル電流は、ＰＷＭ制御におけるキャリア信号の２次成分が支配的であることが一般的に知られており、この２次成分Ｇ２は下記式（２）により近似される。

Ｉｍは、回転電機１０の各Ｕ，Ｖ、Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗに流れる各相電流の振幅であり、Ｊ１は、１次のベッセル関数である。

１次のベッセル関数は、駆動システム１００で取り得る変調率ａの範囲において、この変調率ａとの間に負の相関があるため、変調率ａを大きくすることにより２次成分Ｇ２を低下させることができ、ひいてはリップル電流の増加を抑制することができる。そこで、本実施形態では、制御装置３０は、ＰＷＭ制御の実施中であり、かつコンデンサ２５に所定値以上のリップル電流が流れる場合に、変調率ａを大きくすることにより、リップル電流の増加を抑制する。

次に、制御装置３０の機能のうち、ＰＷＭ制御に係る機能について図３の機能ブロック図を用いて詳しく説明する。制御装置３０は、２相変換部４０と、指令情報生成部４１と、動作点判定部４２と、指令値変更部４３と、操作部４４とを備えている。

２相変換部４０は、各電流センサ３１ｕ，３１ｖ，３１ｗにより検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、電気角θとに基づいて、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、２相回転座標系であるｄｑ座標系におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。

指令情報生成部４１は、トルク指令値Ｔｒｑ＊に応じた、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。本実施形態では、指令情報生成部４１は、最小電流最大トルク制御により、トルク指令値Ｔｒｑ＊を満たしつつ、回転電機１０の損失が最小となるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。

指令情報生成部４１により実施される最小電流最大トルク制御を、図４を用いて説明する。図４に示すように、ｄｑ座標系において、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒを結んで規定される定電流円Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を破線で示している。ｄｑ座標系において、回転電機１０の出力トルクＴ１，Ｔ２，Ｔ３に対応するｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒを結んで規定される等トルク線ＴＬ１，ＴＬ２，ＴＬ３を実線で示している。各出力トルクＴ１，Ｔ２，Ｔ３は、Ｔ１＜Ｔ２＜Ｔ３の関係である。

最小電流最大トルク制御では、トルク指令値Ｔｒｑ＊に対応する等トルク線上のｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒのうち、原点０からの距離が最小となる電流が、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として算出される。例えば、トルク指令値Ｔｒｑ＊に対応するトルクがＴ２である場合、等トルク線ＴＬ２と各定電流円Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３との交点であるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒのうち、原点０からの距離が最小となる値が、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として算出される。最小電流最大トルク制御では、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として算出されるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、下記式（３），（４）を満たす値となる。

βは、ｑ軸を基準とした場合のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊により規定される指令電流ベクトルの位相角である。Ψａは鎖交磁束［ｗｂ］であり、Ｌｄはｄ軸インダクタンス［Ｈ］であり、Ｌｑはｑ軸インダクタンス［Ｈ］である。

本実施形態では、制御装置３０が備える記憶部には、トルク指令値Ｔｒｑ＊と、上記式（３），（４）で示される関係を満たすｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係を示すマップが記憶されている。指令情報生成部４１は、このマップを参照することで、トルク指令値Ｔｒｑ＊に応じた、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出することができる。

動作点判定部４２は、トルク指令値Ｔｒｑ＊及び速度指令値Ｎｍ＊に基づいて、回転電機１０の動作点がリップル発生範囲に含まれるか否かを判定する。リップル発生範囲は、コンデンサ２５に流れるリップル電流が所定値以上となる回転電機１０の動作範囲である。

図５を用いて、回転電機１０の動作領域と、リップル発生範囲との関係を説明する。コンデンサ２５に流れるリップル電流は、回転電機１０の出力トルクが最大トルクＴｍａｘとなる場合に最も大きくなり、トルクＴｒｑが小さくなるほど小さくなる。定トルクラインＬｍａｘにおいて、速度判定値Ｎ２よりも低回転側に、コンデンサ２５に流れるリップル電流が最大となる最大リップル動作点Ｐ１が存在する。速度判定値Ｎ２は、回転電機１０の動作点が定トルクラインＬｍａｘ上にある場合に、制御装置３０がインバータ２０に対する操作をＰＷＭ制御と過変調制御との間で切り換える際の速度指令値Ｎｍ＊の判定値である。また、定トルクラインＬｍａｘにおいて、基底回転速度Ｎ１により定められる動作点は、インバータ２０における許容熱負荷が最大となる最大負荷動作点Ｐ２である。そして、最大リップル動作点Ｐ１は、定トルクラインＬｍａｘにおいて、最大負荷動作点Ｐ２よりも低回転側の動作点となっている。これは、ＰＷＭ制御では、過変調制御及び矩形制御よりもインバータ２０の各スイッチをオンオフ操作する単位時間当たりの回数が多いため、定トルクラインＬｍａｘのうち、ＰＷＭ制御が実施される動作点においてコンデンサ２５に流れる電流に高調波成分が重畳し易くなるためである。

本実施形態では、図５に示す動作領域のうち、トルクＴｒｑが、最大トルクＴｍａｘよりも低いトルク判定値Ｔｓ以上かつ最大トルクＴｍａｘ以下であり、回転速度Ｎｍが０よりも大きくかつ速度判定値Ｎ２以下となる範囲をリップル発生範囲として定めている。動作点判定部４２は、回転電機１０の動作点が、このリップル発生範囲（０＜Ｎｍ＊≦Ｎ２、Ｔｓ≦Ｔｒｑ＊≦Ｔｍａｘ）に含まれか否かを判定する。リップル発生範囲を、定トルクラインＬｍａｘにおいて速度判定値Ｎ２以下の動作範囲とすることにより、回転電機１０の動作点を最大負荷動作点Ｐ２まで変更させることができるため、変調率ａの変更幅の自由度を高めることができる。

図３に戻り、指令値変更部４３は、動作点判定部４２により回転電機１０の動作点がリップル発生範囲に含まれると判定されている場合に、指令情報生成部４１により生成されたｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊から定まる指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜を増加させ、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊の絶対値を小さくするように、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を変更する。

指令値変更部４３によるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の変更を、図６を用いて説明する。図６では、変更前のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊により定まるｄ，ｑ軸電流をＩｄ１，Ｉｑ１により示し、指令値変更部４３による変更後のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊により定まるｄ，ｑ軸電流をＩｄ２，Ｉｑ２により示している。同一のトルクラインＴＬ１１上で、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊により定まる指令電流ベクトルＩａの位相角βを小さくする（遅角させる）ことにより、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊の絶対値を小さくしつつ、指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜を大きくする。以下、指令値変更部４３によるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の変更を強め界磁制御と称す。図６では、強め界磁制御により、指令電流ベクトルＩａ１の位相角をβ１からβ２まで小さくすることにより、指令電流ベクトルがＩａ１からＩａ２に変更されている。これにより、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊の絶対値が｜Ｉｄ１｜から｜Ｉｄ２｜へと小さくなっており、指令電流ベクトルの大きさが｜Ｉａ１｜から｜Ｉａ２｜へと大きくなっている。

本実施形態では、制御装置３０が備える記憶部には、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、位相角βの遅角量との関係を示すマップが記憶されている。指令値変更部４３は、このマップを参照することで、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に応じた位相角βの変更量を算出することができる。

図３に戻り、指令値変更部４３からのｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、操作部４４に入力される。操作部４４は、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。そして、算出したＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア信号とを用いたＰＷＭ制御により、インバータ２０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｐ，ＳＵｎ～ＳＷｎをオンオフ操作する。

変更後のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊により定められる指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜が大きくなることにより、操作部４４により算出されるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が大きくなる。そのため、操作部４４が実施するＰＷＭ制御において、キャリア信号に対するＵ，Ｖ、Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の比である変調率ａが大きくなる。

本実施形態では、操作部４４は、ｄ軸偏差算出部４４ａと、ｑ軸偏差算出部４４ｂと、ｄ軸指令電圧算出部４４ｃと、ｑ軸指令電圧算出部４４ｄと、３相変換部４４ｅと、ＰＷＭ制御部４４ｆとを備えている。

ｄ軸偏差算出部４４ａは、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算した値であるｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸偏差算出部４４ｂは、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算した値であるｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。

ｄ軸指令電圧算出部４４ｃは、速度指令値Ｎｍ＊及びｄ軸電流偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。具体的には、ｄ軸指令電圧算出部４４ｃは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄをゼロに制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。この際、回転電機１０の実際の回転速度Ｎｍが速度指令値Ｎｍ＊からずれないように、速度指令値Ｎｍ＊を考慮する。

ｑ軸指令電圧算出部４４ｄは、速度指令値Ｎｍ＊及びｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。具体的には、ｑ軸指令電圧算出部４４ｄは、ｑ軸電流偏差ΔＩｑをゼロに制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。この際、回転電機１０の実際の回転速度Ｎｍが速度指令値Ｎｍ＊からずれないように、速度指令値Ｎｍ＊を考慮する。

３相変換部４４ｅは、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊、入力電圧ＶＩＮＶ、及び電気角θに基づいて、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、電気角θで位相が互いに１２０°ずれた正弦波状の波形となる。

ＰＷＭ制御部４４ｆは、３相変換部４４ｅから出力されたＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、各スイッチＳＵｐ～ＳＷｐ，ＳＵｎ～ＳＷｎをオンオフするための各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。各操作信号ｇＵｐ～ｇＷｐ，ｇＵｎ～ｇＷｐは、キャリア信号とＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との大小比較に基づいて生成される。

次に、インバータ２０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｐ，ＳＵｎ～ＳＷｎを操作する手順を、図７を用いて説明する。図７の処理は、制御装置３０により所定の制御周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１１では、トルク指令値Ｔｒｑ＊と速度指令値Ｎｍ＊とを取得する。ステップＳ１２では、インバータ２０に対する操作としてＰＷＭ制御を実施しているか否かを判定する。インバータ２０に対する操作としてＰＷＭ制御を実施している場合、ステップＳ１３に進み、図４等により説明した最小電流最大トルク制御によりｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。

ステップＳ１４では、ステップＳ１１で取得しているトルク指令値Ｔｒｑ＊及び速度指令値Ｎｍ＊に基づいて、回転電機１０の動作点がリップル発生範囲に含まれるか否かを判定する。具体的には、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク判定値Ｔｓ以上、最大トルクＴｍａｘ以下であり、かつ速度指令値Ｎｍ＊が０よりも大きく、速度判定値Ｎ２以下であると判定すると、回転電機１０の動作点がリップル発生範囲に含まれると判定する。

ステップＳ１４を肯定判定すると、ステップＳ１５に進み、図５等により説明したように、強め界磁制御によりステップＳ１３で算出したｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を変更する。これにより、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊の絶対値を小さくし、かつ指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜が大きくなるように、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が変更される。

ステップＳ１６では、ステップＳ１５による変更後のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を用いてＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。ステップＳ１８では、ステップＳ１６で算出したＵ，Ｖ、Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いたＰＷＭ制御により、インバータ２０を操作する。これにより、ＰＷＭ制御での変調率ａがｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を変更しない場合よりも増加することにより、コンデンサ２５に流れるリップル電流の増加が抑制される。

ステップＳ１４に戻り、回転電機１０の動作点がリップル発生範囲に含まれないと判定すると、ステップＳ１７に進み、ステップＳ１３で算出したｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊をそのまま用いてＵ，Ｖ、Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。ステップＳ１７からステップＳ１８に進む場合、ステップＳ１７で算出したＵ，Ｖ、Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いたＰＷＭ制御によりインバータ２０を操作する。

なお、ステップＳ１２において否定判定した場合には、ステップＳ１９に進む。ステップＳ１９では、インバータ２０の制御として矩形制御又は過変調制御を実施する。そして、図７の処理を一旦終了する。

次に、図８を用いて、本実施形態でのリップル電流の増加を抑制する効果を説明する。

図８（ａ）～図８（ｄ）は、比較例１、比較例２、比較例３、比較例４及び本実施例の各値を示している。具体的には、図８（ａ）は、比較例１～４及び本実施例におけるｑ軸を基準とする指令電流ベクトルの位相角βを示す。図８（ｂ）は、比較例１～４及び本実施例における各Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの実効値を示す。図８（ｃ）は、比較例１～４及び本実施例におけるリップル電流を示す。図８（ｄ）は、比較例１～４及び本実施例におけるシステム損失を示す。

比較例３のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、最小電流最大トルク制御（ＭＴＰＡ）により算出されている。そのため、図８（ｄ）に示すように、比較例３は、比較例１～４及び本実施例のうち、システム損失が最も低い値となっている。以下では、比較例３でのｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊により定められる指令電流ベクトルの位相角を基準位相角βｓと称す。

比較例１，２は、比較例３のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を弱め界磁側に変更した場合の各値を示している。具体的には、比較例１，２では、指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜を大きくしつつ、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊の絶対値が大きくなるように、比較例３のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を変更した場合の各値である。なお、比較例１は比較例２よりも、指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜が大きく、かつｄ軸指令電流Ｉｄ＊の絶対値が大きくなっている。

比較例１，比較例２では、基準位相角βｓよりも位相角βが大きくなっており、比較例１は比較例２よりも、位相角βが大きくなっている。また、比較例１は比較例２よりも、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの実効値が大きくなっている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの実効値の増加に伴って、比較例１，２では、比較例３よりもリップル電流が大きくなっている。これは、比較例１，２では、比較例３よりも指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜の増加とともに、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊の絶対値が大きくなったことにより、比較例３よりも回転電機１０の鎖交磁束による逆起電力が抑制され、変調率ａが低下したためである。なお、比較例１，２では、比較例３よりも、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの実効値が大きくなったことに伴いシステム損失が大きくなっている。

本実施例及び比較例４は、比較例３のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を強め界磁側に変更した場合の各値を示している。具体的には、本実施例及び比較例４は、指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜を大きくしつつ、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊の絶対値が小さくなるように、比較例３のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を変更した場合の各値である。なお、本実施例は比較例４よりも、指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜が小さく、かつｄ軸指令電流Ｉｄ＊の絶対値が小さくなっている。

本実施例及び比較例４では、基準位相角βｓよりも位相角βが小さくなっており、比較例４は本実施例よりも、位相角βが小さくなっている。また、本実施例は比較例４よりも、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの実効値が小さくなっている。本実施例では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの実効値の増加に合わせて、比較例３よりもリップル電流が小さくなっている。これは、本実施例では、指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜の増加とともに、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊の絶対値が小さくなったことにより、比較例３よりも回転電機１０の鎖交磁束による逆起電力が増加させられることで、変調率ａが増加したためである。なお、本実施例では、比較例３よりもＵ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの実効値が大きくなったことに伴い、比較例３よりもシステム損失が大きくなっている。また、位相角βを小さくしすぎると、比較例４のように、本実施例よりもリップル電流が大きくなっている。

以上説明した本実施形態により以下の効果を奏することができる。

・制御装置３０は、インバータ２０に対してＰＷＭ制御が実施されている期間において、回転電機１０の動作点がコンデンサ２５に流れるリップル電流が所定値以上となるリップル発生範囲に含まれているか否かを判定する。回転電機１０の動作点がリップル発生範囲に含まれていると判定した場合に、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊から定まるｄ軸電流Ｉｄｒの絶対値を小さくし、かつ指令電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜を大きくするように、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を変更する。これにより、インバータ２０に対するＰＷＭ制御での変調率ａが増加し、コンデンサ２５に電圧を印加するコンバータを用いることなく、リプル電流の増加を抑制することができる。

・制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク判定値Ｔｓ以上で、最大トルクＴｍａｘであり、速度指令値Ｎｍ＊が０よりも大きく、基底回転速度Ｎ１よりも小さい速度判定値Ｎ２以下である場合に、回転電機１０の動作点がリップル発生範囲に含まれると判定する。これにより、リップル電流が発生し易い動作点の範囲において、インバータ２０の許容熱負荷を越えない範囲で、リップル電流の増加を抑制することができる。

・制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑ＊に基づく最小電流最大トルク制御によりｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成する。これにより、駆動システム１００の損失を大きく低下させることなく、コンデンサ２５に流れるリップル電流の増加を抑制することができる。

・制御装置３０は、ｄｑ軸座標系において、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊により定められる指令電流ベクトルＩａを、トルク指令値Ｔｒｑ＊に応じた同一トルクライン上でｑ軸側に近づけるように、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を変更する。これにより、回転電機１０のトルクをトルク指令値Ｔｒｑ＊に維持しつつ、コンデンサ２５に流れるリップル電流の増加を抑制することができる。

＜第１実施形態の変形例＞
リップル電流は、定トルクラインＬｍａｘ上の最大リップル動作点Ｐ１において最も大きくなる。そこで、回転電機１０の動作領域のうち、定トルクラインＬｍａｘをリップル発生範囲として定めてもよい。具体的には、回転電機１０の動作領域のうち、トルクＴｒｑが最大トルクＴｍａｘであり、回転速度Ｎｍが０よりも大きくかつ速度判定値Ｎ２以下となる範囲を、リップル発生範囲として定めればよい。

＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態では、コンデンサ２５の温度が所定の温度よりも高いことを条件に、強め界磁制御によりｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を変更する。これは、コンデンサ２５の温度が低い場合は、高い場合と比べてリップル電流が流れることによるコンデンサ２５の発熱の悪影響が小さいためである。

図９に示すように、本実施形態の駆動システム１００は、コンデンサ２５の温度を検出する温度センサ５０を備えている。温度センサ５０により検出されたコンデンサ２５の温度であるコンデンサ温度Ｆは、制御装置３０に入力される。本実施形態では、制御装置３０が温度取得部に相当する。

次に、図１０を用いて、本実施形態に係るＰＷＭ制御の手順を説明する。図１０に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１３により、最小電流最大トルク制御により、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出した後、ステップＳ２０では、温度センサ５０により検出されたコンデンサ温度Ｆが温度判定値Ｔｃよりも高いか否かを判定する。温度判定値Ｔｃは、コンデンサ２５の信頼性を維持可能なコンデンサ２５の許容上限温度（耐熱温度）以下の値に設定され、具体的には例えば、許容上限温度に設定されている。

ステップＳ２０において否定判定した場合、ステップＳ１７に進み、ステップＳ１３で算出したｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊をそのまま用いてＵ，Ｖ、Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。一方、ステップＳ２０において肯定判定した場合、ステップＳ１４に進む。

以上説明した本実施形態は、以下の効果を奏することができる。

制御装置３０は、コンデンサ２５の温度が温度判定値Ｔｃよりも大きく、かつ回転電機１０の動作点がリップル発生範囲に含まれると判定した場合に、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を変更する。そのため、リップル電流によるコンデンサ２５の温度上昇における悪影響が大きい場合に限って、リップル電流の増加が抑制される。これにより、変調率ａを増加させたことによる駆動システム１００の効率低下を極力抑えつつ、リップル電流の増加を抑制することができる。

＜その他の実施形態＞
・指令情報生成部４１は、指令電流ベクトル情報として、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に代えて、指令電流ベクトルの大きさ及び位相角を算出してもよい。この場合、図３に示す指令値変更部４３は、回転電機１０の動作点がリップル発生範囲に含まれている場合に、指令電流ベクトルの大きさを大きくし、かつ位相角を小さくする。そして、変更した指令電流ベクトルの大きさ及び位相角に基づいて、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出すればよい。

・制御装置３０は、インバータ２０に対する操作として過変調制御及び矩形制御を実施せず、ＰＷＭ制御のみを実施してもよい。

１０…回転電機、１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ…Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線、２０…インバータ、２５…コンデンサ、３０…制御装置、１００…駆動システム。

Claims (5)

1. 電機子巻線（１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ）を有する回転電機（１０）と、
   スイッチ（ＳＵｐ～ＳＷｐ，ＳＵｎ～ＳＷｎ）を有し、前記スイッチのスイッチング操作により、直流電源（２００）からの直流電圧を交流電圧に変換して前記電機子巻線に供給するインバータ（２０）と、
   前記インバータの入力側に接続されたコンデンサ（２５）と、を備える駆動システム（１００）に適用される駆動システムの制御装置（３０）であって、
   前記回転電機のトルク指令値に基づいて、前記電機子巻線に流れる電流を制御するための指令電流ベクトル情報を生成する指令情報生成部（４１）と、
   前記指令電流ベクトル情報に基づいて、前記インバータから前記電機子巻線に供給される電圧指令値と搬送波との大小比較に基づくＰＷＭ制御により、前記スイッチのスイッチング操作を行う操作部（４４）と、
   前記ＰＷＭ制御が実施されている期間において、前記トルク指令値及び前記回転電機の速度指令値に基づいて、前記回転電機の動作点が、前記コンデンサに流れるリップル電流が所定値以上となるリップル発生範囲に含まれるか否かを判定する動作点判定部（４２）と、
   前記回転電機の動作点が前記リップル発生範囲に含まれていると判定された場合に、生成された前記指令電流ベクトル情報から定まるｄ軸電流の絶対値を小さくし、かつ生成された前記指令電流ベクトル情報から定まる指令電流ベクトルの大きさを増加させるように、前記指令電流ベクトル情報を変更する指令値変更部（４３）と、を備え、
   前記操作部は、変更された前記指令電流ベクトル情報に基づいて、前記ＰＷＭ制御で用いる前記電圧指令値を算出する駆動システムの制御装置。
2. 前記回転電機の回転速度が所定の基底回転速度以下となる場合に、前記回転速度に依らず前記回転電機の最大トルクが一定となり、前記回転速度が前記基底回転速度よりも大きい場合に、前記回転速度が高くなるほど前記最大トルクが小さくなり、
   前記操作部は、前記速度指令値が前記基底回転速度よりも低い速度判定値以下である場合に、前記ＰＷＭ制御により前記スイッチのスイッチング操作を行い、前記速度指令値が前記速度判定値よりも大きい場合に、前記ＰＷＭ制御よりも変調率が大きい制御により前記スイッチのスイッチング操作を行い、
   前記動作点判定部は、前記トルク指令値が、前記最大トルク以下の判定トルク以上であり、かつ前記速度指令値が前記速度判定値以下である場合に、前記回転電機の動作点が前記リップル発生範囲に含まれると判定する請求項１に記載の駆動システムの制御装置。
3. 前記指令情報生成部は、前記トルク指令値に基づく最小電流最大トルク制御により前記指令電流ベクトル情報を生成する請求項１又は２に記載の駆動システムの制御装置。
4. 前記指令値変更部は、ｄｑ座標系において、生成された前記指令電流ベクトル情報により定められる指令電流ベクトルを、前記トルク指令値と同じトルクライン上でｑ軸側に近づけるように変化させることにより、前記指令電流ベクトル情報を変更する請求項１～３のいずれか一項に記載の駆動システムの制御装置。
5. 前記コンデンサの温度を取得する温度取得部を備え、
   前記指令値変更部は、前記コンデンサの温度が所定温度よりも大きく、かつ前記回転電機の動作点が前記リップル発生範囲に含まれると判定された場合に、前記指令電流ベクトル情報を変更する請求項１～４のいずれか一項に記載の駆動システムの制御装置。

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