JP2011234428A - ３相電圧型ｐｗｍインバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置は出力電圧ベクトルＶｓの変調率が１以下での制御を前提としている為、変調率が１より大きい状態で適用すると、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流から２相分の相電流情報を検出することができない状況が発生するという問題があった。
【解決手段】 直流母線電流、直流母線電圧、及び外部から与えられる角速度指令値に基づいて出力電圧ベクトルＶｓを演算する出力電圧ベクトル演算手段と、前記出力電圧ベクトルＶｓに基づいて出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’を生成し、前記出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の各々が所定時間ＴＭＩＮ以上となるように出力時間の管理を行う出力時間管理手段とを備えたインバータ制御部を設けた。
【選択図】図１

Description

この発明は、インバータ主回路の直流母線に流れる直流電流に基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）駆動信号を生成し、この駆動信号でインバータ主回路内の複数の半導体スイッチング素子を駆動することにより、直流母線から供給される直流電力を３相交流電力に変換する３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置に関するものである。

従来の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置は、インバータ主回路の直流母線に流れる直流電流に基づき出力電圧ベクトルＶｓを生成し、このベクトルＶｓの２つのベクトル成分のうち少なくとも一方が所定時間ＴＭＩＮ未満である時には、ベクトルＶｓからベクトルＶｓ’とベクトルＶｓ’’を生成し、ベクトルＶｓ’の２つのベクトル成分が前記所定時間ＴＭＩＮと少なくとも等しく、かつベクトルＶｓ’とＶｓ’’のベクトル平均が前記出力電圧ベクトルＶｓと等しくなるようにし、Ｖｓ’をＰＷＭ周期の前半周期に、Ｖｓ’’をＰＷＭ周期の後半周期に適用して、インバータ主回路の半導体スイッチング素子を駆動制御している（例えば、特許文献１参照）。

また、他の従来の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置として、インバータ主回路の直流母線に流れる直流電流に基づき３相電流を演算する相電流演算部と、電流指令値と相電流に基づいて３相の第１の電圧指令値を出力する電流制御部と、第１の電圧指令値に基づいてＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス生成手段とを備え、ＰＷＭパルス生成手段は第１の電圧指令値の大きさ順に並べた相間の差が所定間隔値より小さい時には、１ＰＷＭ周期毎に相間の差が小さい２つの相の第１の電圧指令値の少なくとも一方の値を、当該値と平均値を同一にしかつ前記周期の前半と後半とで異なる値とした第２の電圧指令値に補正する補正処理を行うようにしたものもある（例えば、特許文献２参照）。

特開平１１−４５９４号公報 特許第３６６４０４０号公報

特許文献１及び特許文献２に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置は、出力電圧ベクトルＶｓの変調率が小さい場合や出力電圧ベクトルＶｓが単一の基本電圧ベクトルの位相に近い場合においても、１ＰＷＭ周期期間に直流母線に流れる直流電流から２相分の相電流情報を検出することが可能となるので、直流母線電流を検出するという安価な電流検出手段に基づいたインバータ駆動を可能としている。

しかしながら、従来の３相電圧型ＰＷＭ制御装置は出力電圧ベクトルＶｓの変調率が１以下での制御を前提としている為、変調率が１より大きい状態で適用すると、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流から２相分の相電流情報を検出することができない状況が発生するという問題があった。この為、インバータ制御動作が不安定となり、最悪脱調してモータが停止してしまうという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、本発明の第１の目的は出力電圧ベクトルＶsの変調率が１より大きい場合でも１ＰＷＭ周期中に直流母線電流から２相分の相電流情報を検出することができるようにすることである。これにより、直流母線電流を検出するという安価な電流検出手段により、出力電圧ベクトルＶsの変調率が１より大きい場合でも安定したインバータ駆動が可能な３相電圧型インバータ制御装置を得ることができる。

また、第２の目的は出力電圧ベクトルＶsの変調率が１より大きい場合でも１ＰＷＭ周期中に直流母線電流から２相分の相電流情報を検出することができるようにすることで、直流母線電流を検出するという安価な電流検出手段により、誘起電圧定数の高い高効率な永久磁石型同期電動機を負荷としたインバータ駆動ができる３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置を得ることである。

また、第３の目的は出力電圧ベクトルＶsの変調率が１より大きい場合でも１ＰＷＭ周期中に直流母線電流から２相分の相電流情報を検出することができるようにするとともに、インバータ制御装置のインバータ周波数とＰＷＭ駆動信号を生成するためのキャリア周波数との干渉などにより生じる相電流における電流脈動を抑制することができる３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置を得ることである。

本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置は、 直流母線から供給される直流電力を複数のスイッチング素子を用いて３相交流電力に変換するインバータ主回路と、 前記直流母線に流れる直流母線電流を検出する直流電流検出手段と、 前記直流母線の正側と負側間の直流母線電圧を検出する直流電圧検出回路と、 前記インバータ主回路のスイッチング素子を制御するＰＷＭ駆動信号を出力するインバータ制御部とを備え、 前記インバータ制御部は、 前記直流母線電流、前記直流母線電圧、及び外部から与えられる角速度指令値に基づいて出力電圧ベクトルＶｓを演算する出力電圧ベクトル演算手段と、 出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’の平均ベクトルが前記出力電圧ベクトルＶｓに等しく、かつ前記出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の各々が所定時間ＴＭＩＮ以上となるように前記出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’とを演算する第１演算処理と、前記Ｖｓ’’ に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期より大きい場合は、前記２つの出力時間の内短い方の出力時間をさらに小さくし、かつ前記出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期となるようにＶｓ’’の再演算を行う第２演算処理によって出力時間の管理を行う出力時間管理手段と、 前記再演算後の出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’に基づいてＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ駆動信号生成手段とを備え、 前記再演算後の出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’の平均ベクトルは、前記出力電圧ベクトルＶｓに必ずしも等しくないことを特徴とするものである。

本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置は、直流母線電流を検出するという安価な電流検出手段を用いて、変調率が１より大きい場合でも安定したインバータ駆動を実現できるという効果を有する。

また、本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置は、直流母線電流を検出するという安価な電流検出手段を用いて、誘起電圧定数の高い高効率な永久磁石型同期電動機を負荷としたインバータ駆動ができるという効果を有する。

また，本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置は、インバータ制御装置のインバータ周波数とＰＷＭ駆動信号を生成するためのキャリア周波数との干渉などにより生じる相電流における電流脈動を抑制したインバータ駆動ができるという効果を有する。

実施の形態１における３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置の構成図。 出力電圧ベクトルＶｓのベクトル図（Ｖｓ：ＳＣＴ＿Ｖｓ＝０、ＴＭＩＮ／２≦ｔｉ＜ＴＭＩＮ、ｔｋ≧ＴＭＩＮの場合）。 基本電圧ベクトルと半導体スイッチング素子のスイッチング状態との対応関係を示した図。 ＰＷＭインバータ制御のタイミング図（Ｖｓ：ＳＣＴ＿Ｖｓ＝０，ＴＭＩＮ／２≦ｔｉ＜ＴＭＩＮ，ｔｋ≧ＴＭＩＮ、ＶｓをＰＷＭ周期の前半・後半に適用した場合）。 出力電圧ベクトル状態とＰＷＭ駆動信号と直流母線電流から得られる相電流との関係を示した図。 出力電圧ベクトルＶｓのセクター保持情報（ＳＣＴ＿Ｖｓｔ）と２つの検出タイミングで検出される直流母線電流情報（Ｉｄｃ１＿ｒ，Ｉｄｃ２＿ｒ）から得られる相電流情報との関係関係を示した図。 出力電圧ベクトルＶｓ、Ｖｓ’、Ｖｓ’’のベクトル図（Ｖｓ：ＳＣＴ＿Ｖｓ＝０、ＴＭＩＮ／２≦ｔｉ＜ＴＭＩＮ、ｔｋ≧ＴＭＩＮの場合）。 ＰＷＭインバータ制御のタイミング図（Ｖｓ：ＳＣＴ＿Ｖｓ＝０、ＴＭＩＮ／２≦ｔｉ＜ＴＭＩＮ、ｔｋ≧ＴＭＩＮ、Ｖｓ’をＰＷＭ周期の前半に適用し、Ｖｓ’’をＰＷＭ周期の後半に適用した場合）。 出力電圧ベクトルＶｓ、Ｖｓ’、Ｖｓ’’のベクトル図（Ｖｓ：ＳＣＴ＿Ｖｓ＝０，ｔｉ＜ＴＭＩＮ／２，ｔｋ≧ＴＭＩＮの場合）。 ＰＷＭインバータ制御のタイミング図（Ｖｓ：ＳＣＴ＿Ｖｓ＝０，ｔｉ＜ＴＭＩＮ／２，ｔｋ≧ＴＭＩＮ、Ｖｓ’をＰＷＭ周期の前半に適用し、Ｖｓ’’をＰＷＭ周期の後半に適用した場合）。 出力電圧ベクトルＶｓ演算手段１５の動作フロー図。 出力電圧ベクトルＶｓ’、Ｖｓ’’演算手段１６の動作フロー図。 出力電圧ベクトルＶｓ、Ｖｓ’、Ｖｓ’’のセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ、ＳＣＴ＿Ｖｓ’、ＳＣＴ＿Ｖｓ’’）を各ｃａｓｅ対応で示した図。 出力電圧ベクトルＶｓ、Ｖｓ’、Ｖｓ’’の基本電圧ベクトル成分の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間（ｔｉ、ｔｋ、ｔｉ’、ｔｋ’、ｔｉ’’、ｔｋ’’）を各ｃａｓｅ対応で示した図。 出力電圧ベクトルＶｓ’、Ｖｓ’’演算手段１６の出力時間（ｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’）演算部分（STEP30対応）の動作フロー図（ｃａｓｅ＝１、ｔｉ≧ＴＭＩＮ、ＴＭＩＮ／２≦ｔｋ＜ＴＭＩＮの場合）。 各相タイマ値演算手段１７の動作フロー図。 出力電圧ベクトルＶｓ’のセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ’）と各相前半タイマ値（Ｔｕ＿ｆ、Ｔｖ＿ｆ、Ｔｗ＿ｆ）の関係を示した図。 出力電圧ベクトルＶｓ’’のセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ’’）と各相後半タイマ値（Ｔｕ＿ｒ、Ｔｖ＿ｒ、Ｔｗ＿ｒ）の関係を示した図。 Ｕ相前半タイマ値とＵ相後半タイマ値の和（Ｔｕ＿ｆ＋Ｔｕ＿ｒ）の電気角１周期分の波形（出力電圧ベクトルＶsの変調率Ｖk＝１．５の時）。 端子間電圧Ｖｕｎの電気角１周期分の波形（出力電圧ベクトルＶsの変調率Ｖk＝１．５の時）。 Ｕ相前半タイマ値とＵ相後半タイマ値の和（Ｔｕ＿ｆ＋Ｔｕ＿ｒ）とＶ相前半タイマ値とＶ相後半タイマ値の和（Ｔｖ＿ｆ＋Ｔｖ＿ｒ）との差の電気角１周期分の波形（出力電圧ベクトルＶsの変調率Ｖk＝１．５の時）。 線間電圧Ｖｕｖの電気角１周期分の波形（出力電圧ベクトルＶsの変調率Ｖk＝１．５の時）。 実施の形態２における３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置の構成図。 実施の形態２における電流脈動しているときのＵ相電流の波形。 実施の形態２における電流脈動を抑制したときのＵ相電流の波形。

実施の形態１.
実施の形態１における３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置について、図に基づいて構成及び動作を説明する。図１に３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置（以下、単にインバータ制御装置とも記す）の全体構成を示す。図１に示すインバータ制御装置は、交流電源１と、交流電源１から出力される交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路２と、コンバータ回路２が出力する直流電力を３相交流電力に変換するインバータ主回路３と、インバータ主回路３が出力する３相交流電力により駆動される３相モータ４と、コンバータ回路２とインバータ主回路３間の直流母線負側Ｎに流れる直流母線電流を検出する直流電流検出手段５と、コンバータ２の出力側である直流母線正側Ｐと負側Ｎ間の直流母線電圧を検出する直流電圧検出回路６と、直流電流検出手段５の出力と直流電圧検出回路６の出力と外部から与えられる角速度指令値ω１＊に基づいて、インバータ主回路３を制御するためのＰＷＭ駆動信号を出力するインバータ制御部７とで構成される。

コンバータ回路２は、公知の技術である全波整流回路や倍電圧整流回路で構成される。なお、コンバータ回路２に直流電圧を昇圧することが可能な昇圧回路（例えば、特許第２７６３４７９号広報に記載）や直流電圧を昇降圧できるような回路構成を備えるようにしても良い。

インバータ主回路３は、絶縁ゲート入力を持つ電力スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６、スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６、及びスイッチング素子を駆動する駆動回路３ａ〜３ｆにより構成される。インバータ主回路３はＩＰＭ（Intelligent Power Module）で実現するようにしても良い。

３相モータ４は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる３相Ｙ形結線の固定子４ａと、永久磁石回転子４ｂから構成される。

直流電流検出手段５は、直流母線負側Ｎに設けたシャント抵抗５ａと、直流母線電流によりシャント抵抗５ａ間に生じる電圧降下を増幅する増幅器５ｂにより構成され、増幅後の信号はインバータ制御部７内のＡ／Ｄ変換回路８に出力される。増幅器５ｂは例えばオペアンプを用いて構成することができる。ここで、シャント抵抗５a間の電圧降下を増幅することで直流母線に流れる直流電流を検出する構成としているが、直流母線電流を検出可能な直流電流変換器（ＤＣＣＴ）を用いた構成としても実現することができる。

直流電圧検出回路６は、コンバータ２の出力側である直流母線ＰＮ間の直流電圧を分圧してインバータ制御部７内のＡ／Ｄ変換回路９に出力する。

インバータ制御部７は、直流電流検出手段５の出力と直流電圧検出回路６の出力と外部から別途与えられる角速度指令値ω１＊に基づいて、インバータ主回路３の半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフ制御するためのＰＷＭ駆動信号（ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ）を出力する。ここで、ＵＰ，ＶＰ，ＷＰは、インバータ主回路３の上アーム側のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の駆動信号となる。ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは、インバータ主回路３の下アーム側のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６の駆動信号となる。インバータ制御部７は、例えばマイクロプロセッサにより実現することができる。

次にインバータ制御部７内部の構成と動作を説明する。Ａ／Ｄ変換回路８は、後述する検出タイミング生成手段１９が生成するトリガタイミング（Ｔｒｇ１，Ｔｒｇ２）で、増幅器５ｂから入力した値をディジタル値に変換する。乗算器１０は、Ａ／Ｄ変換回路８が出力した変換後のディジタル値に直流電流復元ゲイン（Idc_GAIN）を乗算することで、直流母線電流Ｉｄｃを復元した値（Ｉｄｃ１＿ｒ，Ｉｄｃ２＿ｒ）を算出する。一方、Ａ／Ｄ変換回路９は、後述する三角波状のキャリアの山タイミングで直流電圧検出回路６から入力した値をディジタル値に変換する。乗算器１１は、Ａ／Ｄ変換回路９が出力した変換後のディジタル値に直流電圧復元ゲイン（Vdc_GAIN）を乗算することで直流電圧Ｖｄｃを復元した値（Ｖｄｃ＿ｒ）を算出する。

直流電流／相電流変換手段１２は、乗算器１０の出力（Ｉｄｃ１＿ｒ，Ｉｄｃ２＿ｒ）と、後述するＶsセクター保持手段２０により保持された出力電圧ベクトルＶsのセクター情報（ＳＣＴ＿Ｖsｔ）に基づいて、１ＰＷＭ周期毎に直流母線の直流電流情報を２相分の相電流情報に変換する。また、変換後の２相分の相電流情報を用いて残りの１相分の相電流情報を算出し、各相電流情報（Ｉｕ＿ｒ，Ｉｖ＿ｒ，Ｉｗ＿ｒ）を得る。ここで、Ｉｕ＿ｒはＵ相電流Ｉｕの復元値、Ｉｖ＿ｒはＶ相電流Ｉｖの復元値、Ｉｗ＿ｒはＷ相電流Ｉｗの復元値である。

電流座標変換手段１３は、後述するγ−δ軸電圧指令値（Ｖγ，Ｖδ，θ）演算手段１４の出力である位相θに基づいて、直流電流／相電流変換手段１２が出力する各相電流情報（Ｉｕ＿ｒ，Ｉｖ＿ｒ，Ｉｗ＿ｒ）を回転子４ｂ上に想定した回転座標系であるγ−δ軸に座標変換してγ軸電流Ｉγ，δ軸電流Ｉδを得る。

γ−δ軸電圧指令値（Ｖγ，Ｖδ，θ）演算手段１４は、電流座標変換手段１３の出力であるγ軸電流Ｉγ、δ軸電流Ｉδ、及び外部から別途与えられる角速度指令値ω１＊に基づいてγ軸電圧指令Ｖγ、δ軸電圧指令Ｖδ、位相θを演算する。ここで、位相θは固定子４ａのＵ相（後述する基本電圧ベクトルＶ１に相当）からγ軸までの角度である。また、ここで用いる角速度、位相関連のデータはすべて電気角に換算したものを使用するものとする。なお、γ−δ軸電圧指令値（Ｖγ，Ｖδ，θ）演算手段１４における具体的な演算方法は、公知技術(例えば、特許第３８６００３１号広報に記載の方法)を流用して構成することができる。

出力電圧ベクトルＶｓ演算手段１５は、γ−δ軸電圧指令値（Ｖγ，Ｖδ，θ）演算手段１４の出力であるγ軸電圧指令Ｖγ、δ軸電圧指令Ｖδ、位相θ、及び乗算器１１の出力である直流電圧情報Ｖdc＿rに基づいて、出力電圧ベクトルＶsの変調率Ｖk及び位相θｓを演算し、この変調率Ｖk及び位相θｓから、出力電圧ベクトルＶsのセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ）、及び出力電圧ベクトルＶsに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間ｔｉ，ｔｋを演算する。

ここで、変調率Ｖｋは式（１）を用いて算出する。また、出力電圧ベクトルＶsの大きさ｜Ｖs｜、及び位相θｓはそれぞれ式（２）、（３）で定義する。ここで、位相θｓは固定子４ａのＵ相（後述する基本電圧ベクトルＶ１に相当）から出力電圧ベクトルＶsまでの角度である。

但し、

なお、出力電圧ベクトルＶsに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間ｔｉ，ｔｋの具体的な算出方法については後述する。

γ−δ軸電圧指令値（Ｖγ，Ｖδ，θ）演算手段１４と出力電圧ベクトルＶｓ演算手段１５により出力電圧ベクトル演算手段が構成され、直流母線電流、直流母線電圧、及び外部から与えられる角速度指令値に基づいた出力電圧ベクトルＶｓが演算される。

出力時間管理（出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’演算）手段１６は、出力電圧ベクトルＶｓ演算手段１５の出力である出力時間ｔｉ，ｔｋおよびＶｓのセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ）に基づいて、出力電圧ベクトルＶｓ’とＶｓ’’を生成する。ここで、出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間がいずれも所定時間ＴＭＩＮ以上となるように出力電圧ベクトルＶｓ’とＶｓ’’が生成される。

次に、出力時間管理（出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’演算）手段１６は、出力電圧ベクトルＶｓ’とＶｓ’’それぞれの基本電圧ベクトル成分（ｔｉ’，ｔｋ’， ｔｉ’’，ｔｋ’’）、及び出力電圧ベクトルＶｓ’とＶｓ’’それぞれのセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ’，ＳＣＴ＿Ｖｓ’’）を演算し、出力する。ここで、出力電圧ベクトルＶｓ’とＶｓ’’の基本電圧ベクトル成分ｔｉ’，ｔｋ’， ｔｉ’’，ｔｋ’’は、１／２ＰＷＭ周期当たりの基本電圧ベクトルの出力時間を表すものである。なお、出力電圧ベクトルＶｓ’とＶｓ’’のセクター及び出力電圧ベクトルＶｓ’とＶｓ’’の基本電圧ベクトル成分ｔｉ’，ｔｋ’， ｔｉ’’，ｔｋ’’の具体的な算出方法は後述する。

各相タイマ値演算手段１７は、出力時間管理（出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’演算）手段１６の出力である出力時間ｔｉ’，ｔｋ’， ｔｉ’’，ｔｋ’’および出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖs’’のセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ’，ＳＣＴ＿Ｖｓ’’）に基づいて、各相タイマ値（Ｔｕ＿ｆ，Ｔｕ＿ｒ，Ｔｖ＿ｆ，Ｔｖ＿ｒ，Ｔｗ＿ｆ，Ｔｗ＿ｒ）を演算し、出力する。ここで、Ｔｕ＿ｆはＰＷＭ周期前半のＵ相前半タイマ値、Ｔｕ＿ｒはＰＷＭ周期後半のＵ相後半タイマ値、Ｔｖ＿ｆはＰＷＭ周期前半のＶ相前半タイマ値、Ｔｖ＿ｒはＰＷＭ周期後半のＶ相後半タイマ値、Ｔｗ＿ｆはＰＷＭ周期前半のＷ相前半タイマ値、Ｔｗ＿ｒはＰＷＭ周期後半のＷ相後半タイマ値を表す。また、出力電圧ベクトルＶｓ’をＰＷＭ周期前半に、出力電圧ベクトルＶｓ’’をＰＷＭ周期後半に適用するものとする。

なお、本実施の形態ではＰＷＭ駆動信号を生成する為に各相タイマ値を使用する。各相タイマ値によるＰＷＭ駆動信号の生成手法は公知技術(例えば、特許第３６１０８９７号広報を参照)を流用して実現できる。また、実際の制御としては各相タイマ値をカウンタクロックに対応した値に変換する処理が必要であるが、前記広報同様に説明の簡略化のため、各相タイマ値として、出力したい時間をそのまま使用することにする。

ＰＷＭ駆動信号生成手段１８は、各相タイマ値演算手段１７の出力である各相タイマ値（Ｔｕ＿ｆ，Ｔｕ＿ｒ，Ｔｖ＿ｆ，Ｔｖ＿ｒ，Ｔｗ＿ｆ，Ｔｗ＿ｒ）に基づいて、インバータ主回路３の半導体スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフ制御するためのＰＷＭ駆動信号（ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ）を出力する。

検出タイミング生成手段１９は、各相タイマ値演算手段１７の出力である各相前半タイマ値（Ｔｕ＿ｆ，Ｔｖ＿ｆ，Ｔｗ＿ｆ）と、出力電圧ベクトルＶｓ演算手段１５の出力であるＶｓのセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ）に基づいて、Ａ／Ｄ変換回路８におけるＡ／Ｄ変換におけるトリガタイミングを１ＰＷＭ周期中に２つ（Ｔｒｇ１，Ｔｒｇ２）生成する。Ａ／Ｄ変換回路８は、この２つのトリガタイミングに基づいて増幅器５ｂから入力した値をディジタル値に変換して１ＰＷＭ周期中に直流母線に関する２つの直流電流情報（Ｉｄｃ１＿ｒ，Ｉｄｃ２＿ｒ）を得る。トリガタイミング（Ｔｒｇ１，Ｔｒｇ２）の具体的な生成方法については後述する。

Ｖｓセクター保持手段２０は、出力電圧ベクトルＶｓ演算手段１５の出力であるＶｓのセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ）を保持する。そして、保持したセクター情報（ＳＣＴ＿Ｖｓｔ）は直流電流／相電流変換手段１２が直流母線電流情報（Ｉｄｃ１＿ｒ，ｉｄｃ２＿ｒ）を相電流情報（Ｉｕ＿ｒ，Ｉｖ＿ｒ，Ｉｗ＿ｒ）に変換する際に用いる。

次にインバータ制御部７内部の詳細動作を説明する。
最初に、出力電圧ベクトルＶsとインバータ主回路３のスイッチング素子の制御との関係を説明する。図２は、出力電圧ベクトルＶsのベクトル図である。図２において、Ｖ０〜Ｖ７は基本電圧ベクトルであり、インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチング状態に対応する。具体的には図３に示すように、基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７とスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオン・オフ状態の８つの組み合わせとが１対１に対応する。

例えば、基本電圧ベクトルＶ１は、ＳＷ１、ＳＷ５、ＳＷ６がＯＮ状態、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４がＯＦＦ状態であるスイッチング素子の状態に対応する。上アーム側のスイッチがＯＮ状態のときを「１」、ＯＦＦ状態のときを「０」と表記すると、基本電圧ベクトルは（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３）と表すことができる。この表記を使えば、基本電圧ベクトルＶ１は（１，０，０）、基本電圧ベクトルＶ２は（１，１，０）と表すことができる。なお、基本電圧ベクトルの内、Ｖ０（０，０，０）とＶ７（１，１，１）は大きさ零のゼロベクトルである。これに対して、Ｖ１〜Ｖ６は大きさが非零の基本電圧ベクトルである。

出力電圧ベクトルＶsはＶ１→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ６→Ｖ１・・・の方向に回転するものとする。また、基本電圧ベクトルＶ１から出力電圧ベクトルＶｓまでの角度θｓが、０°≦θｓ＜６０°の区間をセクター０、６０°≦θｓ＜１２０°の区間をセクター１、１２０°≦θｓ＜１８０°の区間をセクター２、１８０°≦θｓ＜２４０°の区間をセクター３、２４０°≦θｓ＜３００°の区間をセクター４、３００°≦θｓ＜３６０°の区間をセクター５とする。前述したＶｓのセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ）は、出力電圧ベクトルＶｓが存在する区間を示すものである。例えば、図２に例示した出力電圧ベクトルＶｓはセクター０の区間に存在するので、ＳＣＴ＿Ｖｓ＝０となる。

図２において、ｔｉは出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の基本電圧ベクトル（図２のケースではＶ１、Ｖ２）の内、回転方向元の基本電圧ベクトル（図２ではＶ１）の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間であり、ｔｋは回転方向先の基本電圧ベクトル（図２ではＶ２）の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間である。

また、ＴＭＩＮは直流母線電流を検出するのに必要な最小所定時間である。この所定時間ＴＭＩＮは、インバータ主回路３が上下短絡しないように設定しているデッドタイム、スイッチング素子ＳＷ１〜６の遅延時間、増幅器５ｂの遅延時間、Ａ／Ｄ変換回路８のＡ／Ｄ変換時間、直流母線電流Ｉｄｃのリンギング時間などを考慮して別途設定した値である。

なお、図２は大きさが非零の基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のベクトル長を時間Ｔｐ／２（Ｔｐは１ＰＷＭ周期）として、出力時間ｔｉ、ｔｋ及び所定時間ＴＭＩＮを表したものであり、出力電圧ベクトルＶｓの基本電圧ベクトル成分ｔｉ、ｔｋがＴＭＩＮ／２≦ｔｉ＜ＴＭＩＮ、ｔｋ≧ＴＭＩＮである場合について示している。

図４は、出力電圧ベクトルＶsが図２（ＳＣＴ＿Ｖｓ＝０，ＴＭＩＮ／２≦ｔｉ＜ＴＭＩＮ，ｔｋ≧ＴＭＩＮ）の状態にある場合に、ＰＷＭ周期前半及び後半共に出力電圧ベクトルＶｓをＰＷＭ駆動に適用した時のタイミング図である。図４において、（ａ）は各相タイマ値（Ｔｕ＿ｆ，Ｔｕ＿ｒ，Ｔｖ＿ｆ，Ｔｖ＿ｒ，Ｔｗ＿ｆ，Ｔｗ＿ｒ）と各相タイマ値を三角波変調するための三角波キャリアの波形、（ｂ）は各相タイマ値と三角波キャリアを比較することにより生成されるＰＷＭ駆動信号（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）の波形、（ｃ）は直流電流検出手段５で検出された直流母線電流Ｉｄｃ、（ｄ）は出力電圧ベクトルの状態、（ｅ）は直流母線電流Ｉｄｃから得られる相電流情報である。また、ｔｏは出力電圧ベクトルＶｓにおける１／２ＰＷＭ周期当たりのゼロベクトルＶ０の出力時間，ｔｈは出力電圧ベクトルＶｓにおけるゼロベクトルＶ７の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間である。なお、図４ではｔｏとｔｈの比がｔｏ：ｔｈ＝１：１である場合について記載している。

図４において、ＰＷＭ駆動信号（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）は、各相タイマ値（Ｔｕ＿ｆ，Ｔｕ＿ｒ，Ｔｖ＿ｆ，Ｔｖ＿ｒ，Ｔｗ＿ｆ，Ｔｗ＿ｒ）と振幅Ｔｍａｘの三角波キャリアとを比較することで得られる。但し、Ｔｍａｘはタイマ値のＭＡＸ値であり、１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）に相当する。

ＰＷＭ周期の前半においては、ＵＰ，ＶＰ，ＷＰは、それぞれタイマ値Ｔｕ＿ｆ，Ｔｖ＿ｆ，Ｔｗ＿ｆが三角波キャリア以下の時に「Ｈ」となり、三角波キャリアより大きいときに「Ｌ」となる。ＰＷＭ周期の後半においては、ＵＰ，ＶＰ，ＷＰは、それぞれタイマ値Ｔｕ＿ｒ，Ｔｖ＿ｒ，Ｔｗ＿ｒが三角波キャリア以下の時に「Ｈ」となり、三角波キャリアより大きいときに「Ｌ」となる。ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは、それぞれＵＰ，ＶＰ，ＷＰを反転した信号となる。ここで，ＰＷＭ駆動信号が「Ｈ」の時に対応するスイッチング素子は「ＯＮ」状態に駆動され、「Ｌ」の時に対応するスイッチング素子は「ＯＦＦ」状態に駆動される。例えば、ＵＰが「Ｈ」の時は対応するスイッチング素子であるＳＷ１は「ＯＮ」状態となり、ＵＰが「Ｌ」のときＳＷ１は「ＯＦＦ」状態となる。実際はインバータ主回路３のスイッチング素子の上下短絡を防ぐために数μｓのデッドタイムを設ける必要があるが、ここでは説明の簡略化のため省略して図示している。

図４に示したケースでは、電圧ベクトル状態はＶ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ７の４種類の状態をとる。電圧ベクトル状態がＶ１の時は、Ｕ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ１とＶ相、Ｗ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６がＯＮ状態となる。この為、直流電流が直流母線正側ＰからＳＷ１を介して三相モータ４のＵ相巻線を流れ、Ｖ相及びＷ相巻線を通り、下アーム側スイッチング素子ＳＷ５、ＳＷ６を介してシャント抵抗５ａを流れ、直流母線負側Ｎに戻る。従って、三相モータ４に流れ込む電流方向を正とすると、電圧ベクトル状態がＶ１の時に検出される直流母線電流Ｉｄｃは＋Ｉｕ（＋Ｕ相電流）となる。ここで、上述はＯＮしているスイッチング素子に電流が流れる状態のときの説明をしているが、その他の電流が流れる状態（例えば、スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６に電流が流れるようなケース）においても電圧ベクトル状態がＶ１の時に検出される直流母線電流Ｉｄｃは＋Ｉｕ（＋Ｕ相電流）となる。

次に、電圧ベクトル状態がＶ２の時の動作について説明する。電圧ベクトル状態がＶ２の時は、Ｕ相およびＶ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２とＷ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ６がＯＮ状態となる。このときの直流電流が直流母線正側ＰからＳＷ１，ＳＷ２を介して、三相モータ４のＵ相およびＶ相巻線を流れ、Ｗ相巻線を通り、下アーム側スイッチング素子ＳＷ６を介してシャント抵抗５ａを流れ、直流母線負側Ｎに戻る。従って、三相モータ４に流れ込む電流方向を正とすると、電圧ベクトル状態がＶ２の時に検出される直流母線電流Ｉｄｃは−Ｉｗ（−Ｗ相電流）となる。ここで，上述はＯＮしているスイッチング素子に電流が流れる状態のときの説明をしているが、その他の電流が流れる状態においても電圧ベクトル状態がＶ２のときに検出される直流母線電流Ｉｄｃは−Ｉｗ（−Ｗ相電流）となる。

また、電圧ベクトル状態がＶ０の時は、下アーム側スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６のみがＯＮ状態となる。また、電圧ベクトル状態がＶ７の時は、上アーム側スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のみがＯＮ状態となる。従って、電圧ベクトル状態がゼロベクトルＶ０，Ｖ７の時は、検出される直流母線電流Ｉｄｃから得られる相電流情報は不定となる。図５は電圧ベクトル状態と直流母線電流Ｉｄｃから得られる相電流情報との関係を纏めたものである。なお、図５には電圧ベクトル状態がＶ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ７以外の時も含めて記載されている。

以上説明したように、出力電圧ベクトルＶｓがセクター０（ＳＣＴ＿Ｖｓ＝０）にある場合は、電圧ベクトル状態がＶ１又はＶ２の時、直流母線電流Ｉｄｃからそれぞれ＋Ｉｕ（＋Ｕ相電流）又は−Ｉｗ（−Ｗ相電流）を検出することができる。つまり、出力電圧ベクトルＶsに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの出力状態時に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を得ることができる。

なお、２相分の相電流検出は、検出タイミング生成手段１９により生成される２つのＡ／Ｄ変換トリガタイミング（Ｔｒｇ１，Ｔｒｇ２）を用いて、Ａ／Ｄ変換回路８にて直流母線電流Ｉｄｃのサンプリング及びＡ／Ｄ変換処理により行われる。

検出タイミング生成手段１９は、各相前半タイマ値の中で中間の大きさを持つタイマ値を基準にＡ／Ｄ変換回路８のＡ／Ｄ変換時間（Ｔａｄ）分進んだタイミングを第１のＡ／Ｄ変換トリガタイミング（Ｔｒｇ１）として設定する。また、Ｔｒｇ１のタイミングから所定時間ＴＭＩＮ遅れたタイミングを第２のＡ／Ｄ変換トリガタイミング（Ｔｒｇ２）として設定する。

ここで、各相前半タイマ値の中で中間の大きさを持つタイマ値はＶｓのセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ）により求めることができる。例えば、図４のようにＳＣＴ＿Ｖｓ＝０の場合は、各相前半タイマ値の中で中間の大きさを持つタイマ値はＴｖ＿ｆとなる。そして、Ｔｒｇ１のタイミングで検出された直流母線電流情報がＩｄｃ１＿ｒ、Ｔｒｇ２のタイミングで検出された直流母線電流情報がＩｄｃ２＿ｒとなる。

直流電流／相電流変換手段１２は、Ｖｓセクター保持手段２０に保持された直流電流検出タイミング時のセクター情報（ＳＣＴ＿Ｖｓｔ）と、直流母線電流情報（Ｉｄｃ１＿ｒ，Ｉｄｃ２＿ｒ）から２相分の相電流情報を得る。図６に、Ｖｓセクター保持手段２０で保持した直流電流検出タイミング時のセクター情報（ＳＣＴ＿Ｖｓｔ）に基づいて直流母線電流情報（Ｉｄｃ１＿ｒ，Ｉｄｃ２＿ｒ）から得られる相電流情報を示す。例えば、ＳＣＴ＿Ｖｓｔ＝０の場合は、Ｉｄｃ１＿ｒ＝＋Ｉｕ＿ｒ、Ｉｄｃ２＿ｒ＝−Ｉｗ＿ｒとなる。また、残りの１相分の相電流は「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」の関係より求めることができる。直流電流／相電流変換手段１２は、このようにして得られたＵ，Ｖ，Ｗ相の相電流Ｉｕ＿ｒ，Ｉｖ＿ｒ，Ｉｗ＿ｒを出力する。

次に出力電圧ベクトルＶｓ演算手段１５の動作を図１１の動作フロー図を用いて説明する。まず、前述の式（１）、（２）、（３）より出力電圧ベクトルＶｓの変調率Ｖｋ及び位相θｓを演算する（ＳＴＥＰ１）。位相θｓより式（４）でＶｓのセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ）を演算する（ＳＴＥＰ２）。

次に、出力電圧ベクトルＶｓの変調率Ｖｋ、位相θｓおよびＶｓのセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ）に基づき、出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの出力時間ｔｉ、ｔｋを式（５）〜（７）により演算する（ＳＴＥＰ３）。

但し、

次に、出力時間ｔｉ，ｔｋの和が１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）より大きいか否かを判定し（ＳＴＥＰ４）、出力時間ｔｉ，ｔｋの和の方が大きいと判定した場合にはＳＴＥＰ５〜７の処理により、出力時間ｔｉ，ｔｋの再演算を行う。

一方、ＳＴＥＰ４で、出力時間ｔｉ，ｔｋの和が１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）以下と判定した場合には出力時間ｔｉ，ｔｋをそのまま確定して終了する。

出力時間ｔｉ，ｔｋの再演算は、出力時間ｔｉ，ｔｋの和と１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）との差分である時間ｔｚを演算し、このｔｚの１／２をそれぞれｔｉ，ｔｋから減算することにより、ｔｉ，ｔｋを更新する（ＳＴＥＰ５）。

次に、ＳＴＥＰ５の更新後の出力時間ｔｉが０≦ｔｉ≦Ｔｐ／２でない場合には、ｔｉにリミッタを掛ける。具体的には、ｔｉ＜０の時はｔｉ＝０とし、ｔｉ＞Ｔｐ／２の時はｔｉ＝Ｔｐ／２とする（ＳＴＥＰ６）。同様に、ＳＴＥＰ５の更新後の出力時間ｔｋに対してもリミッタ処理を行う（ＳＴＥＰ７）。

ＳＴＥＰ５〜７の処理を行うことで、変調率Ｖｋが１より大きい場合でも、出力時間ｔｉ，ｔｋの和を１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）以下にすることができ、さらにモータ４に供給する線間電圧の基本周波数成分の位相を再演算前後で同じとすることができる。

次に、出力時間管理（出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’演算）手段１６の詳細動作を説明する。最初に、出力時間管理手段１６における出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’演算の必要性、及び基本的な演算原理を説明する。

出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトル成分の出力時間が所定時間ＴＭＩＮ未満の場合には直流母線電流を検出するのに必要な時間を確保できない為、その出力時間における直流母線電流を正確に検出できない。図２及び図４で説明したケースでは、ＴＭＩＮ／２≦ｔｉ＜ＴＭＩＮ、ｔｋ≧ＴＭＩＮの為、出力時間ｔｋにおける直流母線電流は検出できるが、出力時間ｔｉにおける直流母線電流は正確に検出できない。その為、この場合は１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を得ることができない。

このような場合には、図７のように出力電圧ベクトルＶｓを出力電圧ベクトルＶｓ’、Ｖｓ’’に分離することにより、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報が得られるようにすることができる。図７では、Ｖ１の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間をＴＭＩＮ、Ｖ２の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間をｔｋとする出力電圧ベクトルＶｓ’と、Ｖ１の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間を２×ｔｉ−ＴＭＩＮ、Ｖ２の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間をｔｋとする出力電圧ベクトルＶｓ’’に分けている。図８は、出力電圧ベクトルＶsが図７（図２）の状態において、ＰＷＭ周期前半にＶｓ’を、ＰＷＭ周期の後半にＶｓ’’を適用したときのタイミング図である。

図８において、ｔｉ’は出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトル（図７ではＶ１、Ｖ２）の内、回転方向元の基本電圧ベクトル（図７ではＶ１）の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間、ｔｋ’は回転方向先の基本電圧ベクトル（図７ではＶ２）の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間、ｔｏ’は出力電圧ベクトルＶｓ’における１／２ＰＷＭ周期当たりのゼロベクトルＶ０の出力時間、ｔｈ’は出力電圧ベクトルＶｓ’におけるゼロベクトルＶ７の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間である。

また、ｔｉ’’は出力電圧ベクトルＶｓ’’に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトル（図７ではＶ１、Ｖ２）の内、回転方向元の基本電圧ベクトル（図７ではＶ１）の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間、ｔｋ’’は回転方向先の基本電圧ベクトル（図７ではＶ２）の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間、ｔｏ’’は出力電圧ベクトルＶｓ’’における１／２ＰＷＭ周期当たりのゼロベクトルＶ０の出力時間、ｔｈ’’は出力電圧ベクトルＶｓ’’におけるゼロベクトルＶ７の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間である。従って、ｔｉ’＝ＴＭＩＮ、ｔｋ’＝ｔｋ、ｔｉ’’＝２×ｔｉ−ＴＭＩＮ、ｔｋ’’＝ｔｋとなる。なお、図８では、ゼロベクトル長の比率がｔｏ’：ｔｈ’＝１：１、ｔｏ’’：ｔｈ’’＝１：１である場合を示している。

このように、出力電圧ベクトルＶｓの代わりに、Ｖｓ’及びＶｓ’’を用いれば、ｔｉ’＝ＴＭＩＮ、ｔｋ’＝ｔｋ≧ＴＭＩＮとなるので、出力時間ｔｉ’，ｔｋ’の期間に直流母線電流Ｉｄｃを検出することが可能となる。これにより、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を得ることができるようになる。

図７では、出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’が所属するセクターは、出力電圧ベクトルＶｓの所属するセクターと同一であるようなケースであった。次に、出力電圧ベクトルＶｓ’又はＶｓ’’が所属するセクターが、出力電圧ベクトルＶｓの所属するセクターと異なるケースについて説明する。

図９は、図７の出力電圧ベクトルＶｓが更に回転して、ｔｉ＜ＴＭＩＮ／２、ｔｋ≧ＴＭＩＮの状態にある場合のベクトル図である。この場合も、出力電圧ベクトルＶｓをＰＷＭ周期の前半・後半共に出力すると、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を得ることができない。そこで、図７と同様に出力電圧ベクトルＶｓを出力電圧ベクトルＶｓ’、Ｖｓ’’に分離することにより、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を得られるようにすることができる。

具体的には図９に示すように、Ｖ１の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間をＴＭＩＮ、Ｖ２の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間をｔｋとする出力電圧ベクトルＶｓ’と、Ｖ２の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間をｔｋ−（ＴＭＩＮ−２×ｔｉ）、Ｖ３の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間をＴＭＩＮ−２×ｔｉとする出力電圧ベクトルＶｓ’’に分ける。

図１０は、出力電圧ベクトルＶsが図９の状態において、ＰＷＭ周期前半にＶｓ’を、ＰＷＭ周期の後半にＶｓ’’を適用したときのタイミング図である。図９では、出力電圧ベクトルＶｓ’は図７同様にセクター０の区間（ＳＣＴ＿Ｖｓ’＝０）にあるが、出力電圧ベクトルＶｓ’’はセクター１の区間（ＳＣＴ＿Ｖｓ’’＝１）にある為、ｔｉ’’は出力電圧ベクトルＶｓ’’におけるＶ２の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間となり、ｔｋ’’は出力電圧ベクトルＶｓ’’におけるＶ３の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間となる。従って、ｔｉ’＝ＴＭＩＮ、ｔｋ’＝ｔｋ、ｔｉ’’＝ｔｋ−（ＴＭＩＮ−２×ｔｉ）、ｔｋ’’＝ＴＭＩＮ−２×ｔｉとなる。

このように図１０では図８のケースと同様に出力電圧ベクトルＶｓの代わりにＶｓ’及びＶｓ’’を用いるので、ｔｉ’＝ＴＭＩＮ，ｔｋ’＝ｔｋ≧ＴＭＩＮとなる。これにより、出力時間ｔｉ’，ｔｋ’の期間に直流母線電流Ｉｄｃを検出できることが可能となり、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を得られることになる。

続いて出力時間管理（出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’演算）手段１６の動作を図１２の動作フロー図を用いて説明する。出力時間管理（出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’演算）手段１６は、ＳＴＥＰ８〜２８で、出力電圧ベクトルＶｓ演算手段１５で演算した出力時間ｔｉ，ｔｋと所定時間ＴＭＩＮにより１１個のケース（ｃａｓｅ）に分類して演算処理を実行する。

出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ以上かつ出力時間ｔｋが所定時間ＴＭＩＮ以上である場合はｃａｓｅ＝０（ＳＴＥＰ１０）とし、出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ以上かつ出力時間ｔｋが所定時間ＴＭＩＮ未満ＴＭＩＮ／２以上である場合はｃａｓｅ＝１（ＳＴＥＰ１２）とし、出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ以上かつ出力時間ｔｋが所定時間ＴＭＩＮ／２未満である場合はｃａｓｅ＝２（ＳＴＥＰ１３）とする。

また、出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ未満ＴＭＩＮ／２以上かつ出力時間ｔｋが所定時間ＴＭＩＮ以上である場合はｃａｓｅ＝３（ＳＴＥＰ１６）とし、出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ未満ＴＭＩＮ／２以上かつ出力時間ｔｋがＴＭＩＮ未満ＴＭＩＮ／２以上である場合はｃａｓｅ＝４（ＳＴＥＰ１９）とし、出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ未満ＴＭＩＮ／２以上かつ出力時間ｔｉ，ｔｋの和がＴＭＩＮ以上かつ出力時間ｔｋが所定時間ＴＭＩＮ／２未満である場合はｃａｓｅ＝５（ＳＴＥＰ２０）とし、出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ未満ＴＭＩＮ／２以上かつ出力時間ｔｉ，ｔｋの和がＴＭＩＮ未満である場合はｃａｓｅ＝６（ＳＴＥＰ２１）とする。

また、出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ／２未満かつ出力時間ｔｋが所定時間ＴＭＩＮ以上である場合はｃａｓｅ＝７（ＳＴＥＰ２３）とし、出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ／２未満かつ出力時間ｔｋが所定時間ＴＭＩＮ未満かつ出力時間ｔｉ，ｔｋの和がＴＭＩＮ以上である場合はｃａｓｅ＝８（ＳＴＥＰ２５）とし、出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ／２未満かつ出力時間ｔｉ，ｔｋの和がＴＭＩＮ未満かつ出力時間ｔｋが所定時間ＴＭＩＮ未満ＴＭＩＮ／２以上である場合はｃａｓｅ＝９（ＳＴＥＰ２７）とし、出力時間ｔｉが所定時間ＴＭＩＮ／２未満かつ出力時間ｔｋが所定時間ＴＭＩＮ／２未満である場合はｃａｓｅ＝１０（ＳＴＥＰ２８）とする。

次にＳＴＥＰ２９において、ＳＴＥＰ８〜２８で算出されたｃａｓｅにおける出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’のセクター（ＳＣＴ＿Ｖs’，ＳＣＴ＿Ｖs’’）を算出する。各ｃａｓｅにおける出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’のセクター（ＳＣＴ＿Ｖs’，ＳＣＴ＿Ｖs’’）は、出力電圧ベクトルＶｓのセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ）より図１３の対応関係から求めることができる。例えば、ＳＣＴ＿Ｖs＝０でｃａｓｅ＝５の場合には、ＳＣＴ＿Ｖs’＝０，ＳＣＴ＿Ｖs’’＝５となる。なお、ＳＣＴ＿Ｖｓ’については全てのｃａｓｅにおいてＳＣＴ＿Ｖｓ’＝ＳＣＴ＿Ｖｓが成り立つ。

例として、前述したＳＴＥＰ８〜２８の処理を図７の状態の出力電圧ベクトルＶｓに適用するとｃａｓｅ＝３と判定され、図９の出力電圧ベクトルＶｓに適用するとｃａｓｅ＝７と判定される。

次にＳＴＥＰ３０において、出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間ｔｉ’，ｔｋ’およびＶｓ’’ に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間ｔｉ’’，ｔｋ’’を算出する。まず、算出処理の流れを説明する。

最初に、出力時間ｔｉ，ｔｋと、ＳＴＥＰ８〜２８で算出されたｃａｓｅ番号に基づいて、図１４に示した関係から出力時間ｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’を求める。例えば，ｃａｓｅ＝５の場合，ｔｉ’＝ＴＭＩＮ，ｔｋ’＝ＴＭＩＮ，ｔｉ’’＝ＴＭＩＮ−２×ｔｋ，ｔｋ’’＝２×（ｔｉ＋ｔｋ−ＴＭＩＮ）となる。

ここで、ｃａｓｅ＝１，２，３，７の時には、出力時間ｔｉ’，ｔｋ’の和及び出力時間ｔｉ’’，ｔｋ’’の和の一方もしくは両方が１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）より大きくなる状態が発生しうる。そこでこのような場合には、以下のようなｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’'の再演算を行う。

まず、出力時間ｔｉ’，ｔｋ’の和が１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）より大きい場合は、出力時間ｔｉ’，ｔｋ’の和と１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）との差分を計算し、この差分を出力時間ｔｉ’，ｔｋ’の内の大きい方の出力時間から減算する。次に、前記差分を出力時間ｔｉ’’，ｔｋ’’の内の大きい方の出力時間に加算する。続いて出力時間ｔｉ’’，ｔｋ’’の和が１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）より大きい場合は、出力時間ｔｉ’’，ｔｋ’’の和と１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）との差分を計算し、この差分を出力時間ｔｉ’’，ｔｋ’’の内の小さい方の時間から減算する。

なお、図１４に従いｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’を設定すると、ｃａｓｅ＝１ではｔｉ’＞ｔｋ’、ｔｉ’’＞ｔｋ’’となり、ｃａｓｅ＝２ではｔｉ’＞ｔｋ’，ｔｉ’’＜ｔｋ’’となり、ｃａｓｅ＝３ではｔｉ’＜ｔｋ’，ｔｉ’’＜ｔｋ’’となり、ｃａｓｅ＝７ではｔｉ’＜ｔｋ’，ｔｉ’’＞ｔｋ’’となるが、これらの大小関係はｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’の再演算後も成立する関係である。

次に出力時間ｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’の具体的な演算手順をｃａｓｅ＝１の場合について図１５の動作フロー図に基づいて説明する。

まず、ＳＴＥＰ３１で図１４に従いｃａｓｅ＝１の時のｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’を設定する。そして、出力時間ｔｉ’，ｔｋ’の和から１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）を減算してｔｏｖ１を計算する。

ＳＴＥＰ３２で、このｔｏｖ１が０より大きいか否かを判定し、ｔｏｖ１が０より大きい場合は、ＳＴＥＰ３３〜３８の処理を行い出力時間ｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’を再演算する。一方、ｔｏｖ１が０以下の時は、出力時間ｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’の再演算はせずにそのまま終了する。

次に、出力時間ｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’の再演算手順を説明する。まずＳＴＥＰ３３で出力時間ｔｉ’から時間ｔｏｖ１を減算して出力時間ｔｉ’を更新し、また出力時間ｔｉ’’に時間ｔｏｖ１を加算して出力時間ｔｉ’’を更新する。

ＳＴＥＰ３４で、ＳＴＥＰ３３で得たｔｉ’’が０≦ｔｉ’’≦Ｔｐ／２の範囲となるようにリミッタを掛ける。

ＳＴＥＰ３５で、出力時間ｔｉ’’，ｔｋ’’の和から１／２ＰＷＭ周期（Ｔｐ／２）を減算してｔｏｖ２を算出する。

ＳＴＥＰ３６で、時間ｔｏｖ２が０より大きいか否かを判定し、０より大きいと判定した場合は、出力時間ｔｋ’’から時間ｔｏｖ２を減算して出力時間ｔｋ’’を更新する（ＳＴＥＰ３７）。ＳＴＥＰ３７の演算により、２つの出力時間ｔｉ’’，ｔｋ’’の内短い方の成分であるｔｋ’’の出力時間をさらに短くして、２つの出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期となるようにＶｓ’’を再演算したことになる。

次に、ＳＴＥＰ３７で演算したｔｋ’’が０≦ｔｋ’’≦Ｔｐ／２の範囲となるようにリミッタを掛ける（ＳＴＥＰ３８）。

一方、ＳＴＥＰ３６で時間ｔｏｖ２が０以下であると判定した場合は、出力時間ｔｋ’’の再演算は行わずにそのまま終了する。

以上説明したｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’の再演算処理において、ｔｋ’は変更されずｔｋ’＝ＴＭＩＮである。また、ｔｉ’はｔｉ’＝Ｔｐ／２−ＴＭＩＮとなる。従って、ＴＭＩＮ≦Ｔｐ／４であれば、ｔｉ’≧ＴＭＩＮとなる。ここで、インバータのＰＷＭ制御において、ＴＭＩＮ≦Ｔｐ／４という条件は現実的に達成可能な制約条件である。従って、前述のｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’の再演算処理を行うことにより、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を検出できるＰＷＭ駆動信号を出力することが可能となる。

また、ｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’の再演算処理によって、再演算後の出力電圧ベクトルＶｓ’とＶｓ’’の平均ベクトルは出力電圧ベクトルＶｓに等しくならないケースが出てくる。これは、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を検出できるＰＷＭ駆動信号を出力することを優先したことを意味する。

以上、ｃａｓｅ＝１の場合について説明したが、ｃａｓｅ＝２，３，７の時も同様に出力時間ｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’を再演算する。これらの再演算処理により、ｃａｓｅ＝２，３，７の場合でも１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を検出できるＰＷＭ駆動信号を出力することが可能となる。

次に、各相タイマ値演算手段１７の動作について図１６の動作フロー図を用いて説明する。まず、ＳＴＥＰ３９において、出力時間管理（出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’演算）手段１６で演算した出力時間ｔｉ’，ｔｋ’，ｔｉ’’，ｔｋ’’を用いて出力電圧ベクトルＶｓ’におけるゼロベクトルＶ０の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間ｔｏ’と出力電圧ベクトルＶｓ’’におけるゼロベクトルＶ０の１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間ｔｏ’’を式（８）（９）で算出する。

但し、Ｋｖ０’は出力電圧ベクトルＶｓ’における１／２ＰＷＭ周期当たりのゼロベクトルの総出力時間（ｔｏ’＋ｔｈ’）に対するゼロベクトルＶ０の出力時間ｔｏ’の割合であり、Ｋｖ０’’は出力電圧ベクトルＶｓ’’における１／２ＰＷＭ周期当たりのゼロベクトルの総出力時間（ｔｏ”＋ｔｈ”）に対するゼロベクトルＶ０の出力時間ｔｏ”の割合である。例えば、ｔｏ’：ｔｈ’＝１：１で出力する場合は、Ｋｖ０’＝０．５に設定する。

次に、ＳＴＥＰ４０で出力電圧ベクトルＶｓ’のセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ’）と出力時間ｔｉ’，ｔｋ’，ｔｏ’に基づいて、図１７から各相前半タイマ値（Ｔｕ＿ｆ，Ｔｖ＿ｆ，Ｔｗ＿ｆ）を演算する。同様に、出力電圧ベクトルＶｓ’’のセクター（ＳＣＴ＿Ｖｓ’’）と出力時間ｔｉ’’，ｔｋ’’，ｔｏ’’に基づいて、図１８から各相後半タイマ値（Ｔｕ＿ｒ，Ｔｖ＿ｒ，Ｔｗ＿ｒ）を演算する。

例えばＳＣＴ＿Ｖｓ＝０でｃａｓｅ＝３の場合、ＳＣＴ＿Ｖｓ’＝０，ＳＣＴ＿Ｖｓ’’＝０であるので（図１３参照）、Ｔｕ＿ｆ＝ｔｏ’，Ｔｖ＿ｆ＝Ｔｕ＿ｆ＋ｔｉ’，Ｔｗ＿ｆ＝Ｔｖ＿ｆ＋ｔｋ’，Ｔｕ＿ｒ＝ｔｏ’’，Ｔｖ＿ｒ＝Ｔｕ＿ｒ＋ｔｉ’’，Ｔｗ＿ｒ＝Ｔｖ＿ｒ＋ｔｋ’’となる。

ＰＷＭ駆動信号生成手段１８は、各相タイマ値演算手段１７が生成した各相タイマ値（Ｔｕ＿ｆ，Ｔｕ＿ｒ，Ｔｖ＿ｆ，Ｔｖ＿ｒ，Ｔｗ＿ｆ，Ｔｗ＿ｒ）と三角波変調するためのキャリアとを比較することで、図８に示すようにＰＷＭ駆動信号（ＵＰ,ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ）の生成を行う。

図１９〜２２は、変調率Ｖｋ＝１．５である場合の各相タイマ値、３相モータ４の端子間電圧を出力電圧ベクトルＶｓの位相に対して示したものである。

図１９はＵ相タイマ値Ｔｕ＿ｆ、Ｔｕ＿ｒの和の波形、図２０は３相モータ４のＵ相と母線負側Ｎとの端子間電圧Ｖｕｎの波形、図２１はＵ相タイマ値Ｔｕ＿ｆ，Ｔｕ＿ｒの和とＶ相タイマ値Ｔｖ＿ｆ，Ｔｖ＿ｒの和との差の波形、図２２は３相モータ４のＵ相とＶ相との線間電圧Ｖｕｖの波形である。

図１９〜２２において、横軸は出力電圧ベクトルＶｓの位相θｓであり、それぞれの図は電気角１周期分の波形を示している。また、各図の（ａ）は出力電圧ベクトルＶｓのまま（ｃａｓｅ０）のときの波形であり、各図の（ｂ）は本実施の形態を適用した場合の波形である。但し、実際は端子間電圧Ｖｕｎ、線間電圧Ｖｕｖにはキャリアが重畳された波形となる。なお、ここでは１／２ＰＷＭ周期当たりのゼロベクトルの比がＶ０：Ｖ７＝１：１の場合について示している。しかし、図２１、２２の波形についてはゼロベクトルの比に係わらず同じ波形となる。

図１９の波形は、Ｕ相下アーム駆動信号ＵＮの１ＰＭＷ周期当たりの「Ｈ」の出力時間の波形でもある。Ｕ相上アーム駆動信号ＵＰの１ＰＭＷ周期当たりの「Ｈ」の出力時間の波形は、図１９の波形を「Ｔｐ／２」を中心に反転した波形となる。また、図２１の波形は、Ｕ相下アーム駆動信号ＵＮとＶ相下アーム駆動信号ＶＮの１ＰＭＷ周期当たりの「Ｈ」の出力時間の差の波形でもある。Ｕ相上アーム駆動信号ＵＰとＶ相上アーム駆動信号ＶＰの１ＰＭＷ周期当たりの「Ｈ」の出力時間の差の波形は、図２１の波形を「０」を中心に反転した波形となる。

図１９〜２２で（ａ）と（ｂ）の波形を比較すると分かるように、変調率が１より大きい場合でも、本実施の形態による出力時間管理手段の制御を行うことにより、各種波形の変形を極力抑制して、ＰＷＭ駆動信号（ＵＰ,ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ）の生成を行うことが可能となる。

また、図２２（ａ），（ｂ）に示すように変調率が１より大きくなると、線間電圧の波形としては正弦波状態を確保できなくなるが、変調率を１で制限するときより、大きな出力電圧を出力することができる。

本実施の形態では、１／２ＰＷＭ周期当たりのゼロベクトルの比をＶ０：Ｖ７＝１：１にする場合について説明したが、この比を任意の値に設定するようにしても良い。また、出力電圧ベクトルＶｓ’をＰＷＭ周期の前半期間に適用し、出力電圧ベクトルＶｓ’’をＰＷＭ周期の後半期間に適用する場合について説明したが、出力電圧ベクトルＶｓ’をＰＷＭ周期の後半期間に適用し、出力電圧ベクトルＶｓ’’をＰＷＭ周期の前半期間に適用するようにしてもよい。なお、本発明の趣旨から逸脱せずに各構成要素を変形して具現化することや、同等な機能を有する代替手段で構成要素を置換することも可能であることは言うまでもない。

以上説明したように、実施の形態１では、図１１で説明した制御処理により、出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期より大きい場合、１／２ＰＷＭ周期との差分である時間の１／２を前記出力時間の各々から減算した値をそれぞれの出力時間として再演算するようにしたので、前記２つの出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期以内となると共に、モータに供給する線間電圧の基本周波数成分の位相を再演算前後で同じとすることができる。つまり、変調率が１より大きいことで線間電圧の波形としては正弦波状態を確保することはできないが、線間電圧の基本周波数成分の位相には影響を与えないようにすることができるので制御性への影響を最小限に抑えることができる。

また、図１２で説明したように、出力電圧ベクトルＶｓ’、Ｖｓ’’を演算するに際しては、出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間及び所定時間ＴＭＩＮに基づいて１１通りのケースに分けて演算するようにしたので、よりきめ細かい演算が可能となり、出力電圧ベクトルＶｓで制御したときの特性に近いＰＷＭ駆動信号を出力することができる。つまり、出力電圧ベクトルＶｓでは発生しない基本電圧ベクトル成分を出力することなどにより生じる相電流波形の歪を抑制することができる。また、それに伴い発生する騒音なども抑制することができる。

また、図１２〜１５で説明したように、出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の各々が所定時間ＴＭＩＮ以上となるように出力電圧ベクトルＶｓ’,Ｖｓ’’の出力時間管理を行う出力時間管理手段を設けたので、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流から２相分の相電流情報を検出可能なＰＷＭ駆動信号を出力することができる。これにより、直流母線電流を検出するという安価な電流検出手段を用いることで、変調率が１より大きい状態においても安定したインバータ駆動制御が可能となる。

また、出力電圧ベクトルＶsの変調率が１より大きい状態でも１ＰＷＭ周期中に直流母線電流から２相分の相電流情報を検出することができるようにすることで、直流母線電流を検出するという安価な電流検出手段を用いて、誘起電圧定数の高い高効率な永久磁石型同期電動機をインバータ制御装置の負荷として使用することが可能となる。

また、図１５のＳＴＥＰ３６〜３８で説明したように、出力電圧ベクトルＶｓ’’ に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期より大きい場合には、２つの出力時間の内短い方の成分の出力時間をさらに短くして、２つの出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期となるようにＶｓ’’を再演算するようにしたので、変調率が１より大きい場合でも出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトル成分以外の基本電圧ベクトル成分の発生を抑制している。

また、出力電圧ベクトルＶｓ’ における２つのゼロベクトルの比率および出力電圧ベクトルＶｓ’’における２つのゼロベクトルの比率をそれぞれ任意に設定できるようにしたので、例えばランダムにゼロベクトルの比率を可変することで、ＰＷＭ駆動信号を生成するためのキャリア周波数を一定にしたままでも騒音低減を図ることができる。

また、図１２で説明したｃａｓｅ＝６，９，１０以外となる領域では、出力電圧ベクトルＶｓに近いゼロベクトル以外の３つの基本電圧ベクトルとゼロベクトルの組合せにより生成したＰＷＭ駆動信号で、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流から２相分の相電流情報を検出できることが可能であるので、３０°≦θｓ＜９０°の区間ではＫｖ０’＝Ｋｖ０’’＝１，９０°≦θｓ＜１５０°の区間ではＫｖ０’＝Ｋｖ０’’＝０というように，６０°毎にゼロベクトルの比率を可変することで二相変調制御とすることができ、インバータ主回路のスイッチング損失の低減を図ることも可能となる。

また、所定時間ＴＭＩＮを直流母線電流を検出するのに必要な最小時間とすることで、より出力電圧ベクトルＶｓで制御したときの特性に近いＰＷＭ駆動信号を出力することができる。つまり、出力電圧ベクトルＶｓでは発生しない基本電圧ベクトル成分を出力することなどにより生じる相電流波形の歪を抑制することができる。また、それに伴い発生する騒音なども抑制することができる。

また、前記出力電圧ベクトルＶｓ’をＰＷＭ周期の前半期間もしくは後半期間に適用し、前記出力電圧ベクトルＶｓ’’を前記出力電圧ベクトルＶｓ’とは異なるＰＷＭ半周期に適用するようにしたので、出力電圧ベクトルＶｓ’の出力期間である１／２ＰＷＭ周期中に直流母線電流から２相分の相電流情報を検出できる。その為、残りの１相の相電流情報も精度よく求めることが可能となり、インバータ駆動の制御性を向上することができる。

さらに、前記直流母線電流から２相分の相電流情報を得る間隔を所定時間ＴＭＩＮとするようにしたので、残りの１相分の相電流情報をより精度よく求めることが可能となり、インバータ駆動の制御性をより向上することができる。

また、インバータ主回路を構成する半導体素子としてワイドギャップ半導体素子を使用することでインバータ主回路のデッドタイム時間、スイッチング時間などの時間の短縮化が可能となる。これにより、直流母線電流を検出するのに必要な最小時間を縮小することができ、出力電圧ベクトルＶｓで制御したときの特性により近いＰＷＭ駆動信号を出力することが可能となる。つまり、出力電圧ベクトルＶｓでは発生しない基本電圧ベクトル成分を出力することなどにより生じる相電流波形の歪を抑制することができる。また、それに伴い発生する騒音なども抑制することができる。なお、ワイドギャップ半導体素子としては、例えば、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料又はダイヤモンドがある。

また、永久磁石電動機を搭載した圧縮機に本実施の形態のインバータ制御装置を接続することで、安価で騒音発生の少ない圧縮機駆動装置が得られる。また、本実施の形態のインバータ制御装置を搭載した空気調和器についても同様の効果が得られる。

実施の形態２.
実施の形態１では、出力電圧ベクトルＶｓの変調率が１より大きい場合でも１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を検出できるようにしたものであった。実施の形態２では、さらにインバータ制御装置のインバータ周波数とＰＷＭ駆動信号を生成するためのキャリア周波数との干渉により相電流に生じる電流脈動を抑制することができる３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置について説明する。

実施の形態２におけるインバータ制御装置の構成を図２３に示す。実施の形態２では脈動抑制補償器２１、加算器２２を設け、γ−δ軸電圧指令値（Ｖγ，Ｖδ，θ）演算手段１４'が外部から与えられる角速度指令値ω１＊の代わりに加算器２２からの出力に基づいて演算するようにしたものである。その他の構成は実施の形態１と同じであるので、実施の形態１と同一構成部分については同一の符号を付して説明は省略する。

本実施の形態におけるインバータ制御装置の動作について図２３を用いて説明する。
脈動抑制補償器２１は、電流座標変換手段１３が出力するδ軸電流Ｉδに発生する電流脈動成分を抽出して、その電流脈動成分に比例した値を角速度補償量ωｄとして出力する。加算器２２は、外部から与えられる角速度指令値ω１＊と角速度補償量ωｄを加算し、γ−δ軸電圧指令値（Ｖγ，Ｖδ，θ）演算手段１４'に出力する。ここで、脈動抑制補償器２１は公知の技術であるバンドパスフィルタを用いた構成（例えば、特開２００９−４４８７３号広報に記載）で実現することができる。なお、前記広報では脈動抑制補償器の入力として回転座標系であるｄｑ座標軸における電流値を用いているが、本実施の形態のように回転座標系であるγδ座標軸における電流値を用いても同様に電流脈動成分を検出できる。

一例として、３相モータ４の極数が６極で、インバータ周波数が３４２Ｈｚ、キャリア周波数が４５００Ｈｚおける角速度補償量ωｄ＝０（脈動抑制補償器２１がない場合に相当）の場合のＵ相電流波形を図２４に示す。図２４では約１８．５ｍｓ周期つまり５４ＨｚにてＵ相電流が脈動している。これはインバータ周波数の１３次高調波である４４４６Ｈｚと前記インバータのキャリア周波数４５００Ｈｚとの干渉により、その差分の５４Ｈｚつまり約１８．５ｍｓ周期にて相電流が脈動しているものである。

そこで、本実施の形態のように脈動抑制補償器２１にてこの電流脈動成分を抽出できるようにバンドパスフィルタを構成し、その電流脈動成分に比例した値を角速度補償量ωｄとして脈動抑制補償を行った場合のＵ相電流波形を図２５に示す。図２５から分かるように、この脈動抑制補償を行うことにより、約１８．５ｍｓ周期にて発生していた相電流脈動を軽減することができる。

なお、脈動抑制補償器２１より電流脈動成分を正確に抽出する為には、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を検出することが前提である。この為に、実施の形態１で説明した演算制御により、出力電圧ベクトルＶｓの変調率Ｖｋが１より大きい場合でも１ＰＷＭ周期中に直流母線電流Ｉｄｃから２相分の相電流情報を検出できるようにすることが必要である。

以上説明したように、実施の形態２では、電流座標変換手段１３が出力するδ軸電流Ｉδに発生する電流脈動成分を抽出して、その電流脈動成分に比例した値を角速度補償量ωｄとして出力する脈動抑制補償器２１と、外部から与えられる角速度指令値ω１＊と角速度補償量ωｄを加算する加算器２２とを備えることにより、出力電圧ベクトルＶsの変調率が１より大きい場合でもインバータ制御装置のインバータ周波数とＰＷＭ駆動信号を生成するためのキャリア周波数との干渉などにより相電流に生じる電流脈動を抑制することができる。そして、相電流脈動を抑制することで相電流ピーク値を抑制することができるので、過電流保護回路（図示なし）による動作停止を防ぐことができる。

なお、本実施の形態では、インバータ周波数とＰＷＭ駆動信号を生成するためのキャリア周波数との干渉により相電流に生じる電流脈動を抑制する場合について説明したが、インバータ周波数と交流電源１の周波数との干渉により生じる電流脈動についても、その電流脈動成分を抽出できるように脈動抑制補償器２１内のバンドパスフィルタを構成することで、電流脈動の抑制が可能である。また、インバータ周波数とキャリア周波数との干渉により生じる電流脈動とインバータ周波数と交流電源の周波数との干渉により生じる電流脈動を同時に抑制することも可能であることは言うまでもない。

本実施の形態における制御手段を空気調和器などの電気機器に適用することにより、機器の運転範囲を拡大することができ、最大性能をアップすることが可能となる。また、相電流脈動による騒音の発生も防ぐことが可能となるので、機器の低騒音化の効果もある。

１ 交流電源、２ コンバータ回路、３ インバータ主回路、４ ３相モータ、５ 直流電流検出手段、６ 直流電流検出手段、７ インバータ制御部、８ Ａ／Ｄ変換回路、９ Ａ／Ｄ変換回路、１０ 乗算器、１１ 乗算器、１２ 直流電流／相電流変換手段、１３ 電流座標変換手段、１４ γ−δ軸電圧指令値（Ｖγ，Ｖδ，θ）演算手段、１５ 出力電圧ベクトルＶｓ演算手段、１６ 出力時間管理（出力電圧ベクトルＶｓ’，Ｖｓ’’演算）手段、１７ 各相タイマ値演算手段、１８ ＰＷＭ駆動信号生成手段、１９ 検出タイミング生成手段、２０ Ｖｓセクター保持手段、２１ 脈動抑制補償器、２２ 加算器

Claims (18)

1. 直流母線から供給される直流電力を複数のスイッチング素子を用いて３相交流電力に変換するインバータ主回路と、
   前記直流母線に流れる直流母線電流を検出する直流電流検出手段と、
   前記直流母線の正側と負側間の直流母線電圧を検出する直流電圧検出回路と、
   前記インバータ主回路のスイッチング素子を制御するＰＷＭ駆動信号を出力するインバータ制御部とを備え、
   前記インバータ制御部は、
   前記直流母線電流、前記直流母線電圧、及び外部から与えられる角速度指令値に基づいて出力電圧ベクトルＶｓを演算する出力電圧ベクトル演算手段と、
   出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’の平均ベクトルが前記出力電圧ベクトルＶｓに等しく、かつ前記出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の各々が所定時間ＴＭＩＮ以上となるように前記出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’とを演算する第１演算処理と、前記Ｖｓ’’ に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期より大きい場合は、前記２つの出力時間の内短い方の出力時間をさらに小さくし、かつ前記出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期となるようにＶｓ’’の再演算を行う第２演算処理によって出力時間の管理を行う出力時間管理手段と、
   前記再演算後の出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’に基づいてＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ駆動信号生成手段とを備え、
   前記再演算後の出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’の平均ベクトルは、前記出力電圧ベクトルＶｓに必ずしも等しくないことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
2. 前記出力電圧ベクトル演算手段は、
   前記直流母線電流、前記直流母線電圧、及び外部から与えられる角速度指令値に基づいてγ軸電圧指令Ｖγ、δ軸電圧指令Ｖδ、位相θを演算するγ−δ軸電圧指令値演算手段と、
   前記γ軸電圧指令Ｖγ、δ軸電圧指令Ｖδ、位相θ、及び前記直流母線電圧に基づいて
   出力電圧ベクトルＶｓを演算する出力電圧ベクトルＶｓ演算手段とを有し、
   前記出力電圧ベクトルＶｓ演算手段は、出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期より大きい場合、前記出力時間の和と１／２ＰＷＭ周期との差分時間を演算し、この差分時間の１／２を前記出力時間のそれぞれから減算することにより前記出力時間を再演算して、前記出力電圧ベクトルＶｓを更新することを特徴とする請求項１記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
3. 前記出力時間管理手段は、前記出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間及び前記所定時間ＴＭＩＮに基づいて、複数のケースに分けて前記出力時間の管理を行うことを特徴とする請求項１又は２記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
4. 前記ＰＷＭ駆動信号生成手段は、
   前記出力電圧ベクトルＶｓ’をＰＷＭ周期の前半期間もしくは後半期間に適用し、
   前記出力電圧ベクトルＶｓ’’を前記出力電圧ベクトルＶｓ’とは異なるＰＷＭ半周期に適用することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置
5. 前記出力電圧ベクトルＶｓ’における２つのゼロベクトルの比率、及び前記出力電圧ベクトルＶｓ’’における２つのゼロベクトルの比率をそれぞれ任意に設定できることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
6. 前記所定時間ＴＭＩＮは、前記直流電流を検出するのに必要な最小時間であることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
7. 前記直流電流から２相分の相電流情報を得る間隔を所定時間ＴＭＩＮとすることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
8. 前記インバータ制御部は、前記インバータ制御装置のインバータ周波数と前記ＰＷＭ駆動信号を生成するためのキャリア周波数との干渉により相電流に生じる電流脈動成分に基づいた角速度補償量を算出する脈動抑制補償手段と、前記角速度指令値に前記角速度補償量を加算する加算手段とを備え、
   前記相電流に生じる電流脈動成分を抑制することを特徴とする請求項１記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
9. 交流電源から出力される交流電力を前記直流電力に変換するコンバータ回路を備え、
   前記インバータ制御部は、インバータ制御装置のインバータ周波数と前記ＰＷＭ駆動信号を生成するためのキャリア周波数との干渉により相電流に生じる電流脈動成分、及び前記インバータ周波数と前記交流電源の周波数との干渉により相電流に生じる電流脈動成分の少なくとも一方の電流脈動成分に基づいた角速度補償量を算出する脈動抑制補償手段と、前記角速度指令値に前記角速度補償量を加算する加算手段とを備え、
   前記相電流に生じる電流脈動成分を抑制することを特徴とする請求項１記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
10. 前記インバータ制御部は、前記直流電流検出手段が検出した直流母線電流を前記インバータ主回路が出力する各相電流に変換する直流電流／相電流変換手段と、前記各相電流を回転座標系における電流値に変換する電流座標変換手段とを備え、
    前記脈動抑制補償手段は前記回転座標系における電流値から電流脈動成分を抽出し、該電流脈動成分に比例した値を前記角速度補償量として出力することを特徴とする請求項８〜９のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
11. 前記スイッチング素子はワイドギャップ半導体素子によって形成されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
12. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１１記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置。
13. 前記インバータ主回路から出力される三相交流電力によって駆動される永久磁石電動機を搭載した圧縮機と、請求項１〜１２のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置とを備えたことを特徴とする圧縮機駆動装置。
14. 請求項１３に記載の圧縮機駆動装置により冷媒を循環させることを特徴とする空気調和機。
15. 直流母線から供給される直流電力を複数のスイッチング素子を用いて３相交流電力に変換するインバータ主回路と、
    前記直流母線に流れる直流母線電流を検出する直流電流検出手段と、
    前記直流母線の正側と負側間の直流母線電圧を検出する直流電圧検出回路と、
    前記インバータ主回路のスイッチング素子を制御するＰＷＭ駆動信号を出力するインバータ制御部とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の制御方法であって、
    前記直流母線電流、前記直流母線電圧、及び外部から与えられる角速度指令値に基づいて出力電圧ベクトルＶｓを演算する出力電圧ベクトル演算ステップと、
    出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’の平均ベクトルが前記出力電圧ベクトルＶｓに等しく、かつ前記出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の各々が所定時間ＴＭＩＮ以上となるように前記出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’とを演算する第１演算処理と、前記Ｖｓ’’ に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期より大きい場合は、前記２つの出力時間の内短い方の出力時間をさらに小さくし、かつ前記出力時間の和が１／２ＰＷＭ周期となるようにＶｓ’’の再演算を行う第２演算処理によって出力時間の管理を行う出力時間管理ステップと、
    前記再演算後の出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’に基づいてＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ駆動信号生成ステップとを備え、
    前記再演算後の出力電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’の平均ベクトルは、前記出力電圧ベクトルＶｓに必ずしも等しくないことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置の制御方法。
16. 前記インバータ制御装置のインバータ周波数と前記ＰＷＭ駆動信号を生成するためのキャリア周波数との干渉により相電流に生じる電流脈動成分に基づいた角速度補償量を算出する脈動抑制補償ステップと、前記角速度指令値に前記角速度補償量を加算する加算ステップとを備え、
    前記相電流に生じる電流脈動成分を抑制することを特徴とする請求項１５記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置の制御方法。
17. 交流電源から出力される交流電力を前記直流電力に変換するコンバータ回路と、
    直流母線から供給される直流電力を複数のスイッチング素子を用いて３相交流電力に変換するインバータ主回路と、
    前記直流母線に流れる直流母線電流を検出する直流電流検出手段と、
    前記直流母線の正側と負側間の直流母線電圧を検出する直流電圧検出回路と、
    前記インバータ主回路のスイッチング素子を制御するＰＷＭ駆動信号を出力するインバータ制御部とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の制御方法であって、
    インバータ制御装置のインバータ周波数と前記ＰＷＭ駆動信号を生成するためのキャリア周波数との干渉により相電流に生じる電流脈動成分、及び前記インバータ周波数と前記交流電源の周波数との干渉により相電流に生じる電流脈動成分の少なくとも一方の電流脈動成分に基づいた角速度補償量を算出する脈動抑制補償ステップと、前記角速度指令値に前記角速度補償量を加算する加算ステップとを備え、
    前記相電流に生じる電流脈動成分を抑制することを特徴とする請求項１５記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置の制御方法。
18. 前記直流電流検出ステップが検出した直流母線電流を前記インバータ主回路が出力する各相電流に変換する直流電流／相電流変換ステップと、前記各相電流を回転座標系における電流値に変換する電流座標変換ステップとを備え、
    前記脈動抑制補償ステップは前記回転座標系における電流値から電流脈動成分を抽出し、該電流脈動成分に比例した値を前記角速度補償量として出力することを特徴とする請求項１６〜１７のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ制御装置の制御方法。

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