JP6847775B2 - インバータ装置、空気調和機、インバータ装置の制御方法及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置、空気調和機、インバータ装置の制御方法及びプログラムに関する。

空気調和機（空調機）には、主として、圧縮機のモータを自在に駆動するための負荷（モータ）駆動用交流電力を生成するインバータ装置が搭載されている。良く知られているインバータ装置は、商用電源（例えば、ＡＣ２００Ｖの３相交流電源）から入力された３相の交流電圧を、一旦、整流回路（コンバータ）を通じて直流電圧に変換し、インバータ装置で当該直流電力を所望するモータ駆動用交流電力に変換する。

このようなインバータ装置として、Ｖ／ｆ制御方式で出力制御を行うものやベクトル制御方式で出力制御を行うものが知られている。

例えば、特許文献１には、ベクトル制御方式として、検出したモータ電流から指令電圧を生成するインバータ装置が開示されている。

特許第５６７５５６７号公報

特許文献１は、インバータ装置が電流ゼロクロス付近でＰＷＭ信号を停止させている。しかしながら、特許文献１のインバータ装置は、検出したモータ電流から電圧指令を生成しているため、電流ゼロクロスを検出した後でＰＷＭ信号の停止制御を行う。このため、ＰＷＭ信号の停止が遅れる。
さらに、ＰＷＭ信号を停止させると、出力可能なインバータ装置の出力電圧が低下したり、振動が発生したりしてしまう。

本発明は、ＰＷＭ信号停止の遅れを低減すると共に、インバータ出力電圧の低下や振動を抑制するインバータ装置、空気調和機、インバータ装置の制御方法及びプログラムを提供することを目的とする。

第１の態様のインバータ装置は、Ｖ／ｆ制御によって、３相モータを駆動可能なインバータ装置であって、スイッチング素子群を有し、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路と、前記３相モータの速度指令に基づいて電圧指令を生成する電圧指令部と、前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間であるマスク期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を前記電圧指令に加えた第一指令を生成する第一指令部と、前記マスク期間を変更するマスク期間変更部と、を備え、少なくとも、前記第一指令に基づいて、前記スイッチング素子群をスイッチングさせる制御を行う。

本態様によれば、インバータ装置は、Ｖ／ｆ制御において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を生成された電圧指令に加えた第一指令で指令を行っている。すなわち、停止指令を生成された電圧指令に加えているので、任意のタイミングでＰＷＭのパルス信号を停止させることができる。したがって、ＰＷＭ信号停止の遅れが抑制される。
さらに、マスク期間を変更するため、インバータ出力電圧の低下や振動を抑制することができる。

また、第２の態様のインバータ装置は、前記スイッチング素子群が、前記３相交流電圧の各相に関連して、上アーム及び下アームのスイッチング素子の対をそれぞれ備え、少なくとも前記第一指令において、前記上アームのスイッチング素子及び前記下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、前記３相交流電圧の各相電圧の大きな領域のうち、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御を行う第１の態様のインバータ装置である。

本態様によれば、インバータ装置は、３相交流電圧の各相電圧の大きな領域で、上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、複数のＰＷＭ周期に亘って全てオンさせる（ベタオンさせる）ため、スイッチング損失を低減することができる。

また、第３の態様のインバータ装置は、前記マスク期間変更部が、前記マスク期間を小さくする第１又は第２の態様のインバータ装置である。

本態様によれば、インバータ装置は、第一指令において出力可能なインバータ出力電圧を上昇させることができる。

また、第４の態様のインバータ装置は、前記第一指令と、前記停止指令を含まず前記電圧指令を含む第二指令と、のうち、いずれかの指令を選択指令として選択して、前記インバータ主回路に前記選択指令を行う選択部と、を備える第１から第３のいずれかの態様のインバータ装置である。

本態様によれば、第一指令だけではなく、停止指令を含まず電圧指令を含む第二指令を選択できるため、第一指令によるインバータ出力電圧の低下を抑制することができる。

また、第５の態様のインバータ装置は、前記第二指令から前記第一指令に切り替えた後に、前記マスク期間変更部が、前記マスク期間を大きくする第４の態様のインバータ装置である。

本態様によれば、第二指令から第一指令に切り替えた時の振動を抑制することができる。

また、第６の態様のインバータ装置は、前記第一指令から前記第二指令に切り替える前に、前記マスク期間変更部が、前記マスク期間を小さくする第４又は第５の態様のインバータ装置である。

本態様によれば、第一指令から第二指令に切り替えた時の振動を抑制することができる。

また、第７の態様の空気調和機は、第１から第６のいずれかのインバータ装置と、前記３相交流電圧で回転駆動されるモータと、を備える。

また、第８の態様のインバータ装置の制御方法は、スイッチング素子群を有し、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路を備え、Ｖ／ｆ制御によって、３相モータを駆動可能なインバータ装置の制御方法であって、前記３相モータの速度指令に基づいて電圧指令を生成する電圧指令生成ステップと、前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間であるマスク期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を前記電圧指令に加えた第一指令を生成する第一指令生成ステップと、前記第一指令に基づいて、前記スイッチング素子群をスイッチングさせて、前記直流電圧を前記３相交流電圧に変換する逆変換ステップと、を実施し、前記第一指令生成ステップより前又は後において、前記マスク期間を変更するマスク期間変更ステップと、を実施する。

また、第９の態様のプログラムは、スイッチング素子群を有し、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路を備え、Ｖ／ｆ制御によって、３相モータを駆動可能なインバータ装置であって、少なくとも、第一指令に基づいて、前記スイッチング素子群をスイッチングさせる制御を行うインバータ装置のコンピュータを、前記３相モータの速度指令に基づいて電圧指令を生成する電圧指令部、前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間であるマスク期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を前記電圧指令に加えた第一指令を生成する第一指令部、及び前記マスク期間を変更するマスク期間変更部、として機能させる。

本発明の一態様によれば、ＰＷＭ信号停止の遅れを低減できると共に、インバータ出力電圧の低下や振動を抑制できる。

本発明に係る第１の実施形態におけるインバータ装置の全体図である。 本発明に係る第１の実施形態における制御装置の機能構成を示す図である。 ＰＷＭ制御の機能を説明する図である。 本発明に係る第１の実施形態における補正交流電圧指令の波形を示す図である。 本発明に係る第１の実施形態における補正交流電圧指令の波形とゲート信号との関係を示す図である。 本発明に係る第１の実施形態におけるモータに流れる各相の電流の波形とゲート信号との関係を示す図である。 参考例におけるモータに流れる各相の電流の波形とゲート信号との関係を示す図である。 本発明に係る第１の実施形態における制御装置の制御方法のフローチャートである。 本発明に係る第１の実施形態におけるＰＷＭ停止制御を説明する図である。 参考例におけるＰＷＭ停止制御を説明する図である。 本発明に係る第２の実施形態におけるインバータ装置の全体図である。 本発明に係る第３の実施形態におけるインバータ装置の全体図である。 本発明に係る第３の実施形態における制御装置の機能構成を示すである。 本発明に係る第３の実施形態における選択部の機能構成を示すである。 本発明に係る第３の実施形態における制御装置の制御方法のフローチャートである。 各制御におけるゲート信号の説明図である。 各制御の組み合わせにおけるインバータ出力電圧の比較図である。 本発明に係る第３の実施形態における制御装置の適用範囲の説明図である。 本発明に係る第４の実施形態におけるインバータ装置の全体図である。 本発明に係る第４の実施形態における選択部の機能構成を示すである。 本発明に係る第４の実施形態における制御装置の制御方法のフローチャートである。 本発明に係る第５の実施形態におけるインバータ装置の全体図である。 本発明に係る第５の実施形態における選択部の機能構成を示すである。 本発明に係る第５の実施形態における制御装置の適用範囲の説明図である。 本発明に係る第６の実施形態におけるインバータ装置の全体図である。 本発明に係る第６の実施形態における選択部の機能構成を示すである。 本発明に係る第６の実施形態における制御装置の機能の説明図である。 本発明に係る第６の実施形態における制御装置の制御方法のフローチャートである。 本発明に係る第６の実施形態における制御装置の制御方法のフローチャートである。 本発明に係る変形例における補正交流電圧指令の波形とゲート信号との関係を示す図である。

以下、本発明に係る各種実施形態について、図面を用いて説明する。

＜第１の実施形態＞
以下、第１の実施形態に係るインバータ装置について、図１〜図１０を参照しながら詳細に説明する。

（インバータ装置の回路構成）
図１は、実施形態に係るインバータ装置１の回路構成を示す図である。
インバータ装置１は、空気調和機（空調機）９０の室外機に搭載される。インバータ装置１は、上記室外機の圧縮機を駆動するための３相モータ（モータ８０）に対し、別途入力される速度指令に応じた負荷駆動用交流電圧（３相交流電圧）を出力する。インバータ装置１は、この負荷駆動用交流電圧に基づいて、負荷である３相モータ（モータ８０）を所望の回転数で回転駆動させる。

インバータ装置１は、制御装置１０と、インバータ主回路２０と、モータ電流検出部３０と、を備える。
インバータ装置１は、直流電源ＰＳから供給される直流電圧Ｖｄｃを、モータ８０を回転駆動させるための負荷駆動用交流電圧であるＵ相交流電圧、Ｖ相交流電圧及びＷ相交流電圧の３相交流電圧に変換する。
モータ電流検出部３０は、インバータ装置１からモータ８０に接続されている３相の各配線に設けられる。モータ電流検出部３０は、インバータ装置１からモータ８０に出力される３相交流電圧（交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）に関連してモータ８０に流れるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出し、各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの検出結果を制御装置１０に通知する。

（インバータ主回路）
インバータ主回路２０は、スイッチング素子群２１と、正極ＤＣ端子Ｑａと、負極ＤＣ端子Ｑｂと、ＰＷＭ発生部２２とを備える。

正極ＤＣ端子Ｑａ及び負極ＤＣ端子Ｑｂは、直流電圧Ｖｄｃが入力される端子である。
正極ＤＣ端子Ｑａ、負極ＤＣ端子Ｑｂは、直流電源ＰＳの正極、負極にそれぞれ接続されている。

スイッチング素子群２１は、直流電圧Ｖｄｃの間に直列に接続された２つのスイッチング素子の対を３対備える。ここで、スイッチング素子とは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）等のパワートランジスタである。上記直列接続されたスイッチング素子の各対は、３相モータ（モータ８０）を回転駆動させるための３つの相のそれぞれに対応して設けられる。

図１に示すように、スイッチング素子群２１は、直流電圧Ｖｄｃが入力される正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対を有する。
さらに、スイッチング素子群２１は、正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対を有する。
さらに、スイッチング素子群２１は、正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対を有する。

上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対は、後述するＰＷＭ発生部２２のゲート信号によりスイッチングされ、Ｕ相の交流電圧ｖｕを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対は、後述するピーク電圧領域ＲＧＰとゼロ電圧領域ＲＧＺとを除く領域において、交互にスイッチングされる。

同様に、上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対は、ＰＷＭ発生部２２のゲート信号によりスイッチングされ、Ｖ相の交流電圧ｖｖを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対は、後述するピーク電圧領域ＲＧＰとゼロ電圧領域ＲＧＺとを除く領域において、交互にスイッチングされる。

同様に、上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対は、ＰＷＭ発生部２２のゲート信号によりスイッチングされ、Ｗ相の交流電圧ｖｗを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対は、後述するピーク電圧領域ＲＧＰとゼロ電圧領域ＲＧＺとを除く領域において、交互にスイッチングされる。

ＰＷＭ発生部２２は、制御装置１０から受け付けた後述する補正指令に関連して、スイッチング素子群２１を駆動するゲート信号を発生させ、スイッチング素子群２１をオンオフする。
本実施形態では、ＰＷＭ発生部２２は、補正指令部１８から、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊を取得する。ＰＷＭ発生部２２は、取得した補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊の各波形の各タイミングの電圧に比例したオンデューティで、ＰＷＭ制御のパルス信号（以下、「ＰＷＭ信号」ともいう。）を発生させる。
具体的には、ＰＷＭ発生部２２は、後述するスイッチング素子２１ＵＨ、スイッチング素子２１ＵＬ、スイッチング素子２１ＶＨ、スイッチング素子２１ＶＬ、スイッチング素子２１ＷＨ、スイッチング素子２１ＷＬの各ゲートに対して、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）をそれぞれ出力する。

ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）を生成する。
同様に、ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｖ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）を生成する。
同様に、ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｗ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）を生成する。

（制御装置）
図２に示すように、制御装置１０は、速度指令部１１、電圧指令部１２、２相／３相変換部１３、３相／２相変換部１４、力率角設定部１５、速度補正部１６、位相演算部１７及び補正指令部１８を機能的に備える。
本実施形態では、後述するプログラムを実行することにより、コンピュータシステムを制御装置１０として機能させている。

速度指令部１１は、所望の回転速度ωでモータ８０を回転させるための速度指令ｎωｍ＊を出力する（ｎはモータ８０の極対数）。速度指令ｎωｍ＊は、速度補正部１６による補正処理を施され、新たな速度指令ω１とされる。速度指令ω１は、電圧指令部１２及び位相演算部１７にそれぞれ入力される。

電圧指令部１２は、新たな速度指令であるインバータ出力周波数ω１の入力を受け付けて、インバータ出力周波数ω１に概ね比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸（δ軸、γ軸）で生成する。
本実施形態では、速度指令部１１は、電圧指令として、δ軸電圧指令ｖδ＊及びγ軸電圧指令ｖγ＊を生成し、出力する。

２相／３相変換部１３は、電圧指令部１２から出力された電圧指令を、インバータ主回路２０が出力する３相の交流電圧の各々に対応する交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に座標変換する。２相／３相変換部１３は、後述する位相演算部１７から得られる位相θに応じた座標変換を行う。

３相／２相変換部１４は、モータ電流検出部３０で検出された電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを取得する。３相／２相変換部１４は、取得された電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、モータ電流Ｉをなす２軸（δ軸、γ軸）の電流成分であるδ軸電流成分ｉδ（励磁電流成分）及びγ軸電流成分ｉγ（トルク電流成分）へ座標変換する。変換されたδ軸電流成分ｉδ及びγ軸電流成分ｉγは、電圧指令部１２へフィードバックされる。

力率角設定部１５は、位相差φを設定し、力率の加減に用いられる。本実施形態では、γ軸電流成分ｉγに関連して、位相差φを演算して、力率の加減を行っている。演算された位相差φによって、モータ８０のモータ印加電圧（交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）の位相である位相θに対し、力率の加減の必要ないときは、力率角設定部１５は、設けられなくてもよい。

速度補正部１６は、γ軸電流成分ｉγにゲインΚωを乗じる。ゲインΚωが乗じられたγ軸電流成分ｉγは、速度指令ｎωｍ＊に負帰還され、モータ８０が安定して動作するように速度指令ｎωｍ＊の修正に用いられる。モータ８０の安定化の必要ないときは、速度補正部１６は設けられなくてもよい。

位相演算部１７は、インバータ出力周波数ω１を積分し、位相θを演算し、２相／３相変換部１３及び補正指令部１８それぞれに位相θを出力する。

補正指令部１８は、２相／３相変換部１３から、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を取得する。
補正指令部１８は、後述するように、電圧指令に、ＰＷＭ信号を交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊のゼロ電圧領域において停止させる指令が加えられた補正指令を生成し、インバータ主回路２０を制御する。

なお、制御装置１０の具体的な説明については、補正指令部１８を除いて、特許第４７６４１２４号公報に記載されているため、詳細な説明を省略する。
また、フィードバック制御の必要がなく、オープン制御を行う場合、３相／２相変換部１４、力率角設定部１５、速度補正部１６がない構成としてもよい。

（補正指令部）
本実施形態において、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から、補正指令として、それぞれ補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊を生成し、ＰＷＭ発生部２２に出力する。

補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は次のように生成される。
補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊として、所望の交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各波形に相似した電圧波形を取得する。
補正指令部１８は、後述する２アーム方式の制御が行われると共に、各電圧波形のゼロ電圧領域においてＰＷＭパルスが停止されるように、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を補正する。
本実施形態では、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として後述する波形Ｊ２に補正する。

（２アーム方式の制御）
まず、本実施形態における２アーム方式の制御について説明する。
電圧指令（δ軸電圧指令ｖδ＊、γ軸電圧指令ｖγ＊）及び位相θから生成された交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊がそれぞれ正弦波である場合、インバータ装置１が、当該正弦波でそのままＰＷＭ制御を行うと、スイッチング素子群２１におけるスイッチング損失が大きい。
スイッチング素子群２１におけるスイッチング損失を抑制するため、各スイッチング素子をそれぞれ、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御（２アーム方式の制御）を行う。
すなわち、２アーム方式の制御として、インバータ装置１は、３相交流電圧の各相電圧（の絶対値）の大きな領域で、上アームのスイッチング素子２１ＵＨ、２１ＶＨ、２１ＷＨ、及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬ、２１ＶＬ、２１ＷＬをそれぞれ、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオン（ベタオン）させる制御を行う。
このため、スイッチング損失の大きい正弦波のピーク電圧（正のピーク電圧及び負のピーク電圧）を中心に所定の電気角に亘って、ＰＷＭ信号のオンデューティが１００％（ベタオン）となるように、制御装置１０は電圧指令を補正する。
本実施形態では、２アーム方式の制御を行うために、補正指令部１８が、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の各電圧波形のピークを中心として所定の電気角に亘って、電圧を嵩上げして、ＰＷＭ信号のデューティが１００％となるように、電圧波形を補正する。このような波形に補正する理由は以下のとおりである。

ＰＷＭ発生部２２は、スイッチング素子群２１をオンオフさせる信号のパルス周期に対するオンパルス幅の比率（ＰＷＭ信号のデューティ）を変えて、インバータ主回路２０が出力する電圧を変えている。
インバータ主回路２０に所定の電圧波形を出力させる場合、ＰＷＭ発生部２２は、発生させたい電圧波形の各瞬間の電圧に比例するようにＰＷＭ信号のデューティを変調させて、スイッチング素子群２１に所定の電圧波形を出力させる。
図３の例に示すように、ＰＷＭ発生部２２において、ＰＷＭ信号のデューティは、基準となる三角波（又はのこぎり形状は）の電圧波形と、制御装置１０から得られる電圧指令の電圧波形と、を比較することによって決定される。
このため、電圧指令の電圧を変調させれば、ＰＷＭ信号のデューティを変調させることができる。図３では、三角波の電圧より電圧指令の電圧が大きい場合にオンパルスとなっている。
さらに、複数のパルス周期に亘って、三角波の最大電圧より電圧指令の電圧が大きい場合、ＰＷＭ信号のオンデューティが１００％（ベタオン）となり、全領域でオン信号とすることができる（領域ＲＧＸ）。
このように、制御装置１０は、複数のパルス周期に亘って、三角波の電圧より電圧指令の電圧が大きくなるように、電圧指令の電圧を嵩上げすると、嵩上げした領域において、ＰＷＭ信号のオンデューティを１００％（ベタオン）することができ、全領域でオン信号とすることができる。
したがって、本実施形態では、制御装置１０は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、三角波の最大電圧より大きな電圧に嵩上げした電圧波形に補正して、２アーム方式の制御を行うことができる。

（パルス信号停止制御）
上記のとおり、本実施形態では、まず２アーム方式の制御を行うために、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、正弦波のピーク電圧を中心に６０°の電気角（ピーク電圧領域ＲＧＰ）において、電圧が嵩上げされた交流電圧指令に補正される。

嵩上げされた交流電圧指令でそのまま直流電圧Ｖｄｃを交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換すると、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧が正弦波に比べて崩れた波形となる。このため、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧が正弦波に近似した波形になるように、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、さらに整形される必要がある。

例えば、図４のように、ピーク電圧領域ＲＧＰの電圧が矩形波となるように嵩上げした場合について説明する。図４の横軸は位相θを、縦軸は、電圧を示す。
交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧を正弦波とするには、交流電圧指令は、嵩上げした補償として、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてリンギングを有する波形に整形される必要がある。ここで「ゼロ電圧領域ＲＧＺ」とは、リンギングの２つのピーク及び２つの裾を含む電圧０から０までの領域である。
具体的には、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が、図４の破線で示される波形Ｊ１に整形されれば、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧を正弦波形とすることができる。

しかし、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてリンギングを有する波形Ｊ１でインバータ主回路２０が駆動されると、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおける各スイッチング素子のスイッチング損失が大きくなる。
そこで、本実施形態では、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、図４の実線で示される波形Ｊ２に、それぞれ補正される。すなわち、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてＰＷＭ信号を停止できる波形Ｊ２に、それぞれ補正される。
具体的には、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、ゼロ電圧領域ＲＧＺ全体において電圧を０としたマスク期間を有する波形Ｊ２に、それぞれ補正される。

上述したように、ＰＷＭ信号のデューティは、基準となる三角波の電圧波形と、制御装置１０から得られる電圧指令の電圧波形と、を比較することによって決定される。図３のタイミングＴＭＸにおいて示されるように、電圧指令波形の電圧を、三角波の電圧波形の最小値の電圧より小さくすることによって、制御装置１０は、任意のタイミングでＰＷＭ信号を停止することができる。本実施形態では、ＰＷＭ発生部２２に出力する電圧指令の電圧を０とすれば、少なくとも三角波の電圧波形の最小値の電圧より小さい電圧とすることができる。

このため、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を、波形Ｊ２に補正すれば、ゼロ電圧領域ＲＧＺにおいてＰＷＭ信号が停止するため、ゼロ電圧領域ＲＧＺでのスイッチング損失が抑制される。
交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が波形Ｊ２に補正されると、交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの各線間電圧は、正弦波から少し崩れるものの、正弦波に近似した波形で維持される。
したがって、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、波形Ｊ２に補正する。

波形Ｊ２に補正された補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は、ＰＷＭ発生部２２において、それぞれＰＷＭ信号に変換される。さらに、ＰＷＭ発生部２２は、ＰＷＭ信号に同期して各ゲート信号を発生させる。

一例として、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊とゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）の関係について説明する。
図５に示されるように、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）に変換される。図５の横軸は位相θを、縦軸は電圧を示す。

ピーク電圧領域ＲＧＰでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）は、オンデューティが１００％（ベタオン）となり、全領域でオン信号となる。
逆にゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）は、全領域でオフ信号（ＰＷＭパルス停止）となる。

ピーク電圧領域ＲＧＰとゼロ電圧領域ＲＧＺとの間の中間電圧領域ＲＧＭでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊の電圧に比例したオンデューティのパルス列となる。
ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）の逆パターンのパルス列となる。すなわち、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）がオンパルスの時、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）はオフパルスとなり、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）がオフパルスの時、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）はオンパルスとなるようなパルス列となる。

ゼロ電圧領域ＲＧＺでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）は、オンデューティが０％（ベタオフ）となり、全領域でオフ信号となる。したがって、ゼロ電圧領域ＲＧＺでは、ＰＷＭ信号が停止される期間（マスク期間）となる。
ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）と同様に、全領域でオフ信号（ＰＷＭパルス停止）となる。

図５に示されるように、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）よりそれぞれ１２０°遅れた位相となる。
図５に示されるように、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）は、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）よりそれぞれ２４０°遅れた位相（１２０°進んだ位相）となる。

図６には、図５の各ゲート信号で制御したときのモータ８０に流れるＵ相の電流ｉｕ、Ｖ相の電流ｉｖ、Ｗ相の電流ｉｗがそれぞれ示される。

ピーク電圧領域ＲＧＰでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）のオン信号に関連して、全領域で最大を含む大きな電流ｉｕが流れる。
中間電圧領域ＲＧＭでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）のデューティの減少に関連して電流ｉｕは徐々に減少する。中間電圧領域ＲＧＭとゼロ電圧領域ＲＧＺとの間では電流ｉｕが略流れない状態となる。
ゼロ電圧領域ＲＧＺでは、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）オフ信号に関連して、マスク期間全領域で電流ｉｕが略流れない状態が維持されている。
Ｖ相に関しても、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）の位相に合わせて、図６に示すように、同様な電流ｉｖが流れる。
Ｗ相に関しても、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）の位相に合わせて、図６に示すように、同様な電流ｉｗが流れる。

参考例として、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊として、波形Ｊ１をＰＷＭ発生部２２に入力した場合のモータ８０に流れるＵ相の電流ｉｕ、Ｖ相の電流ｉｖ、Ｗ相の電流ｉｗが図７に示される。
図６に示される本実施形態の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、図７に比べて、正弦波から少し崩れた波形となるが、概ね滑らかな交流波形となっており、モータ８０を駆動することが可能となっている。
なお、図６及び図７の横軸は位相θを、縦軸は、電流を示す。

以下において、このような補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊を用いたＰＷＭ制御は、「部分二相通電制御」とも記載される。

（インバータ装置の制御方法）
本実施形態におけるインバータ装置１の制御方法について、図８を参照して説明する。
まず、電圧指令部１２が、モータ８０の速度指令を用いて電圧指令を生成する（ＳＴ１：電圧指令生成ステップ）。
続いて、補正指令部１８が、電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる指令を電圧指令に加えた補正指令を生成する（ＳＴ２：補正指令生成ステップ）。
続いて、インバータ主回路２０が、補正指令に基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群２１をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する（ＳＴ３：逆変換ステップ）。
そして、図８に示すように再び電圧指令生成ステップＳＴ１に戻って、同様にＳＴ１〜ＳＴ３の処理を繰り返す。
利用者によってインバータ装置１に終了指示が入力されると、ＳＴ１〜ＳＴ３の繰り返し処理は終了する。

本実施形態の制御方法の「電圧指令生成ステップＳＴ１」及び「補正指令生成ステップＳＴ２」は、インバータ装置１が行っている。変形例として、「電圧指令生成ステップＳＴ１」及び「補正指令生成ステップＳＴ２」のうち、少なくともいずれかのステップを他の装置が行ってもよいし、利用者が行ってもよい。

（作用及び効果）
インバータ装置１は、ゼロ電圧領域において、ＰＷＭのパルス信号を停止させるため、スイッチング損失を低減することができる。

さらに、以下に示すとおり、インバータ装置１は、ＰＷＭ停止制御への切替時に遅延がないため、モータ出力電流波形の歪を抑制することができる。
インバータ装置１は、電圧指令に、ＰＷＭ信号を停止させる指令を加えて、ＰＷＭパルス信号のオフを制御している。
上述したように、ＰＷＭ信号のデューティは、三角波の電圧波形と、制御装置１０から得られる電圧指令の電圧波形と、を比較することによって決定されるため、任意のタイミングでＰＷＭ信号を停止することができる。
このため、図９に示すように、ＰＷＭのパルス信号（キャリア信号）中の任意のタイミングで、ＰＷＭ信号を停止することができ、ＰＷＭ停止制御へ遅延なく切り替えることが可能である。
したがって、インバータ装置１は、ＰＷＭ停止制御への切替時に遅延がないため、モータ出力電流波形の歪を抑制することができる。
これに対し、特許文献１のようなベクトル制御方式のインバータ装置は、電流のゼロクロスを検出してから、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させている。このため、参考例として図１０に示されるように、ベクトル制御方式のインバータ装置は、電流のゼロクロスを検出してから、少なくともＰＷＭのパルス信号１つ（１キャリア）、最大で２つ（２キャリア分）遅れて、実際のＰＷＭ停止制御への切り替えが実施される。したがって、モータ出力電流波形の歪が発生する。

加えて、インバータ装置１は、（スイッチング制御である）中間電圧領域ＲＧＭの制御から（ＰＷＭ停止制御である）ゼロ電圧領域ＲＧＺの制御への切り替えだけではなく、ゼロ電圧領域ＲＧＺの制御から中間電圧領域ＲＧＭの制御への切り替えも、遅延がなく行うことができる。同様に、中間電圧領域ＲＧＭの制御から（ベタオン制御である）ピーク電圧領域ＲＧＰの制御への切り替え、及びピーク電圧領域ＲＧＰの制御から中間電圧領域ＲＧＭの制御への切り替えも同様に、遅延なく行うことができる。

加えて、インバータ装置１は、３相交流電圧の各相電圧の大きな領域で、それぞれ上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子を、複数のＰＷＭ周期に亘って全てオンさせる（ベタオンさせる）ため、スイッチング損失を低減することができる。

加えて、インバータ装置１は、速度指令から出力電圧位相を生成するため、速度指令に合わせた位相でＰＷＭ制御のパルス信号を停止させることができる。

（変形例）
第１の実施形態では、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を波形Ｊ２に補正している。この場合、補正指令部１８は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を波形Ｊ１に補正してから、波形Ｊ２に補正してもよいし、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から、１回の処理で波形Ｊ２に補正してもよい。

第１実施形態では、補正指令部１８において、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の各正弦波を、ピーク電圧領域ＲＧＰにおいて嵩上げしている。変形例として、電圧指令部１２において、ピーク電圧領域ＲＧＰにおいて交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が嵩上げされるように、電圧指令（δ軸電圧指令ｖδ＊、γ軸電圧指令ｖγ＊）が補正されてもよい。
例えば、γ軸電圧指令ｖγ＊が、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の振幅に関連する場合、電圧指令部１２において、γ軸電圧指令ｖγ＊を大きな電圧に補正する。γ軸電圧指令ｖγ＊を大きな電圧に補正すれば、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の各振幅を大きくできるので、少なくともピーク電圧領域ＲＧＰにおいて嵩上げすることができる。

＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態に係るインバータ装置について、図１１を参照しながら詳細に説明する。

本実施形態に係るインバータ装置は、第１の実施形態と基本的に同じであるが、補正指令として、別途、パルスを停止する停止信号をインバータ主回路に送信する点が異なっている。

本実施形態のインバータ装置１’は、空気調和機（空調機）９０’の室外機に搭載される。
図１１に示すように、インバータ装置１’は、補正指令部１８’を有する制御装置１０’と、パルス停止部２３を有するインバータ主回路２０’と、を備える。
補正指令部１８’は、ＰＷＭ信号を停止させる指令を埋め込まず、補正指令をインバータ主回路２０’に送信する。すなわち、補正指令部１８’は、補正交流電圧指令とパルスを停止する停止信号とを別々に、補正指令として、インバータ主回路２０’に送信する。
本実施形態では、補正指令部１８’は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊及び停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷを補正指令として、インバータ主回路２０’に送信する。
補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は、ＰＷＭ発生部２２に送信され、停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷは、パルス停止部２３に送信される。
パルス停止部２３は、ＰＷＭ発生部２２と各スイッチング素子の間の配線に、ＰＷＭ発生部２２及び各スイッチング素子と直列に設けられる。パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷのオフパルスが入力されると、ＰＷＭ発生部２２から各スイッチング素子へ送信されるＰＷＭ信号を停止する。

パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＵがオフパルスとなると、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）を停止する。
パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＶがオフパルスとなると、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）を停止する。
パルス停止部２３は、停止信号ＳＨＷがオフパルスとなると、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）を停止する。

補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊は、例えば、波形Ｊ１とすることができる。この場合、停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷは、波形Ｊ１のゼロ電圧領域ＲＧＺのタイミングでオフパルスを有する信号とする。

ＰＷＭ発生部２２は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊の各波形（波形Ｊ１）の各タイミングの電圧に比例したオンデューティで、ＰＷＭ信号を発生させる。ＰＷＭ発生部２２は、ＰＷＭ信号に同期して各ゲート信号を発生させる。パルス停止部２３は、ゼロ電圧領域ＲＧＺのタイミングで発生された各ゲート信号を停止する。
結果として第１の実施形態と同様なゲート信号を各スイッチング素子に供給する。
以下において、このような補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊及び停止信号ＳＨＵ，ＳＨＶ、ＳＨＷを用いたＰＷＭ制御も、「部分二相通電制御」とも記載される。

実施形態におけるインバータ装置１’の制御方法は、図８のインバータ装置の制御方法と同様である。

本実施形態においても、インバータ装置１’は、ＰＷＭのパルス信号（キャリア信号）中の任意のタイミングで、ＰＷＭ信号を停止することができ、ＰＷＭ停止制御へ遅延なく切り替えることが可能である。

第２実施形態でも、変形例として、電圧指令部において、ピーク電圧領域ＲＧＰにおいて交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が嵩上げされるように、電圧指令（δ軸電圧指令ｖδ＊、γ軸電圧指令ｖγ＊）が補正されてもよい。

＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態に係るインバータ装置について、図１２〜図１８を参照しながら説明する。

本実施形態に係るインバータ装置は、第１の実施形態と基本的に同じであるが、部分二相通電制御を行う第一指令と、２アーム制御（又は３アーム制御）を行う第二指令と、のうち、いずれかの指令を選択指令として選択する選択部を有する点が異なっている。

（インバータ装置１０１の回路構成）
図１２は、実施形態に係るインバータ装置１０１の回路構成を示す図である。
インバータ装置１０１は、空気調和機（空調機）１９０の室外機に搭載される。

インバータ装置１０１は、制御装置１１０と、インバータ主回路２０と、モータ電流検出部３０と、を備える。
インバータ装置１０１は、直流電源ＰＳから供給される直流電圧Ｖｄｃを、モータ８０を回転駆動させるための負荷駆動用交流電圧であるＵ相交流電圧、Ｖ相交流電圧及びＷ相交流電圧の３相交流電圧に変換する。
モータ電流検出部３０は、インバータ装置１０１からモータ８０に接続されている３相の各配線に設けられる。モータ電流検出部３０は、インバータ装置１０１からモータ８０に出力される３相交流電圧（交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）に関連してモータ８０に流れるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出し、各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの検出結果を制御装置１１０に通知する。

（インバータ主回路）
本実施形態において、インバータ主回路２０の正極ＤＣ端子Ｑａ、負極ＤＣ端子Ｑｂは、直流電源ＰＳの正極、負極にそれぞれ接続されている。
また、ＰＷＭ発生部２２は、制御装置１１０から受け付けた選択指令に関連して、スイッチング素子群２１を駆動するゲート信号を発生させ、スイッチング素子群２１をオンオフする。

本実施形態では、ＰＷＭ発生部２２は、制御装置１１０から、選択指令として、選択交流電圧指令ｖｓｕ＊、ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊を取得する。ＰＷＭ発生部２２は、取得した選択交流電圧指令ｖｓｕ＊、ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊の各波形の各タイミングの電圧に比例したオンデューティで、ＰＷＭ信号を発生させる。
ＰＷＭ発生部２２は、選択交流電圧指令ｖｓｕ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）を生成する。
同様に、ＰＷＭ発生部２２は、選択交流電圧指令ｖｓｖ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）を生成する。
同様に、ＰＷＭ発生部２２は、選択交流電圧指令ｖｓｗ＊に基づいてゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）及びゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）を生成する。
他の構成については、第１の実施形態と同様である。

（制御装置）
図１３に示すように、制御装置１１０は、速度指令部１１、電圧指令部１２、２相／３相変換部１３、３相／２相変換部１４、力率角設定部１５、速度補正部１６、位相演算部１７及び選択部１１９と、を機能的に備える。
本実施形態では、後述するプログラムを実行することにより、コンピュータシステムを制御装置１１０として機能させている。

２相／３相変換部１３は、電圧指令部１２から出力された電圧指令を、インバータ主回路２０が出力する３相の交流電圧の各々に対応する交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に座標変換し、選択部１１９へ出力する。

位相演算部１７は、インバータ出力周波数ω１を積分し、位相θを演算し、２相／３相変換部１３及び選択部１１９それぞれに位相θを出力する。

（選択部）
図１４に示すように、選択部１１９は、切替部１１９ａと、第一指令部１１９ｂと、第二指令部１１９ｃと、判定部１１９ｆと、を機能的に備える。
選択部１１９は、２相／３相変換部１３から、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を取得する。選択部１１９は、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から、選択指令として、それぞれ選択交流電圧指令ｖｓｕ＊、ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊を生成し、ＰＷＭ発生部２２に出力する。
選択交流電圧指令ｖｓｕ＊、ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊は、ＰＷＭ発生部２２において、それぞれＰＷＭ信号に変換される。さらに、ＰＷＭ発生部２２は、ＰＷＭ信号に同期して各ゲート信号を発生させる。

本実施形態において、選択部１１９は、出力する指令を、部分二相通電制御（２アーム方式の制御が行われると共にゼロ電圧領域においてＰＷＭパルスを停止させる方式の制御）を行う第一指令とするか、２アーム制御（又は３アーム制御）を行う第二指令とするか、を自動的に選択して出力する。

（切替部）
切替部１１９ａは、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を第一指令部１１９ｂへ出力するか、第二指令部１１９ｃへ出力するか、を切り替えることができる。
切替部１１９ａは、判定部１１９ｆの指令に応じて、第一指令部１１９ｂへ出力と、第二指令部１１９ｃへ出力とを切り替える。

（第一指令部）
切替部１１９ａによって、第一指令部１１９ｂへの出力が選択されると、第一指令部１１９ｂは、第一指令を生成する。
第一指令部１１９ｂは、電圧指令（交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間であるマスク期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を、電圧指令部１２で生成された電圧指令に加えた第一指令を生成する。
生成された第一指令は、選択指令として、ＰＷＭ発生部２２に出力される。

本実施形態では、第一指令部１１９ｂは、第１の実施形態の補正指令部１８と同様に、位相θを参照して、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を補正する。すなわち、第一指令部１１９ｂは、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、２アーム方式の制御が行われると共に、各電圧波形のゼロ電圧領域においてＰＷＭパルスが停止されるように、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を補正する。

具体的には、第一指令部１１９ｂは、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、図４の波形Ｊ２の各電圧波形に補正して第一指令とする。そして、第一指令部１１９ｂは、当該第一指令を、選択交流電圧指令ｖｓｕ＊、ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊として出力する。

（第二指令部）
切替部１１９ａによって、第二指令部１１９ｃへ出力が選択されると、第二指令部１１９ｃは、停止指令及び電圧指令のうち、停止指令を含まず、電圧指令のみを含む第二指令を生成する。生成された第二指令は、選択指令として、ＰＷＭ発生部２２に出力される。
本実施形態では、第二指令部１１９ｃは、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、２アーム方式の制御が行われるように、位相θを参照して、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を補正する。
具体的には、第二指令部１１９ｃは、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、図４の波形Ｊ１の各電圧波形に補正して第二指令とする。そして、第二指令部１１９ｃは、当該第二指令を、選択交流電圧指令ｖｓｕ＊、ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊として出力する。

さらに、第二指令部１１９ｃは、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、３アーム方式の制御が行われるように、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形をそのまま第二指令とし、選択交流電圧指令ｖｓｕ＊、ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊として出力することも可能である。

第二指令部１１９ｃは、波形Ｊ１の各電圧波形（２アーム方式の制御の指令）を出力するか、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊（３アーム方式の制御の指令）を出力するか、を切り替えることができる。第二指令を、２アーム方式の制御の指令とするか、３アーム方式の制御の指令とするかは、事前に設定されてもよいし、過変調制御の適用の有無に関連して切り替えられてもよい。

（判定部）
判定部１１９ｆは、判定を行い、判定結果に関連した指令を切替部１１９ａに送る。
判定部１１９ｆは、（直流電圧Ｖｄｃ及び各指令に応じて）出力しようとしているインバータ出力電圧が、限界を超えているかどうかを判定する。
本実施形態において判定部１１９ｆは、部分二相通電制御におけるインバータ出力電圧の限界を超えているかどうかを判定する。
以下において、「インバータ出力電圧」とは、「インバータ装置」から「モータ」に出力される３相交流電圧の実効電圧である。

限界を超えていると判定すると、判定部１１９ｆは、切替部１１９ａに、第二指令部１１９ｃへ出力を切り替えるように指令を送る。
限界を超えていないと判定すると、判定部１１９ｆは、切替部１１９ａに、第一指令部１１９ｂへ出力を切り替えるように指令を送る。

部分二相通電制御におけるインバータ出力電圧の限界を超えているかどうかを判定は、例えば、図１２に示す直流電圧検出回路５０で検出された直流電圧Ｖｄｃを取得することによって判定される。
判定部１１９ｆは、直流電圧Ｖｄｃに関連して、部分二相通電制御で出力できるインバータ出力電圧を予め記憶しておく。そして、判定部１１９ｆは、所望の速度指令で要求されるインバータ出力電圧が、検出された直流電圧Ｖｄｃで出力できるインバータ出力電圧を超えているか否かを判定することで、限界を超えているかどうかを判定する。

他の例として、部分二相通電制御におけるインバータ出力電圧の限界を超えているかどうかを判定は、ＰＷＭ発生部２２が出力するＰＷＭパルス信号から判定されてもよい。判定部１１９ｆが、ＰＷＭ発生部２２からＰＷＭパルス信号を取得し、部分二相通電制御におけるＰＷＭパルス信号幅の限界を予め記憶しておくことで、限界を超えているかどうかを判定する。

さらに他の例として、判定部１１９ｆが、速度指令や電圧指令等の各種指令が、予め記憶した部分二相通電制御における限界を超えているかどうかで判定してもよい。

（インバータ装置の制御方法）
本実施形態におけるインバータ装置１０１の制御方法について、図１５を参照して説明する。

まず、電圧指令部１２が、モータ８０の速度指令を用いて電圧指令を生成する（ＳＴ１０１：電圧指令生成ステップ）。

続いて、選択部１１９が、電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間であるマスク期間において、第一指令と第二指令とのうち、いずれかの指令を選択指令として選択して、インバータ主回路２０に選択指令を行う（ＳＴ１０２：選択ステップ）。

続いて、インバータ主回路２０が、選択指令に基づいて、スイッチング素子群２１をスイッチングさせる制御を行うに基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群２１をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する（ＳＴ１０３：逆変換ステップ）。

そして、図１５に示すように再び電圧指令生成ステップＳＴ１０１に戻って、同様にＳＴ１０１〜ＳＴ１０３の処理を繰り返す。
利用者によってインバータ装置１０１に終了指示が入力されると、ＳＴ１０１〜ＳＴ１０３の繰り返し処理は終了する。

（作用及び効果）
第１の実施形態の作用及び効果に加え、本実施形態のインバータ装置１０１は、部分二相通電制御を行っている際に、インバータ出力電圧の限界に達すると、２アーム制御（又は３アーム制御）に切り替えることによって、インバータ出力電圧を更に上昇させることができる。
具体的には以下のとおりである。

図１６は、３アーム制御、２アーム制御、部分二相通電制御の各制御によって発生される各ゲート信号を模式的に示す。各制御の特徴は次のとおりである。
３アーム制御は、３つの相共に、すべて期間に亘って、それぞれ上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子（上下アーム）を、ＰＷＭ制御させている。
３アーム制御に対して、２アーム制御は、スイッチング損失を低減させるため、３つの相のうち、１つの相の上下アームのどちらかをオンに固定した期間を持ち、残る二つの相の上下アームのみをＰＷＭ制御させている。
２アーム制御に対して、部分二相通電制御は、スイッチング損失をさらに低減させるため、マスク期間を設けている。しかし、マスク期間を設けることで、３アーム制御や２アーム制御に比べて、出力可能なインバータ出力電圧が低下する。このため、３アーム制御や２アーム制御に比べて、低回転での弱め磁束制御が必要となり、損失が増加してしまう。

通常、インバータ装置は、インバータ出力電圧を、直流電圧Ｖｄｃ以上で出力することができない。このため、インバータ出力電圧と回転数とが比例関係にあるＶ／ｆ制御においては、インバータ出力電圧の限界に達すると、それ以上回転数を上昇させることができない。
ただし、３アーム制御を実施する場合、インバータ出力電圧の限界に達した場合において、３相交流電圧波形を矩形波に近づける「過変調制御」を実施することで、インバータ出力電圧は、若干上昇させることができる。
いずれにしても、インバータ出力電圧の限界に達した場合において、回転数を上昇させるには、ｄ軸電流を増やし、ｄ軸方向の磁束を減少させる「弱め磁束制御」を実施する必要がある。

図１７の上段に２アーム制御及び３アーム制御を実施する例、中段に部分二相通電制御を実施する例、下段に部分二相通電制御、２アーム制御及び３アーム制御を組み合わせた例が、互いに比較して示される。
図１７の各グラフの横軸は回転数、縦軸はインバータ出力電圧を示す。図１７には、回転数及びインバータ出力電圧に関連して、（１）にＶ／ｆ制御、（２）に過変調制御、（３）に弱め磁束制御の各制御を適用する範囲が一例として示される。また、図１７には、回転数及びインバータ出力電圧に関連して、（Ａ）２アーム制御、（Ｂ）３アーム制御、（Ｃ）部分二相通電制御の各制御を適用する範囲が示される。

図１７に示されるように、２アーム制御及び３アーム制御を実施する例に比べて、部分二相通電制御を実施する例は、低い回転数において出力できるインバータ出力電圧が限界に達している。
このように、部分二相通電制御では、２アーム制御や３アーム制御に比べて、出力可能なインバータ出力電圧が小さい。このため、２アーム制御や３アーム制御に比べて、低い回転数において、弱め磁束制御を適用する必要があり、損失が大きくなる。その結果、部分二相通電制御は、２アーム制御や３アーム制御に比べて効率が悪くなる。

これに対し、本実施形態のインバータ装置１０１は、部分二相通電制御、２アーム制御及び３アーム制御を組み合わせているため、図１７に示されるように、インバータ出力の限界を２アーム制御及び３アーム制御を実施する例と同様なレベルにすることができる。このため、インバータ装置１０１は、弱め磁束制御の適用範囲を小さくすることができる。
したがって、インバータ装置１０１は、損失の増加を抑え、インバータ効率を向上させることができる。

さらに、図１８に示すように、部分二相通電制御では、ＬＩＭＩＴ−Ｉを上限とする範囲に制限される。これに対し、本実施形態では、ＬＩＭＩＴ−Ｉを超える範囲において、２アーム制御や３アーム制御への切り替えることによって、モータ８０に流せる電流の制限が、ＬＩＭＩＴ−ＩＩを上限とする適用範囲（斜線範囲）まで広がる。なお、図１８のグラフの横軸は回転数［Ｈｚ］、縦軸はモータ８０に適用可能な負荷［Ｎｍ］を示す。ＬＩＭＩＴ−ＩＩＩは、入力電流による制限である。

所望の回転数が変更され、部分二相通電制御でも適用可能な範囲に移行した場合、インバータ装置１０１は、第一指令に切り替えさせることによって、２アーム制御や３アーム制御から部分二相通電制御に復帰させてもよい。

＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態に係るインバータ装置について、図１９〜図２１を参照しながら詳細に説明する。

本実施形態に係るインバータ装置は、第３の実施形態と基本的に同じであるが、部分二相通電制御を２アーム制御や３アーム制御に切り替える制御に代えて、部分二相通電制御においてマスク期間を小さくする制御を行う点が異なっている。

インバータ装置２０１は、空気調和機（空調機）２９０の室外機に搭載される。
図１９に示すように、インバータ装置２０１は、選択部２１９を有する制御装置２１０と、インバータ主回路２０と、モータ電流検出部３０と、を備える。

図２０に示すように、選択部２１９は、第一指令部２１９ｂと、マスク期間設定部２１９ｄと、マスク期間変更部２１９ｅと、判定部２１９ｆを機能的に備える。

（マスク期間設定部）
マスク期間設定部２１９ｄは、マスク期間を設定し、設定されたマスク期間を第一指令部２１９ｂに出力する。

（マスク期間変更部）
マスク期間変更部２１９ｅは、判定部２１９ｆの指令に応じて、マスク期間設定部２１９ｄにおいて設定されたマスク期間を変更する。

（判定部）
判定部２１９ｆは、判定を行い、判定結果に関連した指令をマスク期間変更部２１９ｅに出力する。
本実施形態において、判定部２１９ｆは、出力しようとしているインバータ出力電圧が、部分二相通電制御におけるインバータ出力電圧の限界を超えているかどうかを判定する。

限界を超えていると判定すると、判定部２１９ｆは、マスク期間変更部２１９ｅに、マスク期間を小さくするように指令を送る。

（第一指令部）
第一指令部２１９ｂは、電圧指令（交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間であるマスク期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を、電圧指令部１２で生成された電圧指令に加えた第一指令を生成する。生成された第一指令は、選択指令として、ＰＷＭ発生部２２に出力される。

本実施形態では、第一指令部２１９ｂは、第１の実施形態の補正指令部１８と同様に、位相θを参照して、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を補正する。すなわち、第一指令部２１９ｂは、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、２アーム方式の制御が行われると共に、各電圧波形のゼロ電圧領域においてＰＷＭパルスが停止されるように、取得した交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を補正する。

具体的には、第一指令部２１９ｂは、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の電圧波形を、図４の波形Ｊ２の各電圧波形に補正して第一指令とする。そして、第一指令部２１９ｂは、当該第一指令を、選択交流電圧指令ｖｓｕ＊、ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊として出力する。

第一指令部２１９ｂは、マスク期間設定部２１９ｄが出力するマスク期間を取得する。第一指令部２１９ｂは、マスク期間設定部２１９ｄから取得したマスク期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を、電圧指令部１２で生成された電圧指令に加えた第一指令を生成する。

（インバータ装置の制御方法）
本実施形態におけるインバータ装置２０１の制御方法について、図２１を参照して説明する。

まず、電圧指令部１２が、モータ８０の速度指令を用いて電圧指令を生成する（ＳＴ２０１：電圧指令生成ステップ）。

続いて、第一指令部２１９ｂが、（電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間であるマスク期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を、電圧指令部１２で生成された電圧指令に加えた）第一指令を生成する（ＳＴ２０２：第一指令生成ステップ）。

続いて、インバータ主回路２０が、第一指令に基づいて、スイッチング素子群２１をスイッチングさせる制御を行うに基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群２１をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する（ＳＴ２０３：逆変換ステップ）。

続いて、判定部２１９ｆが、出力しようとしているインバータ出力電圧が、部分二相通電制御におけるインバータ出力電圧の限界を超えているかどうか判定する（ＳＴ２０４：判定ステップ）。

限界を超えていない（ＳＴ２０４：ＮＯ）と判定されると、そのまま電圧指令生成ステップＳＴ２０１に戻って、同様にＳＴ２０１〜ＳＴ２０４の処理を繰り返す。

限界を超えている（ＳＴ２０４：ＹＥＳ）と判定されると、マスク期間変更部２１９ｅが、マスク期間が小さくなるように、マスク期間を変更（ＳＴ２０４：マスク期間変更ステップ）し、図２１に示すように再び電圧指令生成ステップＳＴ２０１に戻る。

（作用及び効果）
第１の実施形態の作用及び効果に加え、マスク期間を小さくすることによって、インバータ装置２０１は、部分二相通電制御において、出力可能なインバータ出力電圧を上昇させることができる。

このため、インバータ装置２０１は、弱め磁束制御の適用範囲を小さくすることができる。したがって、インバータ装置２０１は、損失の増加を抑えインバータ効率を向上させることができる。

本実施形態の変形例として、判定部２１９ｆが、限界を超えていないと判定すると、判定部２１９ｆが、マスク期間変更部２１９ｅに、マスク期間を大きくするように指令を送ってもよい。

＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態に係るインバータ装置について、図２２〜図２４を参照しながら説明する。

本実施形態に係るインバータ装置は、第３の実施形態と基本的に同じであるが、インバータ出力電圧が限界に達するときに加えて、脱調の可能性のあるときにも、部分二相通電制御から２アーム制御や３アーム制御に切り替える点が異なっている。

図２２は、実施形態に係るインバータ装置３０１の回路構成を示す図である。
インバータ装置３０１は、空気調和機（空調機）３９０の室外機に搭載される。

インバータ装置３０１は、選択部３１９を有する制御装置３１０と、インバータ主回路２０と、モータ電流検出部３０と、モータ回転数検出部４０と、を備える。
モータ回転数検出部４０は、モータ８０の回転数ｆｄを検出し、制御装置３１０に通知する。

図２３に示すように、選択部３１９は、切替部３１９ａと、第一指令部３１９ｂと、第二指令部３１９ｃと、判定部３１９ｆと、を機能的に備える。
切替部３１９ａは、第３の実施形態の切替部１１９ａと同様に、第一指令部３１９ｂへ出力と、第二指令部３１９ｃへ出力と、を切り替えることができる。
切替部３１９ａは、判定部３１９ｆの指令に応じて、第一指令部３１９ｂへ出力と、第二指令部３１９ｃへ出力とを切り替える。

判定部３１９ｆは、判定を行い、判定結果に関連した指令を切替部３１９ａに送る。
本実施形態において、判定部３１９ｆは、インバータ装置３０１は、部分二相通電制御を行っている際に、脱調の可能性のあるかどうかを判定する。脱調の可能性のあると判定したときは、判定部３１９ｆは、切替部３１９ａに、第二指令部３１９ｃへ出力を切り替えるように指令を送り、２アーム制御や３アーム制御に切り替える。

判定部３１９ｆは、具体的には、次のような判定を行う。
判定部３１９ｆは、予め脱調の可能性のあるモータ８０の回転数と、モータ８０に流れる電流値との関係を記憶しておく。
モータ８０において、脱調は、低回転及び高負荷時に発生する。他方で、モータ８０への負荷が大きくなると、モータ８０に流れる電流値が大きくなる。このため、モータ８０の回転数と、モータ８０に流れる電流値との関係を記憶しておけば、判定部３１９ｆは、脱調の可能性のある条件を判定することができる。

予め記憶される脱調の可能性のある回転数と電流値との関係としては、例えば、回転数と電流値との関係を示したマップでもよいし、数式化されたものでもよい。

本実施形態において、検出されたモータ８０の回転数ｆｄ及び各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが、脱調の可能性のある範囲の回転数及び電流値であると判定されると、切替部３１９ａは、第一指令部３１９ｂへの出力を、第二指令部３１９ｃへの出力に切り替える。

（作用及び効果）
２アーム制御時のモータ８０に流れる電流（図７参照）に対して、部分二相通電制御のモータ８０に流れる電流（図６参考）は、矩形波に近い波形を有する。そのため、低回転、高負荷領域では、トルクが不足し、モータ８０における脱調の可能性が高くなる。３アーム制御に対しても同様である。

そこで、本実施形態では、低回転、高負荷領域では部分二相通電制御を実施せず、２アーム制御や３アーム制御に自動的に切り替える。

図２４に示すように、部分二相通電制御では、低回転及び高負荷範囲（ドット範囲）において、脱調の可能性がある。これに対し、２アーム制御や３アーム制御に自動的に切り替えることによって、低回転及び高負荷範囲を含む範囲（ドット範囲を含む斜線範囲）を適用範囲とすることでき、脱調が抑制される。

変形例として、本実施形態と第４の実施形態を組み合わせてもよい。
具体的には、インバータ出力電圧が限界であるときに加えて、脱調の可能性があるときにも、部分二相通電制御のマスク期間が小さくされてもよい。インバータ装置３０１において、マスク期間を小さくすれば、モータ８０に流れる電流が、２アーム制御や３アーム制御における波形に近づくため、脱調が抑制される。

＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態に係るインバータ装置について、図２５〜図２９を参照しながら詳細に説明する。

本実施形態に係るインバータ装置は、第１の実施形態と基本的に同じであるが、部分二相通電制御と２アーム制御との切り替えの前後において、マスク期間を変更する点が異なっている。

（インバータ装置の回路構成）
図２５は、実施形態に係るインバータ装置４０１の回路構成を示す図である。
インバータ装置４０１は、空気調和機（空調機）４９０の室外機に搭載される。

インバータ装置４０１は、選択部４１９を有する制御装置４１０と、インバータ主回路２０と、モータ電流検出部３０と、を備える。

図２６に示すように、選択部４１９は、切替部４１９ａと、第一指令部４１９ｂと、第二指令部４１９ｃと、マスク期間設定部４１９ｄと、マスク期間変更部４１９ｅと、判定部４１９ｆと、を機能的に備える。

切替部４１９ａは、第３の実施形態の切替部１１９ａと同様に、判定部４１９ｆに指令に応じて、第一指令部４１９ｂへ出力と、第二指令部４１９ｃへ出力とを切り替える。

判定部４１９ｆは、判定を行い、判定結果に関連した指令を切替部４１９ａに送る。
判定部４１９ｆは、（直流電圧Ｖｄｃ及び各指令に応じて）出力しようとしているインバータ出力電圧が、限界を超えているかどうかを判定する。
本実施形態において、判定部４１９ｆは、部分二相通電制御におけるインバータ出力電圧の限界を超えているかどうかを判定する。

限界を超えていると判定すると、判定部４１９ｆは、切替部４１９ａに、第二指令部４１９ｃへ出力を切り替えるように指令を送る。
限界を超えていないと判定すると、判定部４１９ｆは、切替部４１９ａに、第一指令部４１９ｂへ出力を切り替えるように指令を送る。

本実施形態において、インバータ装置４０１は、部分二相通電制御と２アーム制御との切り替えの前後において、マスク期間を変更する。
例えば、２アーム制御から部分二相通電制御への切り替えは、次のような制御を行う。
切替部４１９ａが、第二指令部４１９ｃへの出力を、第一指令部４１９ｂへの出力に切り替えた後で、マスク期間変更部４１９ｅは、マスク期間設定部４１９ｄに設定されているマスク期間を、設定したいマスク期間に向かってマスク期間を徐々に大きくする。マスク期間変更部４１９ｅは、インバータ主回路２０における直流電圧Ｖｄｃから３相交流電圧への変換（逆変換）を行いながら、マスク期間設定部４１９ｄに設定されているマスク期間を、設定したいマスク期間に向かってマスク期間を徐々に大きくする。

制御装置４１０は、２アーム制御からマスク期間を徐々に大きく変化させながら、目標とするマスク期間である目標マスク期間を有する部分二相通電制御に移行させる。図２７には、２アーム制御から目標マスク期間を有する部分二相通電制御に移行させる場合におけるスイッチング素子群２１を駆動するゲート信号の変化が示される。

制御装置４１０は、マスク期間変更部４１９ｅによって、マスク期間を、段階的に徐々に変化させる。
例えば、インバータ周期３６０°に対し、１０ｂｉｔ（１０２４）で制御すると、０．３５°の分解能で変化させることができる。
具体的には、マスク期間を徐々に変化させる各段階において、マスク期間の両側に1分解能(１制御周期で２×０．３５°＝０．７°)を加えることによって、マスク期間を大きくする。

部分二相通電制御から２アーム制御への切り替えは、逆の制御を行う。
すなわち、切替部４１９ａが、第一指令部４１９ｂへの出力を、第二指令部４１９ｃへの出力に切り替える前において、マスク期間変更部４１９ｅは、マスク期間設定部４１９ｄに設定されているマスク期間を、徐々に小さくする。その後、切替部４１９ａは、第一指令部４１９ｂへの出力を、第二指令部４１９ｃへの出力に切り替える。

（インバータ装置の制御方法）
本実施形態におけるインバータ装置４０１の制御方法について説明する。

（２アーム制御から部分二相通電制御への切り替え）
２アーム制御から部分二相通電制御への切り替えについて、図２８を参照して説明する。

まず、電圧指令部１２が、モータ８０の速度指令を用いて電圧指令を生成する（ＳＴ４０１：電圧指令生成ステップ）。

続いて、第二指令部４１９ｃが、マスク期間において、（ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を含まず電圧指令を含む）第二指令を生成する（ＳＴ４０２：第二指令生成ステップ）。本実施形態の第二指令生成ステップＳＴ４０２では、第二指令として、２アーム制御を行う指令が生成される。

続いて、インバータ主回路２０が、第二指令に基づいて、スイッチング素子群２１をスイッチングさせる制御を行うに基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群２１をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する（ＳＴ４０３：逆変換ステップ）。

続いて、判定部４１９ｆは、出力しようとしているインバータ出力電圧が、部分二相通電制御におけるインバータ出力電圧の限界を超えているかどうかを判定する（ＳＴ４０４：判定ステップ）。

限界を超えている（ＳＴ４０４：ＹＥＳ）と判定されると、電圧指令生成ステップＳＴ４０１に戻る。

限界を超えていない（ＳＴ４０４：ＮＯ）と判定されると、切替部４１９ａが、第二指令部４１９ｃへの出力を、第一指令部４１９ｂへの出力に切り替える（ＳＴ４０５：切替ステップ）。

続いて、インバータ装置４０１は、第一指令部４１９ｂからの指令により逆変換を行いながら、図２７に示されるように、目標マスク期間まで徐々に大きくする（ＳＴ４０６：マスク期間変更ステップ）。

続いて、電圧指令部１２が、モータ８０の速度指令を用いて電圧指令を生成する（ＳＴ４０７：電圧指令生成ステップ）。

続いて、第一指令部４１９ｂが、目標マスク期間において、（ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を、電圧指令部１２で生成された電圧指令に加えた）第一指令を生成する（ＳＴ４０８：第一指令生成ステップ）。本実施形態の第一指令生成ステップＳＴ４０８では、第一指令として、目標マスク期間を有する部分二相通電制御を行う指令が生成される。

続いて、インバータ主回路２０が、第一指令に基づいて、直流電圧を３相交流電圧に変換する（ＳＴ４０９：逆変換ステップ）。

そして、図２８に示すように再び電圧指令生成ステップＳＴ４０７に戻って、同様にＳＴ４０７〜ＳＴ４０９の処理を繰り返す。

（部分二相通電制御から２アーム制御への切り替え）
部分二相通電制御から２アーム制御への切り替えでは、２アーム制御から部分二相通電制御への切り替えの逆の処理を行う。図２８の処理と異なる点について、図２９を参照して説明する。

まず、電圧指令部１２が、モータ８０の速度指令を用いて電圧指令を生成する（ＳＴ５０１：電圧指令生成ステップ）。

続いて、第一指令部４１９ｂが、第一指令を生成する（ＳＴ５０２：第一指令生成ステップ）。この時、切替部４１９ａは、第一指令部４１９ｂへの出力を選択している。本実施形態の第一指令生成ステップＳＴ５０２では、第一指令として、部分二相通電制御を行う指令が生成される。

続いて、インバータ主回路２０が、第一指令に基づいて、スイッチング素子群２１をスイッチングさせる制御を行うに基づいて生成されたパルス信号によって、スイッチング素子群２１をスイッチングさせて、直流電圧を３相交流電圧に変換する（ＳＴ５０３：逆変換ステップ）。

続いて、判定部４１９ｆが、インバータ出力電圧の大小を判定する（ＳＴ５０４：判定ステップ）。本実施形態では、出力しようとしているインバータ出力電圧が、部分二相通電制御におけるインバータ出力電圧の限界を超えているかどうか判定される。

限界を超えていない（ＳＴ５０４：ＮＯ）と判定されると、電圧指令生成ステップＳＴ５０１に戻る。

限界を超えている（ＳＴ５０４：ＹＥＳ）と判定されると、インバータ装置４０１は、第一指令部４１９ｂからの指令により逆変換を行いながら、マスク期間を、徐々に小さくする（ＳＴ５０５：マスク期間変更ステップ）。

続いて、切替部４１９ａが、第一指令部４１９ｂへの出力を、第二指令部４１９ｃへの出力に切り替える（ＳＴ５０６：切替ステップ）。

続いて、電圧指令部１２が、モータ８０の速度指令を用いて電圧指令を生成する（ＳＴ５０７：電圧指令生成ステップ）。

続いて、第二指令部４１９ｃが、第二指令を生成する（ＳＴ５０８：第二指令生成ステップ）。

続いて、インバータ主回路２０が、第二指令に基づいて、直流電圧を３相交流電圧に変換する（ＳＴ５０９：逆変換ステップ）。

そして、図２９に示すように再び電圧指令生成ステップＳＴ５０７に戻って、同様にＳＴ５０７〜ＳＴ５０９の処理を繰り返す。

（作用及び効果）
部分二相通電制御と、２アーム制御との切り替えが、急激に行われると、振動が発生し、騒音となる可能性がある。
これに対し、本実施形態のインバータ装置４０１は、マスク期間を変更しながら、２アーム制御と、所望のマスク期間（目標マスク時間）を有する部分二相通電制御とを切り替えることができる。これにより、部分二相通電制御と、２アーム制御との切り替えにおいて、振動が抑制される。

＜変形例＞
各実施形態では、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊（又は選択交流電圧指令ｖｓｕ＊、ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊）として、ゼロ電圧領域ＲＧＺ全体において電圧を０としたマスク期間を有する波形Ｊ２に、それぞれ補正される。
変形例として、図３０のように、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、ゼロ電圧領域ＲＧＺの一部において電圧を０としたマスク期間を有する波形Ｊ２’に、それぞれ補正されてもよい。この場合、少なくとも、リンギングの２つのピークをマスク期間が含むように補正されてもよいし、単にゼロ電圧領域ＲＧＺの少なくとも一部の期間をマスク期間が含むように補正されてもよい。
図３０は、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊（又は選択交流電圧指令ｖｓｕ＊）が波形Ｊ２’に補正された例のみを示すが、補正交流電圧指令ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊（又は選択交流電圧指令ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊）も同様に波形Ｊ２’に補正されてもよい。
また、波形Ｊ２’のマスク期間は、電気角３０°であって、ゼロ電圧領域ＲＧＺの中央に設定しているが、マスク期間は、どのような電気角、位置に設定されてもよい。

各実施形態では、マスク期間において、補正交流電圧指令ｖｖｕ＊、ｖｖｖ＊、ｖｖｗ＊（又は選択交流電圧指令ｖｓｕ＊、ｖｓｖ＊、ｖｓｗ＊）の電圧を０に補正しているが、変形例として、三角波の電圧波形の最小値の電圧より小さい正の電圧に補正されてもよい。

各実施形態では、スイッチング素子にＩＧＢＴが用いられているが、変形例として、スイッチング素子に、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴが用いられてもよい。
本実施形態では、シリコン半導体のスイッチング素子が用いられているが、変形例として、ＳｉＣやＧａＮ等のワイドギャップ半導体のスイッチング素子が用いられてもよい。

各実施形態では、ＰＷＭ制御として、２アーム方式の制御として、上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子の両方を、３相交流電圧の各相電圧の大きな領域のうち、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御を行っている。
変形例として、上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、オンさせるだけでもよい。また、他の変形例として、２アーム方式の制御を行わず、ゼロ電圧領域において、パルス信号を停止させるだけの補正指令を生成してもよい。

第３〜第６の各実施形態の制御装置は、第一指令として、波形Ｊ２の各電圧波形をＰＷＭ発生部２２に送信しているが、第２の実施形態のように、第一指令として、補正交流電圧指令とパルスを停止する停止信号とを別々に送信してもよい。

第３〜第６の各実施形態の変形例として、各実施形態のインバータ装置において、直流電源ＰＳが直流電圧Ｖｄｃを可変できる可変電源とされ、制御装置が直流電圧Ｖｄｃを制御することによって、部分二相通電制御において、ＰＡＭ制御（パルス振幅変調制御）が併用されてもよい。ＰＡＭ制御を併用すれば、出力可能なインバータ出力電圧が増加するので、インバータの運転範囲をさらに広げることができる。

なお、上述の各実施形態においては、制御装置の各種機能を実現するためのプログラムを、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをマイコンといったコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各種処理を行うものとしている。ここで、コンピュータシステムのＣＰＵの各種処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって上記各種処理が行われる。また、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものとする。

１ インバータ装置
１’ インバータ装置
１０ 制御装置
１０’ 制御装置
１１ 速度指令部
１２ 電圧指令部
１３ ２相／３相変換部
１４ ３相／２相変換部
１５ 力率角設定部
１６ 速度補正部
１７ 位相演算部
１８ 補正指令部
１８’ 補正指令部
２０ インバータ主回路
２０’ インバータ主回路
２１ スイッチング素子群
２１ＵＨ スイッチング素子
２１ＵＬ スイッチング素子
２１ＶＨ スイッチング素子
２１ＶＬ スイッチング素子
２１ＷＨ スイッチング素子
２１ＷＬ スイッチング素子
２２ ＰＷＭ発生部
２３ パルス停止部
３０ モータ電流検出部
４０ モータ回転数検出部
５０ 直流電圧検出回路
８０ モータ（３相モータ）
９０ 空気調和機（空調機）
９０’ 空気調和機（空調機）
１０１ インバータ装置
１１０ 制御装置
１１９ 選択部
１１９ａ 切替部
１１９ｂ 第一指令部
１１９ｃ 第二指令部
１１９ｆ 判定部
１９０ 空気調和機（空調機）
２０１ インバータ装置
２１０ 制御装置
２１９ 選択部
２１９ｂ 第一指令部
２１９ｄ マスク期間設定部
２１９ｅ マスク期間変更部
２１９ｆ 判定部
２９０ 空気調和機（空調機）
３０１ インバータ装置
３１０ 制御装置
３１９ 選択部
３１９ａ 切替部
３１９ｂ 第一指令部
３１９ｃ 第二指令部
３１９ｆ 判定部
３６０ インバータ周期
３９０ 空気調和機（空調機）
４０１ インバータ装置
４１０ 制御装置
４１９ 選択部
４１９ａ 切替部
４１９ｂ 第一指令部
４１９ｃ 第二指令部
４１９ｄ マスク期間設定部
４１９ｅ マスク期間変更部
４１９ｆ 判定部
４９０ 空気調和機（空調機）
ＰＳ 直流電源
Ｑａ 正極ＤＣ端子
Ｑｂ 負極ＤＣ端子

Claims (9)

1. Ｖ／ｆ制御によって、３相モータを駆動可能なインバータ装置であって、
   スイッチング素子群を有し、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路と、
   前記３相モータの速度指令に基づいて電圧指令を生成する電圧指令部と、
   前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間であるマスク期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を前記電圧指令に加えた第一指令を生成する第一指令部と、
   前記マスク期間を変更するマスク期間変更部と、を備え、
   少なくとも、前記第一指令に基づいて、前記スイッチング素子群をスイッチングさせる制御を行うインバータ装置。
2. 前記スイッチング素子群が、前記３相交流電圧の各相に関連して、上アーム及び下アームのスイッチング素子の対をそれぞれ備え、
   少なくとも前記第一指令において、前記上アームのスイッチング素子及び前記下アームのスイッチング素子の少なくともいずれか一方を、前記３相交流電圧の各相電圧の大きな領域のうち、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオンさせる制御を行う請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記マスク期間変更部が、前記マスク期間を小さくする請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記第一指令と、前記停止指令を含まず前記電圧指令を含む第二指令と、のうち、いずれかの指令を選択指令として選択して、前記インバータ主回路に前記選択指令を行う選択部と、を備える請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のインバータ装置。
5. 前記第二指令から前記第一指令に切り替えた後に、前記マスク期間変更部が、前記マスク期間を大きくする請求項４に記載のインバータ装置。
6. 前記第一指令から前記第二指令に切り替える前に、前記マスク期間変更部が、前記マスク期間を小さくする請求項４又は請求項５に記載のインバータ装置。
7. 請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のインバータ装置と、
   前記３相モータと、
   を備える空気調和機。
8. スイッチング素子群を有し、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路を備え、Ｖ／ｆ制御によって、３相モータを駆動可能なインバータ装置の制御方法であって、
   前記３相モータの速度指令に基づいて電圧指令を生成する電圧指令生成ステップと、
   前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間であるマスク期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を前記電圧指令に加えた第一指令を生成する第一指令生成ステップと、
   前記第一指令に基づいて、前記スイッチング素子群をスイッチングさせて、前記直流電圧を前記３相交流電圧に変換する逆変換ステップと、を実施し、
   前記第一指令生成ステップより前又は後において、前記マスク期間を変更するマスク期間変更ステップと、を実施するインバータ装置の制御方法。
9. スイッチング素子群を有し、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ主回路を備え、Ｖ／ｆ制御によって、３相モータを駆動可能なインバータ装置であって、少なくとも、第一指令に基づいて、前記スイッチング素子群をスイッチングさせる制御を行うインバータ装置のコンピュータを、
   前記３相モータの速度指令に基づいて電圧指令を生成する電圧指令部、
   前記電圧指令のゼロ電圧領域の少なくとも一部の期間であるマスク期間において、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる停止指令を前記電圧指令に加えた第一指令を生成する第一指令部、及び
   前記マスク期間を変更するマスク期間変更部、
   として機能させるプログラム。

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