JP2008148395A - モータインバータ装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源に接続される平滑キャパシタのリップル電流を減らすことができるインバータ装置を提供することである。
【解決手段】第１のモータの１つの相の指令値と三角波ａを比較し、同時に別の相の指令値と三角波ａの反転信号である三角波ｃを比較してＰＷＭ信号を算出する（Ｓ１３）。同様に、第２のモータの１つの相の指令値と三角波ｂの振幅値を比較し、同時に別の相の指令値と三角波ｂの反転信号である三角波ｄを比較してＰＷＭ信号を計算する（Ｓ１７）。これらのＰＷＭ信号によりインバータブリッジ１４ａと１４ｂのスイッチングタイミングを制御することで平滑キャパシタＣ１のリップル電流を減少させる。
【選択図】 図４

Description

本発明は、３相交流モータを制御するインバータ装置とその制御方法に関する。

３相交流モータを駆動する場合の制御方法として６個のスイッチング素子のオン時間を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御がある。また、３相の内の２相のみオン、オフ制御し、残りの１相を上相のみオンまたは下相のみオンに固定する２相変調方式が一般に用いられている。ＰＷＭ制御では、各相のオン期間が重なる場合があり、そのとき平滑用キャパシタに流れるリップル電流が大きくなるという問題があった。

上記の問題を改善するために、我々は、２相変調方式において、オン、オフ制御する２相の基準三角波の位相を１８０度ずらすことで、リップル電流を減少させたインバータ装置を先に提案している（特許文献２参照）。

特許文献１には、モータ用インバータとジェネレータ用インバータを有するインバータ装置において、モータを駆動するための第１のパルス幅変調信号と、ジェネレータを駆動するための第２のパルス幅変調信号のオン・オフのタイミングを異ならせることが記載されている。
特開２０００−７８８５０号公報 特開２００５−５１８３８号公報

ところで、直流電源の出力電圧をインバータで直流／交流変換して複数の３相交流モータを駆動する場合、１台の３相交流モータを駆動する場合よりさらに平滑用キャパシタに流れるリップル電流が増加する。

また、インバータで駆動する複数の３相交流モータの回転数が異なると、それぞれのモータの電気角も異なるので、１台のモータと同じ制御方法ではリップル電流が増加することが考えられる。

本発明の課題は、直流電源に接続される平滑キャパシタのリップル電流を減らすことができるインバータ装置を提供することである。

本発明のモータインバータ装置は、１つの直流電源の出力電圧を平滑キャパシタで平滑して複数の３相交流電圧に変換し、前記各３相交流電圧がそれぞれモータを駆動させるモータインバータ装置において、各モータを２相変調制御する駆動信号を生成する制御手段と、前記各モータ毎に、前記駆動信号によりオン、オフ制御され３相交流電圧を供給するスイッチング素子群を有し、前記駆動信号のうち変調する２相はそれぞれ位相の異なるキャリア信号に基づいて生成される。

この発明によれば、複数のモータを位相の異なるキャリア信号に基づいて２相変調制御することで、モータインバータ装置の出力電流のピーク値を抑制し、平滑キャパシタに流れるリップル電流を減らすことができる。

上記の発明のモータインバータ装置において、前記制御手段は、前記位相の異なるキャリア信号を発生するキャリア信号発生手段と、前記各モータの指令値と前記キャリア信号に基づいて２相変調制御を行う前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段とを有する。

このように構成することで、キャリア信号発生手段で発生する位相の異なるキャリア信号に基づいて２相変調制御を行うことでモータインバータ装置の出力電流のピーク値を抑え、平滑キャパシタに流れるリップル電流を減らすことができる。

上記の発明のモータインバータ装置において、前記各モータ毎について前記駆動信号のうち変調する２相に対応する前記キャリア信号は互いに１８０°位相が異なり、かつ、全キャリア信号の位相は均等に異なる。

このようにキャリア信号の位相を１８０°異ならせ、全キャリア信号の位相を均等に異ならせることで、スイッチング素子群のスイッチングタイミングを均等に異ならせ、モータインバータ装置の出力電流のピーク値を抑えることができる。

上記の発明のモータインバータ装置において、モータが２つである。
上記の発明のモータインバータ装置において、前記駆動信号生成手段は、前記各モータ間の前記指令値の関係に応じて、前記駆動信号に替えて各モータを２相変調制御する第２の駆動信号を生成し、前記各モータそれぞれについて前記第２の駆動信号のうち変調する２相は互いに位相の異なる２つのキャリア信号に基づいて生成され、前記２つのキャリア信号の位相は各モータ間で等しい。

この場合のキャリア信号は、例えば２モータの場合、一方のモータの第２の駆動信号のうち変調する２相は互いに位相が異なり、他方のモータの第２の駆動信号のうち変調する２相は互いに位相が異なるが、一方のモータの変調する２相のうちの一方と他方のモータの変調する２相のうち一方は位相が等しく、一方のモータの変調する２相のうちの他方と他方のモータの変調する２相のうち他方は位相が等しい。

このように構成することで、各モータの指令値の関係に応じて、駆動信号の替わりに第２の駆動信号を生成し、その第２の駆動信号によりスイッチング素子群を制御することで、モータインバータ装置の出力電流のピーク値を抑制できる。

上記の発明のモータインバータ装置において、前記２つのキャリア信号は互いに１８０°位相が異なる。
このように１８０°位相差を有するキャリア信号を用いることでスイッチング素子群のスイッチングタイミングをずらし、モータインバータ装置の出力電流のピーク値を抑えることができる。

上記の発明のモータインバータ装置において、前記モータが２つであり、前記駆動信号生成手段は、一方のモータの１つ相の指令値が正の一定値で、他方のモータの１つの相の指令値が負の一定値のときに、前記第２の駆動信号を生成する。

このように構成することで、一方のモータの指令値が正の一定値で、他方のモータの指令値が負の一定値のときには、第２の駆動信号によりスイッチング素子群を制御することでモータインバータ装置の出力電流のピーク値を抑えることができる。

本発明のモータインバータ装置の制御方法は、１つの直流電源の出力電圧を平滑キャパシタで平滑して複数の３相交流電圧に変換し、前記各３相交流電圧がそれぞれモータを駆動させるモータインバータ装置の制御方法において、各モータを２相変調制御する駆動信号を生成し、前記駆動信号をモータインバータ装置のスイッチング素子群の制御端子に供給し、前記駆動信号のうち変調する２相はそれぞれ位相の異なるキャリア信号に基づいて生成される。

この発明の制御方法によれば、モータインバータ装置の出力電流のピーク値を抑制し、平滑キャパシタに流れるリップル電流を減らすことができる。
上記の発明のモータインバータ装置の制御方法において、前記各モータ間の指令値の関係に応じて、前記駆動信号に替えて各モータを２相変調制御する第２の駆動信号を生成し、前記各モータそれぞれについて前記第２の駆動信号のうち変調する２相は互いに位相の異なる２つのキャリア信号に基づいて生成され、前記２つのキャリア信号の位相は各モータ間で等しい。

このように構成することで、各モータの指令値の関係に応じて、駆動信号の替わりに第２の駆動信号を生成し、その第２の駆動信号によりスイッチング素子群を制御することで、モータインバータ装置の出力電流のピーク値を抑制できる。

本発明によれば、平滑キャパシタに流れるリップル電流を減らすことができる。

以下、本発明の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、実施の形態のインバータ装置の回路図である。なお、以下の説明で「オン」「オフ」とはインバータブリッジの各相のスイッチング素子について特に上アーム（または下アーム）のスイッチのことを示す。下アーム（または上アーム）のスイッチング素子は上アーム（または下アーム）が「オン」のときオフ、「オフ」のときオンというように、上アーム（または下アーム）のスイッチング素子に対して相補的に動作するものとする。

このインバータ装置１１は、２台の３相交流モータ１２、１３に駆動電圧を供給する２個のインバータブリッジ１４ａ、１４ｂ（スイッチング素子群に対応する）と、インバータブリッジ１４ａ、１４ｂに駆動信号を供給する制御回路（制御手段に対応する）１５とからなる。インバータ装置１１には、直流電源Ｅの出力電圧を平滑キャパシタＣ１で平滑した電圧が入力している。なお、図１に点線で示すように、３相交流モータを３個以上使用し、３個以上のインバータブリッジを設けても良い。

インバータブリッジ１４ａは、直流電源Ｅの正電位側と負電位側との間に直列に接続されたＭＯＳトランジスタＴＲ１及びＴＲ２と、ＴＲ３及びＴＲ４と、ＴＲ５及びＴＲ６とからなる。ＭＯＳトランジスタＴＲ１及びＴＲ２と、ＴＲ３及びＴＲ４と、ＴＲ５及びＴＲ６は互いに並列に接続されている。

ＭＯＳトランジスタＴＲ１とＴＲ２の接続点は３相交流モータ１２のＵ相に接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ３とＴＲ４の接続点はＶ相に接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ５とＴＲ６の接続点はＷ相に接続されている。

インバータブリッジ１４ｂも同様に、直流電源Ｅの正電位側と負電位側との間に直列に接続されたＭＯＳトランジスタＴＲ１’及びＴＲ２’と、ＴＲ３’及びＴＲ４’と、ＴＲ５’及びＴＲ６’とからなる。

ＭＯＳトランジスタＴＲ１’とＴＲ２’の接続点は３相交流モータ１３のＵ相に接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ３’とＴＲ４’の接続点はＶ相に接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ５’とＴＲ６’の接続点はＷ相に接続されている。

インバータブリッジ１４ａ、１４ｂの各ＭＯＳトランジスタＴＲ１〜ＴＲ６及びＴＲ１’〜ＴＲ６’のゲートには制御回路１５からそれぞれ駆動信号が与えられる。この駆動信号によりインバータブリッジ１４ａ、１４ｂのそれぞれのＭＯＳトランジスタをオン、オフすることで直流電圧を２つの３相交流電圧に変換する。

制御回路１５は、後述する４種類の三角波（キャリア信号）を生成する三角波発生器（キャリア信号発生手段に対応する）１６と、三角波と各相の指令値に基づいてＭＯＳトランジスタＴＲ１〜ＴＲ６、ＴＲ１’〜ＴＲ６’のオン期間を決めるパルス幅制御信号（駆動信号）を生成するＰＷＭ制御部（駆動信号生成手段に対応する）１７とを有する。

この実施の形態では、３相の内の１つの相を一定期間オンまたはオフに固定し、残りの２相のＭＯＳトランジスタのオン時間を可変制御する２相変調方式を採用している。上記のＰＷＭ制御部１７からは、インバータブリッジ１４ａ、１４ｂの１つの相のスイッチング素子を一定期間オンまたはオフに固定する信号と、他の２つの相のスイッチング素子のオン幅を制御するパルス幅制御信号が出力される。

次に、図２は３相交流モータ１２，１３を制御するための指令値とモータの電気角との関係を示す図である。
図２の縦軸は、指令値の大きさ（電圧値）を示し、横軸は電気角を示し３相交流モータ１２の電気角０〜３６０度を基準に示している。図２において、太線は３相交流モータ１２のＵ、Ｖ、Ｗ相の指令値を示し、太線の実線は、Ｕ相の指令値、点線はＶ相の指令値、一点鎖線はＷ相の指令値を示す。また、細線は別の３相交流モータ１３のＵ、Ｖ、Ｗ相の指令値を示し、細線の実線はＵ相の指令値、細線の点線はＶ相の指令値、細線の一点鎖線はＷ相の指令値を示す。さらに、実線で示す３相交流モータ１２の指令値が電気角で３６０度変化する間に、細線で示す３相交流モータ１３の指令値はその半分の電気角である１８０度変化する状態を示している。つまりこの状態では、３相交流モータ１２のロータが１回転する間に、３相交流モータ１３のロータは１／２回転する。

次に、図３は、三角波発生器１６で生成される４種類の三角波を示す図である。図３の縦軸は電圧値を示し、横軸は時間を示す。
図３において、太線で示す三角波ａと太線の点線で示す三角波ｂは同じ周波数で一定の位相差（例えば、９０度）を有する信号である。細線の実線で示す三角波ｃは、三角波ａの反転信号であり、細線の点線で示す三角波ｄは、三角波ｂの反転信号である。三角波ａ〜ｄの周波数は、図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ相の指令値の周波数より十分に高い周波数に設定されている。

ＰＷＭ制御部１７は、図２示す各相の指令値と図３に示す４種類の三角波ａ〜ｄの内の特定の三角波の振幅値を比較し、三角波の値が指令値以上のとき、例えば、ＭＯＳトランジスタをオンさせる駆動信号を出力し、三角波の値が指令値未満のとき、ＭＯＳトランジスタをオフさせる駆動信号を出力する。

従って、図２に示す指令値の大きさが変化する電気角の区間では、三角波が指令値以上の期間をオン幅とするパルス幅変調信号が生成される。なお、指令値が正の一定値（例えば、「１」）となる電気角の区間では、三角波が指令値未満となるように設定され、その区間はスイッチング素子をオフ状態にする駆動信号が生成される。

次に、本発明の第１の実施の形態のインバータ装置１１の動作を図４のフローチャートを参照して説明する。この第１の実施の形態は、４種類（または２種類）の三角波ａ〜ｄ用いて２台の３相交流モータ１２、１３の回転を制御する場合の例である。以下のフローチャートの説明では、３相交流モータ１２を第１のモータ１２、３相交流モータ１３を第２のモータ１３と呼ぶ。

第１のモータ１２のロータの位置を図示しない位置検出器により検出する（図４、Ｓ１１）。次に、位置検出器で検出されるロータの位置から電気角と回転数を計算する（Ｓ１２）。

次に、第１のモータ１２の指令値から、算出された電気角において指令値が「１」または「−１」に固定されている相とそれ以外の相を判定する。指令値が固定値でない２つの相（変調する２相）の指令値と、図３に示す三角波ａとその反転信号である三角波ｃの振幅値を比較し、三角波ａ、ｃが対応する相の指令値以上の期間を計算して、その期間オンとなるパルス幅制御信号（ＰＷＭ値）を求める。また、指令値が「１」または「−１」に固定されている相についてオンまたはオフに固定するパルス幅制御信号（ＰＷＭ値）を求める。（Ｓ１３）。この処理により、インバータブリッジ１４ａのスイッチング素子を制御するための駆動信号が決定される。

次に、上記の処理により生成した駆動信号（３相ＰＷＭ信号）をインバータブリッジ１４ａのスイッチング素子の制御端子（ＴＲ１〜ＴＲ６のゲート）に出力する（Ｓ１４）。
第２のモータ１３についても同様の処理を実行する。第２のモータ１３のロータの位置を図示しない位置検出器により検出する（Ｓ１５）。検出した位置の電気角と回転数を計算する（Ｓ１６）。

次に、第２のモータ１３の３つの相の指令値から、算出された電気角において指令値が「１」または「−１」に固定されている相とそれ以外の相を判定する。指令値が固定値でない２つの相（変調する２相）の指令値と、三角波ａに対して９０度の位相差を有する三角波ｂとその反転信号である三角波ｄの振幅値を比較し、三角波ｂ、ｄの振幅値が指令値以上の期間を計算して、その期間オンとなるパルス幅制御信号（ＰＷＭ値）を生成する。また、指令値が「１」または「−１」に固定されている相についてオンまたはオフに固定するパルス幅制御信号（ＰＷＭ値）を求める。（Ｓ１７）。この処理により、インバータブリッジ１４ｂのスイッチング素子を制御するための駆動信号が決定される。

次に、上記の処理で生成した３相の駆動信号をインバータブリッジ１４ａのスイッチング素子の制御端子に出力する（Ｓ１８）。
この結果、インバータブリッジ１４ａの変調する２相とインバータブリッジ１４ｂの変調する２相はそれぞれ位相の異なるキャリア信号である三角波ａ，ｂ，ｃ，ｄに基づいて駆動信号が生成される。

また、第１のモータ１２，第２のモータ１３毎について駆動信号のうち変調する２相に対応するキャリア信号である三角波ａ，ｃおよび三角波ｂ，ｄは互いに１８０°位相が異なり、かつ、全キャリア信号である三角波ａ，ｂ，ｃ，ｄの位相は均等に９０°づつ異なる。

なお、三角波ａと三角波ｂの位相差は９０度に限らず、０〜１８０度の範囲の位相差を有する三角波を用いることができる。
ここで、インバータ装置１１から２台の３相交流モータ１２、１３に駆動電流を供給する場合に、（１）１種類の三角波を用いてインバータブリッジ１４ａと１４ｂのスイッチングタイミングを制御した場合、（２）１８０度の位相差を有する２種類の三角波（例えば三角波ａと三角波ｃ）を用いてインバータブリッジ１４ａのスイッチングタイミングを制御し、同じように、１８０度の位相差を有する２種類の三角波（例えば三角波ａと三角波ｃ）を用いてインバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングを制御した場合、（３）９０度または１８０度の位相差を有する４種類の三角波のうちの２種類の三角波（例えば三角波ａと三角波ｃ）を用いてインバータブリッジ１４ａのスイッチングタイミングを制御し、４種類の三角波のうちの別の２種類の三角波（例えば三角波ｂと三角波ｄ）を用いてインバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングを制御した場合に、平滑キャパシタＣ１に流れる電流のリップル率のシミュレーション結果を説明する。なお、リップル率は、平滑キャパシタＣ１に流れる平均電流に対するピーク値の比である。

（１）の場合のリップル率は、約「０．７７５」となった。
（２）の場合のリップル率は約「０．４８１」となった。
（３）の場合のリップル率は約「０．４０１」となった。

以上の結果から、インバータブリッジ１４ａ、１４ｂで２台の３相交流モータ１２、１３を駆動する場合に、位相差を有する２種類の三角波、あるいは位相差を有する４種類の三角波を用いてインバータブリッジ１４ａとインバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングをずらすことで、平滑キャパシタＣ１に流れる電流のリップル率を改善できることが確認できた。

上述した第１の実施の形態によれば、位相差を有する４種類の三角波を用いてインバータブリッジ１４ａの２つの相のスイッチングタイミングをずらし、同時にインバータブリッジ１４ｂの２つの相のスイッチングタイミングをずらすことで、平滑キャパシタＣ１のリップル電流を減らすことができる。特に、図３に示す三角波ａとその三角波ａの反転信号の三角波ｃを用いてインバータブリッジ１４ａのスイッチングタイミングを制御し、三角波ａと９０度の位相差を有する三角波ｂとその反転信号の三角波ｄを用いてインバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングを制御する場合には、インバータ装置１１のスイッチングタイミングを９０度間隔で均等にずらすことができる。

次に、図５は、第２の実施の形態のインバータ装置１１の動作を示すフローチャートである。
この第２の実施の形態は、２相変調制御を行う場合に、一方の３相交流モータの１つの相が一定期間オンとなり、同時に他方の３相交流モータの１つの相が一定期間オフとなる場合などに、三角波を４種類から２種類に切り換えてパルス幅制御を行うものである。このようにパルス幅制御信号を生成するための三角波を４種類から２種類に切り換える制御を行った場合の平滑キャパシタＣ１のリップル率をシミュレーションにより計算したところ、平滑キャパシタＣ１に流れる電流のリップル率を改善できることが確認できた。

最初に、一方の３相交流モータの１つの相の指令値が正の特定値に固定され、他方の３相交流モータの１つの相の指令値が負の特定値に固定される場合について、図２を参照して説明する。

３相交流モータ１２のＷ相の指令値は、図２に太線の一点鎖線で示すように電気角が１２０度から１６０度の区間で負の値「−１」に固定されている。このとき、他の３相交流モータ１３のＵ相の指令値は、図２に細線の実線示すように正の値「１」に固定されている。

従って、この区間では３相交流モータ１２の指令値が負の値「−１」に、別の３相交流モータ１３の指令値が正の値「１」に固定されている。
以下、図５のフローチャートの説明では、図４のフローチャートと同じ処理には同じステップ番号をつけてそれらの説明を省略する。

図５のステップＳ２１において、第１のモータ１２の各相の指令値を参照して３相の出力値を決定する。
また、ステップＳ２２において、第２のモータ１３の各相の指令値を参照して３相の出力値を決定する。

次に、ステップＳ２３において、２台の３相交流モータ１２，１３の任意の相に対する出力値が正の値、または負の値に同時に固定されているか否かを判定する。すなわち、第１のモータ１２と第２のモータ１３との間の指令値に応じて判断する。一方の３相交流モータの出力値が一定期間正の特定の値に固定され、同時に他方の３相交流モータの出力値が負の特定の値に固定されているときには、４種類の三角波の中から２種類の基準三角波を選択する。すなわち第１の実施の形態の比較例である（２）のように、３相交流モータ１２，１３ともに同じ２種類の三角波で制御するように選択する。それ以外のときは、第１の実施の形態の（３）と同じように、４種類の三角波のうち２種類が３相交流モータ１２の制御に用いるように選択し、残りの２種類が３相交流モータ１３の制御に用いるように選択する。

次に、ステップＳ２４、ステップＳ２５において、選択した基準三角波を用いて２個のインバータブリッジ１４ａ、１４ｂのパルス幅制御信号（ＰＷＭ値）を計算する。ここで、３相交流モータ１２，１３ともに同じ２種類の三角波で制御するようにされた場合に計算されるのが第２の駆動信号に相当する。

ここで、第２の実施の形態の制御方法でインバータ装置１１を制御した場合の平滑キャパシタＣ１のリップル率のシミュレーション結果について説明する。
シミュレーションの結果、４種類の三角波を用いてスイッチングタイミングの制御を行った場合（第１の実施の形態）の平滑キャパシタＣ１のリップル率は約「０．４０１」であった。

これに対して、一方の３相交流モータの１つの相の指令値が「１」で、かつ他方の３相交流モータの１つの指令値が「−１」の区間において、図３の三角波ａを用いてインバータブリッジ１４ａのスイッチングタイミングを制御し、三角波ａと１８０度の位相差を有する三角波ｃを用いてインバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングを制御した場合の平滑キャパシタＣ１のリップル率は約「０．３６７」であった。

以上の結果から、位相の異なる４種類の三角波と２種類の三角波を切り換えてインバータブリッジ１４ａとインバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングを制御することで平滑キャパシタＣ１のリップル率を改善することができることが確認できた。

上述した第２の実施の形態は、２台の３相交流モータ１２，１３の電気角からそれぞれのモータの指令値（あるいは３相出力値）を求め、２台の３相交流モータの指令値（または出力値）に基づいて位相差を有する４種類の三角波を制御に用いるか、それとも位相差を有する２種類の三角波を制御に用いるかを切り換えている。これにより、インバータ装置１１の出力電流のピーク値を減らし、平滑キャパシタＣ１に流れる電流のリップル率を低減できる。

この第２の実施の形態においては、一方の３相交流モータの１つの相の出力値が正の特定の値に固定され、かつ他方の３相交流モータの１つの相の出力値が負の特定の値に固定されている期間は、１８０度の位相差を有する２種類の三角波ａ、ｃを用いてインバータブリッジ１４ａとインバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングを制御している。これにより、インバータブリッジ１４ａのスイッチングタイミングと、インバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングをずらすことができ、インバータ装置１１の出力電流のピーク値を抑えることができる。インバータ装置１１の出力電流のピーク値を抑えることで平滑キャパシタＣ１に流れる電流のリップル率を改善できる。

次に、図６は、２台の３相交流モータの電気角を変化させたときに、従来の制御方法と第１及び第２の実施の形態の制御方法でインバータ装置１１を制御した場合のリップル率のシミュレーション結果を示す図である。

図６の縦軸はリップル率を示し、横軸は、２台の３相交流モータの電気角の差を表している。白の菱形の点を結んだグラフ（三角波１種類）は、１種類の三角波を用いてインバータブリッジ１４ａと１４ｂのスイッチングタイミングを制御した場合（第１の実施の形態の（１））のリップル率を示している。

黒の四角の点を結んだグラフ（三角波２種類）は、１８０度の位相差を有する２種類の三角波を用いてインバータブリッジ１４ａ、インバータブリッジ１４ｂのそれぞれのスイッチングタイミングをずらした場合（第１の実施の形態（２））のリップル率のシミュレーション結果を示している。

また、黒の三角の点を結んだグラフ（三角波４種類）は、１８０度の位相差を有する２種類の三角波を用いてインバータブリッジ１４ａの２つの相のスイッチングタイミングをずらし、上記の三角波と位相差を有し、かつ互いに１８０度の位相差を有する２種類の三角波を用いてインバータブリッジ１４ｂの２つの相のスイッチングタイミングをずらした場合（第１の実施の形態（３））のリップル率のシミュレーション結果を示す。

さらに、×印の点を結んだグラフ（三角波４+２種類）は、４種類の三角波と２種類の三角波を切り換えてインバータブリッジ１４ａと１４ｂのスイッチングタイミングをずらした場合（第２の実施の形態）のリップル率のシミュレーション結果を示している。

図６に黒の三角の点で示すように、９０度、１８０度の位相差を有する４種類の三角波（図３参照）を用いてインバータブリッジ１４ａとインバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングをずらした場合のリップル率は、２台の３相交流モータの電気角の差が０度〜３６０度の範囲で約「０．４」以下であり、２種類の三角波を用いる場合よりリップル率の平均値が改善されている。

さらに、図６に×印の点で示すように、４種類の三角波と２種類の三角波を切り換えてインバータブリッジ１４ａとインバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングをずらした場合のリップル率は約「０．３５」以下となっており、２台の３相交流モータの電気角の差が０度〜３６０度の範囲で、４種類の三角波を用いる場合よりリップル率の平均値が改善されている。

以上のように第１の実施の形態の制御方法、あるいは第２の実施の形態の制御方法によりインバータブリッジ１４ａのスイッチングタイミングとインバータブリッジ１４ｂのスイッチングタイミングをずらすことで平滑キャパシタＣ１に流れる電流のリップル率を改善することができる。

本発明は上述した実施の形態に限らず、例えば、以下のように構成しても良い。
○実施の形態は、２台の３相交流モータを制御する場合について説明したが、２台に限らず、３台以上任意の台数のモータ制御に本発明は適用できる。
○実施の形態の制御部１５の三角波発生器１６及びＰＷＭ制御部１７の機能は、ＣＰＵにより実現しても良い。
○駆動信号を生成するためのキャリア信号は、三角波に限らず、のこぎり波等の他の信号を用いても良い。
○実施の形態は、制御部１５が２種類または４種類の三角波を計算する場合について説明したが、モータの各相の指令値と三角波を比較して得られるパルス幅を予め計算してメモリ等に記憶しておき、メモリに記憶されているパルス幅のデータに基づいて制御部（ＣＰＵ）１５が駆動信号を算出するようにしても良い。
○インバータ装置のスイッチング素子は、ＭＯＳトランジスタに限らず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等でも良い。

実施の形態のインバータ装置の回路図である。 ２つの３相交流モータの指令値を示す図である。 三角波の波形図である。 第１の実施の形態のインバータ装置の動作を示すフローチャートである。 第２の実施の形態のインバータ装置の動作を示すフローチャートである。 ３相交流モータの位相差とリップル率の関係を示す図である。

符号の説明

Ｅ 直流電源
Ｃ１ 平滑キャパシタ
ＴＲ１〜ＴＲ６ ＭＯＳトランジスタ
ＴＲ１’〜ＴＲ６’ ＭＯＳトランジスタ
１１ インバータ装置
１２，１３ ３相交流モータ
１４ａ、１４ｂ インバータブリッジ
１５ 制御部
１６ 三角波発生器
１７ ＰＷＭ制御部

Claims (10)

1. １つの直流電源の出力電圧を平滑キャパシタで平滑して複数の３相交流電圧に変換し、前記各３相交流電圧がそれぞれモータを駆動させるモータインバータ装置において、
   各モータを２相変調制御する駆動信号を生成する制御手段と、
   前記各モータ毎に、前記駆動信号によりオン、オフ制御され３相交流電圧を供給するスイッチング素子群を有し、
   前記駆動信号のうち変調する２相はそれぞれ位相の異なるキャリア信号に基づいて生成される、
   ことを特徴とするモータインバータ装置。
2. 前記制御手段は、前記位相の異なるキャリア信号を発生するキャリア信号発生手段と、
   前記各モータの指令値と前記キャリア信号に基づいて２相変調制御を行う前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
   を有する請求項１に記載のモータインバータ装置。
3. 前記各モータ毎について前記駆動信号のうち変調する２相に対応する前記キャリア信号は互いに１８０°位相が異なり、かつ、全キャリア信号の位相は均等に異なる、請求項１または２に記載のモータインバータ装置。
4. 前記モータが２つである、請求項１〜３のうちのいずれか一項に記載のモータインバータ装置。
5. 前記駆動信号生成手段は、前記各モータ間の前記指令値の関係に応じて、前記駆動信号に替えて各モータを２相変調制御する第２の駆動信号を生成し、
   前記各モータそれぞれについて前記第２の駆動信号のうち変調する２相は互いに位相の異なる２つのキャリア信号に基づいて生成され、
   前記２つのキャリア信号の位相は各モータ間で等しい、
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータインバータ装置。
6. 前記２つのキャリア信号は互いに１８０°位相が異なる、請求項５に記載のモータインバータ装置。
7. 前記モータが２つであり、
   前記駆動信号生成手段は、一方のモータの１つ相の指令値が正の一定値で、他方のモータの１つの相の指令値が負の一定値のときに、前記第２の駆動信号を生成する請求項５または請求項６に記載のモータインバータ装置。
8. １つの直流電源の出力電圧を平滑キャパシタで平滑して複数の３相交流電圧に変換し、前記各３相交流電圧がそれぞれモータを駆動させるモータインバータ装置の制御方法において、
   各モータを２相変調制御する駆動信号を生成し、
   前記駆動信号をモータインバータ装置のスイッチング素子群の制御端子に供給し、
   前記駆動信号のうち変調する２相はそれぞれ位相の異なるキャリア信号に基づいて生成される、モータインバータ装置の制御方法。
9. 前記各モータ間の指令値の関係に応じて、前記駆動信号に替えて各モータを２相変調制御する第２の駆動信号を生成し、
   前記各モータそれぞれについて前記第２の駆動信号のうち変調する２相は互いに位相の異なる２つのキャリア信号に基づいて生成され、
   前記２つのキャリア信号の位相は各モータ間で等しい、
   請求項８に記載のモータインバータ装置の制御方法。
10. 前記モータが２つであり、
    一方のモータの１つ相の指令値が正の一定値で、他方のモータの１つの相の指令値が負の一定値のときに、前記第２の駆動信号を生成する請求項９に記載のモータインバータ装置の制御方法。

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