JP7072720B2 - インバータ装置、圧縮機駆動装置および空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、直流母線から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ装置、圧縮機駆動装置および空気調和機に関する。

インバータ装置は、直流母線の電流を検出する回路を備える（例えば、特許文献１）。特許文献１に記載のインバータ装置においては、特許文献１の図１６などに示されるような、通常のパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行うＰＷＭキャリア周期よりも短い３つのＰＷＭキャリア周期（第１の期間，第２の期間，第３の期間）からなる特定期間を設けてスイッチング素子を制御する。特許文献１に記載のインバータ装置においては、特定期間の第１の期間では隣接する２つの非零の基本電圧ベクトルの内の１つのみを指令電圧ベクトルとして出力し、第２の期間ではもう一方の基本電圧ベクトルのみを指令電圧ベクトルとして出力し、第３の期間では零電圧ベクトルのみを指令電圧ベクトルとして出力し、指令電圧ベクトルに基づいてスイッチング素子の駆動信号を生成する。また、インバータ装置は、第１の期間および第２の期間の中心で電流検出を行う。

特開２００５－２６９８８０号公報

しかしながら、特許文献１に記載のインバータ装置の制御方法では、指令電圧ベクトルを生成するための基本電圧ベクトルをまとめて出力しているので電流検出は行い易くなるが、指令電圧ベクトルによっては第１の期間と第２の期間の電流検出間隔の差が広がり、これらの検出電流値を用いてｄｑ変換した際の誤差が大きくなり、制御が不安定になるという課題があった。

ここで、上記のｄｑ変換した際の誤差が小さくなるよう、第１の期間と第２の期間の電流検出間隔の差が小さくなるように電流検出タイミングを設定することが考えられる。しかし、この場合、第１の期間では出力する指令電圧ベクトルの最後の方の電流値を検出し、第２の期間では出力する指令電圧ベクトルの最初の方の電流値を検出することになるので、それぞれの指令電圧ベクトルの中心付近の電流値とは誤差が大きくなり、電流検出間隔の差が広がった場合と同様に制御が不安定になる。また、基本電圧ベクトルをまとめて出力しているので相電流リプルが大きくなり、インバータ装置の制御対象が電動機の場合、その電動機の鉄損が悪化するという問題、および、磁気音が大きくなるという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、直流母線の電流検出精度を高めることができるとともに相電流リプルを抑制することができるインバータ装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるインバータ装置は、直流母線から供給される直流電力を複数のスイッチング素子を用いて３相交流電力に変換するインバータ主回路と、直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出回路と、直流電流検出回路により検出された直流電流に基づいて、複数のスイッチング素子を制御するパルス幅変調駆動信号を出力するインバータ制御部と、を備える。インバータ制御部は、直流電流に基づいて指令電圧ベクトルを生成し、指令電圧ベクトルを反映する反映期間の一部を第１期間に設定し、反映期間の第１期間に該当しない期間を第２期間に設定し、第１期間では、指令電圧ベクトルに隣接する２つの非零の基本電圧ベクトルを予め定められた最小時間にわたって順番に出力して得られる第１の電圧ベクトルに基づいてパルス幅変調駆動信号を生成し、第２期間では、第１の電圧ベクトルと合成した場合に指令電圧ベクトルと同一となる第２の電圧ベクトルに基づいてパルス幅変調駆動信号を生成する。

本発明にかかるインバータ装置は、直流母線の電流検出精度を高めることができるとともに相電流リプルを抑制することができるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１にかかるインバータ装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１にかかるインバータ装置が備えるインバータ制御部の動作を示すタイミングチャート 実施の形態１にかかるインバータ制御部の内部で演算する指令電圧ベクトルＶｓと分割後の電圧ベクトルＶｓ１およびＶｓ２との関係を示すベクトル図 実施の形態１にかかるインバータ制御部が指令電圧ベクトルＶｓを作成する際に用いる基本電圧ベクトルと、インバータ主回路の各スイッチング素子の状態と、直流電流Ｉｄｃから検出できる相電流との対応関係を示す図 図３に示す指令電圧ベクトルＶｓと基準キャリアとを使用してＰＷＭ駆動信号を生成する動作のタイミングチャート 実施の形態１にかかるインバータ装置のインバータ制御部がＰＷＭ駆動信号を生成する動作のタイミングチャート 実施の形態１にかかるインバータ装置のインバータ制御部がＰＷＭ駆動信号を生成する第１の他の動作のタイミングチャート 実施の形態１にかかるインバータ装置のインバータ制御部がＰＷＭ駆動信号を生成する第２の他の動作のタイミングチャート 実施の形態２にかかるインバータ装置が備えるインバータ制御部の動作を示すタイミングチャート 実施の形態１，２にかかるインバータ装置のインバータ制御部を実現するハードウェアの一例を示す図 本発明の実施の形態３にかかる圧縮機駆動装置および空気調和機の構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態にかかるインバータ装置、圧縮機駆動装置および空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかるインバータ装置の構成例を示すブロック図である。本実施の形態では、図１に示す構成のインバータ装置１００を空気調和機の圧縮機駆動に適用する場合の例について説明する。すなわち、インバータ装置１００は、交流電源１から入力される交流電力を、圧縮機（図示せず）が備える３相モータ４を駆動するための３相交流電力に変換して出力する。

図１に示すように、インバータ装置１００は、コンバータ回路２と、インバータ主回路３と、直流電流検出回路５と、直流電圧検出回路６と、インバータ制御部７とを備える。

コンバータ回路２は、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換する。インバータ主回路３は、コンバータ回路２が出力する直流電力を３相交流電力に変換して３相モータ４へ出力する。直流電流検出回路５は、コンバータ回路２とインバータ主回路３間の負側直流母線Ｎに流れる直流電流を検出する。直流電圧検出回路６は、コンバータ回路２の出力側である正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間の直流電圧Ｖｄｃを検出する。インバータ制御部７は、直流電流検出回路５の出力と、直流電圧検出回路６の出力と、外部から与えられる周波数指令値ｆ＊とに基づき、インバータ主回路３を構成する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ駆動信号を出力する。

コンバータ回路２は、出力する直流電圧を約２５０～４５０Ｖになるように構成される。例えば、コンバータ回路２を空気調和機の圧縮機駆動用とし、交流電源１がＡＣ１００Ｖの場合、コンバータ回路２は、倍電圧整流回路などの昇圧回路、すなわち、交流電源１側に配置したリアクトル（図示せず）を短絡動作して昇圧を行う昇圧回路を備える構成にしたもの、交流電源１の整流後に配置したリアクトル（図示せず）を短絡動作して昇圧できる昇圧回路を備える構成にしたもの、など、多数の方式が適用可能であるが、上記電圧範囲になるような構成であればどの方式を用いてもよい。交流電源１がＡＣ２００Ｖの場合、コンバータ回路２は、倍電圧整流回路の代わりに全波整流回路を備える。また、図１では交流電源１を単相交流としているが、３相交流としてもよい。

インバータ主回路３は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣ：Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ，ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）から成る複数のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６と、複数のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６のそれぞれに逆並列接続される複数の還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６と、複数のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６のそれぞれを駆動する複数の駆動回路３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆと、により構成される。ここで、正側直流母線Ｐに接続されているＳＷ１～ＳＷ３は上アームスイッチング素子と呼ばれる場合がある。また、負側直流母線Ｎに接続されているＳＷ４～ＳＷ６は下アームスイッチング素子と呼ばれる場合がある。還流ダイオードＤ１～Ｄ６は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードである。空気調和機の圧縮機駆動用のスイッチング素子としては、コンバータ回路２が出力する直流電圧と、配線インピーダンスにより生じるサージ電圧を考慮して耐圧６００Ｖ前後のスイッチング素子が使用される。複数の駆動回路３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆは、それぞれ、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６を駆動する。複数の駆動回路３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆのそれぞれには、インバータ制御部７からＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮが入力される。複数の駆動回路３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆのそれぞれは、入力されるＰＷＭ駆動信号がＨ（Ｈｉｇｈ）の場合に駆動対象のスイッチング素子をオンさせ、ＰＷＭ駆動信号がＬ（Ｌｏｗ）の場合に駆動対象のスイッチング素子をオフさせる。

３相モータ４は、Ｕ相巻線４１、Ｖ相巻線４２およびＷ相巻線４３からなる３相Ｙ形結線の固定子４ａと、永久磁石回転子４ｂから構成される。この永久磁石回転子４ｂに接続された圧縮機（図示せず）が回転することで、空気調和機の冷媒が冷媒回路内で循環される。ここで、インバータ主回路３のＳＷ１とＳＷ４の接続点３－１が３相モータ４の端子Ｕに、ＳＷ２とＳＷ５の接続点３－２が端子Ｖに、ＳＷ３とＳＷ６の接続点３－３が端子Ｗにそれぞれ接続される。本実施の形態では、これらの接続点３－１～３－３と端子Ｕ～Ｗとの間に流れる電流を、それぞれＵ相電流（Ｉｕ）、Ｖ相電流（Ｉｖ）、Ｗ相電流（Ｉｗ）と呼ぶことにする。また、本実施の形態では、３相モータ４に３相Ｙ形結線の固定子を使用する場合について説明しているが、３相モータ４は、３相Δ形結線の固定子を使用する構成であってもよい。

直流電流検出回路５は、負側直流母線Ｎに設けられたシャント抵抗５ａと、シャント抵抗５ａと並列に接続された増幅器５ｂとにより構成される。直流電流検出回路５は、直流電流（Ｉｄｃ）が流れたときに生じるシャント抵抗５ａにおける電圧降下、すなわち、シャント抵抗５ａの両端の電位差を増幅器５ｂにより増幅してインバータ制御部７に与える。増幅器５ｂは、例えばオペアンプを用いて構成することができる。ここで、直流電流検出回路５は、シャント抵抗５ａにおける電圧降下を増幅することで負側直流母線Ｎに流れる直流電流を検出する構成としているが、直流電流を検出可能なＤＣＣＴ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）を用いて検出を行う構成とすることも可能である。

直流電圧検出回路６は、コンバータ回路２の出力側である正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間の直流電圧を分圧してインバータ制御部７に与える。

インバータ制御部７は、直流電流検出回路５で検出された直流電流の検出値（以下、電流検出値とする）と、直流電圧検出回路６で検出された直流電圧の検出値（以下、電圧検出値とする）と、外部から与えられる周波数指令値ｆ＊とに基づき、インバータ主回路３を構成するスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６をオンオフ制御するためのＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを出力する。ここで、駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰは、インバータ主回路３の上アーム側のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の駆動信号となる。また、駆動信号ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは、インバータ主回路３の下アーム側のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６の駆動信号となる。

続いて、インバータ制御部７の構成について説明する。インバータ制御部７は、ＡＤ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器８，９と、指令電圧ベクトル生成部１０と、電圧ベクトル分割部１１と、ＰＷＭ駆動信号生成部１２とを備える。

ＡＤ変換器８には、直流電流検出回路５から電流検出値が入力され、ＡＤ変換器９には直流電圧検出回路６から電圧検出値が入力される。ＡＤ変換器８は、入力された電流検出値をディジタル値Ｉｄｃ＿ＡＤに変換して電圧ベクトル分割部１１およびＰＷＭ駆動信号生成部１２に与える。ＡＤ変換器９は、入力された電圧検出値をディジタル値Ｖｄｃ＿ＡＤに変換して指令電圧ベクトル生成部１０に与える。

指令電圧ベクトル生成部１０には、上記のディジタル値Ｖｄｃ＿ＡＤに加えて、周波数指令値ｆ＊が入力される。指令電圧ベクトル生成部１０は、ディジタル値Ｖｄｃ＿ＡＤおよび周波数指令値ｆ＊に基づいて、指令電圧ベクトルＶｓを生成する。指令電圧ベクトルＶｓの詳細については後で説明する。指令電圧ベクトル生成部１０は、生成した指令電圧ベクトルＶｓを電圧ベクトル分割部１１へ出力する。

電圧ベクトル分割部１１は、指令電圧ベクトルＶｓをディジタル値Ｉｄｃ＿ＡＤに基づいて分割し、後述する第１期間に出力する第１の電圧ベクトルである電圧ベクトルＶｓ１と、後述する第２期間に出力する第２の電圧ベクトルである電圧ベクトルＶｓ２とを生成する。電圧ベクトル分割部１１は、生成した電圧ベクトルＶｓ１，Ｖｓ２をＰＷＭ駆動信号生成部１２へ出力する。

ＰＷＭ駆動信号生成部１２は、入力される電圧ベクトル（Ｖｓ１またはＶｓ２）に対応するＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを生成して駆動回路３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆへ出力する。

次に、インバータ制御部７の動作について説明する。図２は、実施の形態１にかかるインバータ装置１００が備えるインバータ制御部７の動作を示すタイミングチャートである。具体的には、図２は、インバータ制御部７が直流電流の検出値からＰＷＭ駆動信号の演算（以下、「ＰＷＭ演算」とも記載する）を行い、その演算したＰＷＭ駆動信号を反映するまでの動作を示したタイミングチャート図である。図２において、（ａ）は演算周期Ｔｓと同じ周期で生成した基準キャリアを示している。図２に示すように、本実施の形態では左右対称の三角波を基準キャリアとして用いる。基準キャリアの周期は演算周期Ｔｓと同一とする。（ｂ）は波形生成用キャリアを示している。（ｂ）において、黒丸（●）は電流検出タイミングを示す。（ｃ）はＰＷＭ演算の処理期間を示している。演算Ａ～演算Ｄが記載された四角形の横方向の長さがＰＷＭ演算の所要時間を示す。（ｄ）はＰＷＭ演算にて演算した指令電圧ベクトルであるＰＷＭ駆動信号を反映する期間を示している。

（ｂ）に示す波形生成用キャリアの周期は第１期間と第２期間とで構成され、第１期間と第２期間の和が演算周期Ｔｓと同じである。第１期間における波形生成用キャリアは２つのキャリアから構成されている。具体的には、第１期間における波形生成用キャリアは時間軸上に順番に並べられた２つのキャリアで構成される。第１期間における波形生成用キャリアを構成する２つのキャリアの周期は同じであり、直流電流検出回路５による電流検出が行える最小時間Ｔｅｎａ＿ｍｉｎと一致する。第１期間の長さは最小時間Ｔｅｎａ＿ｍｉｎの２倍である。この最小時間Ｔｅｎａ＿ｍｉｎは直流電流検出回路５による遅延時間、インバータ主回路３の上下短絡を防止するためのデッドタイム時間、ＡＤ変換器９の変換時間の和である。また、第１期間における波形生成用キャリアを構成する１つ目のキャリアは、指令電圧ベクトル生成部１０が生成する指令電圧ベクトルＶｓに隣接する２つの非零の基本電圧ベクトルのうちの一方である。第１期間における波形生成用キャリアを構成する２つ目のキャリアは、指令電圧ベクトルＶｓに隣接する２つの非零の基本電圧ベクトルのうちのもう一方である。このようにすることで、インバータ制御部７は、第１期間の固定のタイミングにて直流電流検出回路５による電流検出値から２相分の相電流を検出できる。

（ｃ）に示すＰＷＭ演算（演算Ａ，演算Ｂ，演算Ｃ，演算Ｄ，…）では、指令電圧ベクトル生成部１０が、直前の第１期間にて直流電流検出回路５による電流検出値から求められた２相分の相電流に基づいて指令電圧ベクトルＶｓ（ＰＷＭ駆動信号）を生成する。指令電圧ベクトルＶｓは、電圧ベクトル分割部１１により第１期間に出力する電圧ベクトルＶｓ１と、第２期間に出力する電圧ベクトルＶｓ２とに分割される。ＰＷＭ駆動信号生成部１２は、入力される電圧ベクトルＶｓ１，Ｖｓ２に応じたＰＷＭ駆動信号を生成して次の演算周期に反映させる。演算Ｂの場合を例に取ると、演算Ｂで演算したＰＷＭ駆動信号は次の演算周期であるＢ－Ｃ期間に反映される。

次に、指令電圧ベクトルＶｓについて説明する。指令電圧ベクトル生成部１０は、指令電圧ベクトルＶｓの大きさ｜Ｖｓ｜およびγ軸からの位相θｖを、回転座標系の制御軸（γ－δ軸）におけるγ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδに基づいて求める。具体的には、指令電圧ベクトル生成部１０は、指令電圧ベクトルＶｓの大きさ｜Ｖｓ｜およびγ軸からの位相θｖを、それぞれ下記の式（１）および式（２）に従って求める。ここで、γ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδは、角速度指令値ω＊（＝２π×ｆ＊）と、３相モータ４に流れる相電流情報とに基づいて、例えば特許第５３２１５３０号広報に記載の公知の方法で算出することができる。γ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδを算出する方法は他にも種々報告されており、本発明においては基本的にどの方式を適用してもよいため、詳細な説明は割愛する。すなわち、指令電圧ベクトル生成部１０は、γ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδをどのような方法で求めてもよい。

続いて、指令電圧ベクトルＶｓとインバータ主回路３のスイッチング素子との関係について説明する。図３は、実施の形態１にかかるインバータ制御部７の内部で演算する指令電圧ベクトルＶｓと分割後の電圧ベクトルＶｓ１およびＶｓ２との関係を示すベクトル図である。図４は、実施の形態１にかかるインバータ制御部７が指令電圧ベクトルＶｓを作成する際に用いる基本電圧ベクトルと、インバータ主回路３の各スイッチング素子の状態と、直流電流Ｉｄｃから検出できる相電流との対応関係を示す図である。

図３に示すベクトル図において、Ｖ０～Ｖ７は基本電圧ベクトルを示す。基本電圧ベクトルＶ０～Ｖ７は、図４に示すようにインバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６それぞれの状態（ＯＮ状態またはＯＦＦ状態）の８つの組み合わせと１対１に対応している。また、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６がＶ１～Ｖ６の非零の電圧ベクトルの状態になるときに直流電流Ｉｄｃから検出できる３相モータ４に流れる相電流も図４のように１対１に対応している。ここで、インバータ主回路３から３相モータ４の方向に向かって流れる相電流の方向を＋方向としている。図４は、例えば、基本電圧ベクトルＶ１に対応する状態の時にＵ相電流Ｉｕがインバータ主回路３から３相モータ４に向かって流れることを示し、また、基本電圧ベクトルＶ２に対応する状態の時にＷ相電流Ｉｗが３相モータ４からインバータ主回路３に向かって流れることを示している。上述したように、図２に示す第１期間では、指令電圧ベクトルＶｓに隣接する２つの非零の基本電圧ベクトルの一方を先に出力し、他方を次に出力する。そのため、インバータ制御部７は、図４に示す対応表を参照することにより、第１期間で出力している基本電圧ベクトルから、直流電流Ｉｄｃがどの相のどちら向きに流れる電流を示すかを知ることが可能であり、相電流を検出できる。

図３に示すベクトル図において、電圧ベクトルＶｓ１は、図２を用いて説明した上記の第１期間に電圧ベクトル分割部１１が出力する電圧ベクトルである。具体的には、電圧ベクトルＶｓ１は、指令電圧ベクトルＶｓに隣接する２つの非零の基本電圧ベクトル（図３のＶｓの場合、Ｖ１，Ｖ２となる）をそれぞれ最小時間Ｔｅｎａ＿ｍｉｎにわたって出力することで得られるベクトルである。より詳細には、電圧ベクトルＶｓ１は、指令電圧ベクトルＶｓに隣接する２つの非零の基本電圧ベクトルを、予め定められた最小時間Ｔｅｎａ＿ｍｉｎにわたって順番に出力し、その結果得られる２つのベクトルを合成することで得られるベクトルである。また、電圧ベクトルＶｓ２は、上記の第２期間に電圧ベクトル分割部１１が出力する電圧ベクトルである。具体的には、電圧ベクトルＶｓ２は、第１期間に出力する電圧ベクトルＶｓ１と合成した場合に指令電圧ベクトルＶｓとなる電圧ベクトルである。ただし、指令電圧ベクトルＶｓがインバータ装置１００の出力限界に近い値の場合、電圧ベクトルＶｓ１と合成したときに指令電圧ベクトルＶｓと同じになる電圧ベクトルＶｓ２を設定できないことがある。その場合、電圧ベクトルＶｓ１およびＶｓ２を合成して得られる電圧ベクトルと指令電圧ベクトルＶｓとの間に出力誤差が生じるが、電圧ベクトル分割部１１は、指令電圧ベクトルＶｓとほぼ同じになる電圧ベクトルＶｓ２、すなわち、電圧ベクトルＶｓ１と合成して得られる電圧ベクトルと指令電圧ベクトルＶｓとの誤差が小さくなるよう、電圧ベクトルＶｓ２を生成して出力する。また、指令電圧ベクトルＶｓにおける非零の基本電圧ベクトルが１種類のみとなる場合は、隣接する２つの非零の基本電圧ベクトルのもう１つは回転方向先の基本電圧ベクトルとする。例えば、指令電圧ベクトルＶｓを構成する非零の基本電圧ベクトルがＶ１の１種類のみとなる場合は、もう１つの非零の基本電圧ベクトルは回転方向先のＶ２とする。このようにすることで、確実に第１期間で直流電流から２相分の相電流を検出することが可能となる。

図５は、図３に示す指令電圧ベクトルＶｓと基準キャリアとを使用してＰＷＭ駆動信号を生成する動作のタイミングチャートである。なお、図５に示すタイミングチャートは、ＰＷＭ駆動信号を一般的な方法で生成する場合に対応しており、実施の形態１にかかるインバータ装置１００のインバータ制御部７がＰＷＭ駆動信号を生成するときのタイミングチャートとは異なる。なお、実施の形態１にかかるインバータ装置１００のインバータ制御部７がＰＷＭ駆動信号を生成するときのタイミングチャートは図６に示したものとなる。

図５において、（ａ）は基準キャリアを示し、（ｂ）は上アームのＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰを示している。（ｃ）は上アームのＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰの状態に対応した電圧ベクトル状態を示している。（ｄ）は直流電流Ｉｄｃを示している。ここで、図５（ａ）の基準キャリアのところに記載しているＵ，Ｖ，Ｗは、それぞれＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰを生成するための電圧指令を示している。電圧指令とＰＷＭ駆動信号の関係は、電圧指令が基準キャリアより高い場合はＰＷＭ駆動信号がＨ、基準キャリア以下の場合はＰＷＭ駆動信号がＬとなる。この関係はキャリアが波形生成用キャリアの場合も同様である。

図６は、実施の形態１にかかるインバータ装置１００のインバータ制御部７がＰＷＭ駆動信号を生成する動作のタイミングチャートである。詳細には、図６は、インバータ制御部７が図３に示す指令電圧ベクトルＶｓを分割して得られるＶｓ１およびＶｓ２と、図２の（ｂ）に示す波形生成用キャリアとを用いてＰＷＭ駆動信号を生成する場合のタイミングチャートを示す。

図６において、（ａ）は波形生成用キャリアを示し、（ｂ）は上アームのＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰを示している。（ｃ）は上アームのＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰの状態に対応した電圧べクトル状態を示している。（ｄ）は直流電流Ｉｄｃを示している。（ｄ）において、黒丸（●）は電流検出タイミングを示す。

図６に示すように、インバータ制御部７は、波形生成用キャリアの第１期間の１つ目のキャリアとして基本電圧ベクトルＶ１のみを出力し、２つ目のキャリアとして基本電圧ベクトルＶ２のみを出力するように電圧指令Ｕ，Ｖ，Ｗを設定している。具体的には、インバータ制御部７は、第１期間の１つ目のキャリアのときは、電圧指令Ｕは波形生成用キャリアの最大値より高い値を設定し、電圧指令Ｖ，Ｗは波形生成用キャリアの最小値を設定する。インバータ制御部７は、２つ目のキャリアのときは、電圧指令Ｕ，Ｖは波形生成用キャリアの最大値より高い値を設定し、電圧指令Ｗは波形生成用キャリアの最小値を設定する。ここで、第１期間に出力する最初の電圧ベクトル（１つ目のキャリア）をその直前に出力する非零の電圧ベクトルとは違う基本電圧ベクトルとする。図６の場合、第１期間の直前の非零ベクトルはＶ２なので第１期間の最初に基本電圧ベクトルＶ１を出力するようにしている。このようにすることで、第１期間に出力する最初の基本電圧ベクトルとその直前に出力する基本電圧ベクトルが同一になることがなくなるので、インバータ制御部７は第１期間に出力する次の（２つ目の）基本電圧ベクトルと同じ条件で電流検出を行うことができる。

また、インバータ制御部７は、第２期間では、電圧指令Ｕ，Ｖ，Ｗを一定として各電圧指令と電圧ベクトルＶｓ２とを比較し、ＰＷＭ駆動信号を生成する。ここで、図６では第１期間にキャリアを２つ用いた構成で実現しているが、図７のように第１期間に１つのキャリアを用いた構成でも同様のＰＷＭ駆動信号を生成することができる。また、波形生成用キャリアは三角波で示しているが、同様のＰＷＭ駆動信号を生成できるのであればのこぎり波でもよい。なお、図７は、実施の形態１にかかるインバータ装置１００のインバータ制御部７がＰＷＭ駆動信号を生成する第１の他の動作のタイミングチャートである。

しかし、図６および図７の（ａ）に示すように電圧指令Ｕ，Ｖ，Ｗを設定する場合、上アームのＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰのスイッチング回数（ＰＷＭ駆動信号がＬ→Ｈとなる回数およびＨ→Ｌとなる回数の合計）は１演算周期Ｔｓ中に全部で１０回発生する。この回数は、図５に示す、基準キャリアを用いてＰＷＭ駆動信号を生成する場合のスイッチング回数（６回）と比べると大幅に増加している。そこで、電圧指令Ｗを図８に示すように設定してスイッチング回数を抑えるようにしてもよい。図８に示す例では、第１期間および第２期間において、電圧指令Ｗを波形生成用キャリアの最小値と同じ値に設定している。図８に示すように電圧指令Ｕ，Ｖ，Ｗを設定することにより、１演算周期あたりのスイッチング回数を６回に抑えることができ、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６で発生するスイッチング損失を抑制できる。図８に示す動作とする場合は１相をスイッチングしない２相変調方式となる。

ただし、２相変調方式でインバータ主回路３の各スイッチング素子を制御する場合は出力できる電圧ベクトルが限られてしまう。例えば、図８の場合、出力できる非零の基本電圧ベクトルはＶ１およびＶ２だけとなる。３相全てのスイッチング素子をスイッチングさせる３相変調方式では合成すると電圧指令ベクトルＶｓと同じとなる電圧ベクトルＶｓ２を出力できるが、２相変調方式では同様の出力ができなくなる場合がある。この場合、指令電圧ベクトルＶｓが小さく、電圧誤差による制御への影響が大きくなるため、３相変調方式にてＰＷＭ駆動信号を生成するとよい。

以上のように、本実施の形態にかかるインバータ装置１００は、直流母線（正側直流母線Ｐ，負側直流母線Ｎ）から供給される直流電力を複数のスイッチング素子を用いて３相交流電力に変換するインバータ主回路３と、直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出回路５と、直流電流検出回路５により検出された直流電流に基づいて指令電圧ベクトルを生成し、指令電圧ベクトルに基づいてインバータ主回路３を構成する各スイッチング素子を制御するＰＷＭ駆動信号を出力するインバータ制御部７とを備える。インバータ制御部７は、指令電圧ベクトルを反映する期間である反映期間の中心前後の一定の範囲を第１期間、第１期間以外の範囲を第２期間に設定し、第１期間では、指令電圧ベクトルに隣接する２つの非零の基本電圧ベクトルを順番に並べた構成の波形生成用キャリアを用いてＰＷＭ駆動信号を生成する。また、インバータ制御部７は、第２期間では、第１期間の波形生成用キャリアを構成する２つの基本電圧ベクトルと合成した場合に指令電圧ベクトルと同一もしくはほぼ同一となる電圧ベクトルを波形生成用キャリアとして用いてＰＷＭ駆動信号を生成する。これにより、反映期間の中心付近で検出した直流電流から２相分の相電流を確実に検出することができ、相電流を直接検出した場合に近い精度で電流検出を行うことができる。すなわち、本実施の形態によれば、直流母線の電流検出精度を高めたインバータ装置１００を実現できる。

また、第１期間の波形生成用キャリアを構成する２つの非零の基本電圧ベクトルを出力する時間の長さとして、直流電流検出回路５が電流検出を行える最小時間Ｔｅｎａ＿ｍｉｎを確保しているので、演算周期Ｔｓの固定間隔の固定タイミングで確実に２相分の電流検出を行うことができる。

また、第１期間において、必要以上に基本電圧ベクトルを集約して波形生成用キャリアを生成することはしないので、相電流リプルを抑制することができる。

また、本実施の形態にかかるインバータ装置１００は、インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６をワイドバンドギャップ半導体素子であるＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴで形成する。ワイドバンドギャップ半導体素子によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能である。そのため、インバータ装置１００の小型化を実現できる。ワイドバンドギャップ半導体素子は電力損失が低いため、インバータ装置１００の高効率化も実現できる。

なお、本実施の形態ではインバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６にＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴを用い、その寄生ダイオードを還流ダイオードＤ１～Ｄ６に用いる構成を示したが、空気調和機の圧縮機駆動のインバータ主回路に主流で使われている、スイッチング素子にＳｉ－ＩＧＢＴ（Ｓｉｌｉｃｏｎ－Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用し、還流ダイオードにＳｉ－ＦＲＤ（Ｓｉｌｉｃｏｎ－Ｆａｓｔ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｄｉｏｄｅ）を使用する構成にしてもよい。ただし、本実施の形態にかかるインバータ装置１００のインバータ制御部７が生成するＰＷＭ駆動信号を図６に示すものとする場合、図５に示すような一般的な方法でＰＷＭ駆動信号を生成するときと比べてスイッチング素子のスイッチング回数が増加する。そのため、スイッチング損失の小さいＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として使用することが望ましい。

また、本実施の形態にかかるインバータ装置１００は空気調和機の圧縮機駆動に用いるものに限定されない。

実施の形態２．
以上の実施の形態１においては、ＰＷＭ演算の処理期間が図２に示す場合、すなわち、ＰＷＭ演算の処理期間が「Ｔｓ／２－Ｔｅｎａ＿ｍｉｎ」より短い場合のインバータ装置１００の動作について説明した。これに対して、本実施の形態では、ＰＷＭ演算の処理期間が「Ｔｓ／２－Ｔｅｎａ＿ｍｉｎ」以上「Ｔｓ－（Ｔｅｎａ＿ｍｉｎ×２）」未満となる場合のインバータ装置の動作について説明する。なお、実施の形態２にかかるインバータ装置の構成は実施の形態１と同一である。そのため、インバータ装置の構成については説明を省略する。

実施の形態２にかかるインバータ装置１００の動作について、図９を用いて説明する。図９は、実施の形態２にかかるインバータ装置１００が備えるインバータ制御部７の動作を示すタイミングチャートである。図９の（ａ）～（ｄ）の内容は図２の（ａ）～（ｄ）と同じである。

図２のタイミングチャートが示す実施の形態１のインバータ制御部７の動作では、（ｃ）に示すＰＷＭ演算の処理期間が「Ｔｓ／２－Ｔｅｎａ＿ｍｉｎ」より短い。よって、各演算周期の中心前後で電流検出を行うようにしても、その演算周期内でＰＷＭ演算を終えることができる。そのため、各演算周期は、第１期間が演算周期の中心前後になるように構成している。

一方、図９のタイミングチャートが示す実施の形態２のインバータ制御部７の動作では、（ｃ）に示すＰＷＭ演算の処理期間が「Ｔｓ／２－Ｔｅｎａ＿ｍｉｎ」以上「Ｔｓ－（Ｔｅｎａ＿ｍｉｎ×２）」未満となる。よって、各演算周期の中心前後で電流検出を行うと、その演算周期内でＰＷＭ演算を終えることができない。そのため、各演算周期で実行するＰＷＭ演算で算出する指令電圧ベクトルを反映期間である次の演算周期に反映させることができるよう、各演算周期は、第１期間が演算周期の最初になるように構成している。こうすることで、反映期間の遅延を「第２期間の１／２」に抑えることができ、制御応答性を確保することができる。演算周期Ｔｓを大きくできる条件下であれば、図２に示す構成だけで反映時間の遅延の抑制を実現可能であるが、演算周期Ｔｓを大きくできない場合は図９に示す本実施の形態の方法は有効な手段となる。

つづいて、実施の形態１，２にかかるインバータ装置１００のインバータ制御部７を実現するハードウェアについて説明する。図１０は、実施の形態１，２にかかるインバータ装置１００のインバータ制御部７を実現するハードウェアの一例を示す図である。

実施の形態１，２にかかるインバータ装置１００のインバータ制御部７は、図１０に示すプロセッサ９１およびメモリ９２で実現することができる。

プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）である。メモリ９２は、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリである。

実施の形態１，２にかかるインバータ装置１００のインバータ制御部７を図１０に示すプロセッサ９１およびメモリ９２で実現する場合、インバータ制御部７として動作するためのプログラムをメモリ９２に予め格納しておく。プロセッサ９１は、メモリ９２に格納されているプログラムを読み出して実行することにより、インバータ制御部７として動作する。

なお、図１０に示すプロセッサ９１およびメモリ９２は、それぞれ汎用のプロセッサおよびメモリを想定しているが、専用の処理回路でインバータ制御部７を実現することも可能である。専用の処理回路は、例えば、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせた回路である。

実施の形態３．
図１１は、本発明の実施の形態３にかかる圧縮機駆動装置および空気調和機の構成例を示す図である。図１１に示す圧縮機駆動装置２００は、実施の形態１または２にかかるインバータ装置１００を圧縮機２０の駆動装置として用いたものであり、図１１に示す空気調和機３００は、圧縮機駆動装置２００と、圧縮機駆動装置２００により駆動される圧縮機２０と、四方弁３１と、室外熱交換器３２－１と、室内熱交換器３２－２と、膨張弁３３とを備える。圧縮機駆動装置２００の構成および動作は、実施の形態１または２にかかるインバータ装置１００と同一である。すなわち、圧縮機駆動装置２００は、実施の形態１または２にかかるインバータ装置１００が出力する３相交流電力を圧縮機２０に供給して圧縮機２０を駆動するようにしたものである。

圧縮機２０は、冷媒を圧縮する圧縮部２１と、圧縮部２１を駆動する３相モータ４とを備える。圧縮機２０、四方弁３１、室外熱交換器３２－１、室内熱交換器３２－２および膨張弁３３は、冷媒配管３０により相互に接続され、冷媒を循環させる冷媒回路を構成する。そして空気調和機３００は、冷媒が蒸発または凝縮するとき、熱交換対象となる空気に対して吸熱または放熱することを利用し、管内を通過する冷媒の圧力を変化させながら空気調和運転を行う。不図示の送風ファンが回転することにより発生する風が室外熱交換器３２－１に通流する。これにより室外熱交換器３２－１では冷媒と空気との熱交換が行われる。

同様に不図示の送風ファンが回転することにより発生する風が室内熱交換器３２－２に通流する。これにより室内熱交換器３２－２では冷媒と空気との熱交換が行われる。

このように、実施の形態１または２にかかるインバータ装置１００を圧縮機駆動装置２００に適用し、インバータ装置１００が出力する３相交流電力を３相モータ４に供給して圧縮機２１を駆動することにより、空気調和機３００が実現される。

なお、実施の形態１，２にかかるインバータ装置１００は、空気調和機３００の圧縮機２０を駆動する圧縮機駆動装置への適用に限定されない。実施の形態１，２にかかるインバータ装置１００は、３相モータ４を備えるあらゆる装置に対して適用が可能である。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ コンバータ回路、３ インバータ主回路、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ 駆動回路、４ ３相モータ、４ａ 固定子、４ｂ 永久磁石回転子、５ 直流電流検出回路、５ａ シャント抵抗、５ｂ 増幅器、６ 直流電圧検出回路、７ インバータ制御部、８，９ ＡＤ変換器、１０ 指令電圧ベクトル生成部、１１ 電圧ベクトル分割部、１２ ＰＷＭ駆動信号生成部、２０ 圧縮機、２１ 圧縮部、３０ 冷媒配管、３１ 四方弁、３２－１ 室外熱交換器、３２－２ 室内熱交換器、３３ 膨張弁、４１ Ｕ相巻線、４２ Ｖ相巻線、４３ Ｗ相巻線、１００ インバータ装置、２００ 圧縮機駆動装置、３００ 空気調和機。

Claims (12)

1. 直流母線から供給される直流電力を複数のスイッチング素子を用いて３相交流電力に変換するインバータ主回路と、
   前記直流母線に流れる電流を検出する直流電流検出回路と、
   前記直流電流検出回路により検出された直流電流に基づいて、前記複数のスイッチング素子を制御するパルス幅変調駆動信号を出力するインバータ制御部と、
   を備え、
   前記インバータ制御部は、
   前記直流電流に基づいて指令電圧ベクトルを生成し、前記指令電圧ベクトルを反映する反映期間の一部を第１期間に設定し、前記反映期間の前記第１期間に該当しない期間を第２期間に設定し、
   前記第１期間では、前記指令電圧ベクトルに隣接する２つの非零の基本電圧ベクトルを予め定められた最小時間にわたって順番に出力して得られる第１の電圧ベクトルに基づいて前記パルス幅変調駆動信号を生成し、
   前記第２期間では、前記第１の電圧ベクトルと合成した場合に前記指令電圧ベクトルと同一となる第２の電圧ベクトルに基づいて前記パルス幅変調駆動信号を生成する、
   インバータ装置。
2. 前記インバータ制御部は、前記反映期間の中心前後に前記第１期間を設定する、
   請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記インバータ制御部は、前記反映期間の最初に前記第１期間を設定する、
   請求項１に記載のインバータ装置。
4. 前記インバータ制御部は、前記第１期間において前記直流電流から２相分の相電流を検出する、
   請求項１から３のいずれか一つに記載のインバータ装置。
5. 前記インバータ制御部は、前記２相分の相電流の検出を固定タイミングで行う、
   請求項４に記載のインバータ装置。
6. 前記インバータ制御部は、前記第１期間に非零の基本電圧ベクトルを出力する時間を、前記直流電流検出回路が電流検出を行うことが可能な最小時間とする、
   請求項１から５のいずれか一つに記載のインバータ装置。
7. 前記インバータ制御部は、前記第１期間において、前記指令電圧ベクトルに隣接する２つの非零の基本電圧ベクトルを順番に出力し、前記第１期間に出力する最初の電圧ベクトルを、直前に出力する非零の電圧ベクトルとは違う基本電圧ベクトルとする、
   請求項１から６のいずれか一つに記載のインバータ装置。
8. 前記インバータ制御部は、前記第１の電圧ベクトルおよび前記第２の電圧ベクトルを２相変調方式にて生成する、
   請求項１から７のいずれか一つに記載のインバータ装置。
9. 前記インバータ制御部は、第１の電圧ベクトルと合成したときに前記指令電圧ベクトルと同一となる第２の電圧ベクトルを前記２相変調方式にて生成することができない場合、３相変調方式にて前記第１の電圧ベクトルおよび前記第２の電圧ベクトルを生成する、
   請求項８に記載のインバータ装置。
10. 前記スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体素子によって形成される、
    請求項１から９のいずれか一つに記載のインバータ装置。
11. 請求項１から１０のいずれか一つに記載のインバータ装置を備え、
    前記インバータ装置が出力する３相交流電力を圧縮機が備える３相モータに与えて前記圧縮機を駆動する圧縮機駆動装置。
12. 請求項１１に記載の圧縮機駆動装置を備える空気調和機。

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