JP2012085379A - モータ制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】２相以上のスイッチング素子のターンオンを同期させることなく、常に１相とすることでダイオードに流れるリカバリ電流のピーク電流を１相分に抑制し、素子や搭載される構成部品の信頼性，低損失，低騒音，低ノイズを比較的に安価な構成で実現することができるモータ制御装置，モータ制御システム，モータ制御モジュールを提供することを目的とする。
【解決手段】ＰＷＭ制御器は、インバータを駆動するためのＰＷＭ制御信号を演算するＰＷＭ制御信号変換器と、ＰＷＭ制御信号変換器から各相の制御信号を受け、当該各相の制御信号が各々所定時間の間隔を空けていない場合には、所定時間の間隔を空けるように少なくとも一の相の制御信号を補正するＰＷＭ制御信号補正器とを有するモータ制御システム。
【選択図】 図２

Description

本発明は、モータの制御技術に関する。

近年、永久磁石同期モータ（以下「モータ」とする。）の位置センサレス駆動装置は、高効率な運転が求められており、モータに印加する電圧と電流情報からモータ回転子軸と制御系軸との軸誤差を推定し、推定された軸誤差を所定値に制御するようモータに印加する電圧と電流を調整しながら速度指令である周波数に基づいてインバータを構成するスイッチング素子をＰＷＭ制御することで最適な制御を行っている。またインバータを構成するスイッチング素子には絶縁ゲート型バイポーラのＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電界効果トランジスタの金属酸化膜型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor）があり（以下、スイッチング素子と略す。）、スイッチング素子のコレクタ及びエミッタ間にダイオードを接続（並列接続）して構成することが一般的である。

スイッチング素子の動作温度特性に関しては素子自身のスイッチング損失による発熱を制限する必要があり、出力の際もリプル電流が多く残存するため運転効率の低下や騒音が発生するなどの問題点があった。

また、ダイオードに関しては、スイッチング素子がオフしている期間にリカバリ電流（Ｉｒｒ）や逆回復電流（Ｔｒｒ）と呼ばれる電流（以下、リカバリ電流と略す。）が流れるため、これによる損失や電流に含まれる高調波電流（リプル電流）や、それに起因してノイズが発生するという問題があった。

スイッチング素子のスイッチング損失に関しては、特許文献１に「軽負荷で運転される場合でのスイッチング損失低減」を目的とし、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を適用する方法が開示されており、最近では高効率化，小型化を目的にスーパージャンクション構造（ＳＪ）を採用したスイッチング素子も開発されている。

ダイオードに流れるリカバリ電流に関しては、特許文献２に「リカバリ電流を抑制し、スイッチング素子とダイオードの保護やコスト低減」を目的に２相以上のスイッチング素子のターンオンタイミングを同期させる方法が開示されている。

特開２０１０−１１５１１０号公報 特開２００４−２１５３５７号公報

特許文献１の技術では、スイッチング素子の損失は、一般的なトランジスタと同様で「Ｖｃｅ×Ｉｃ」の大きさで決定され、Ｖｃｅがほぼ一定値で推移する軽負荷領域での運転効率（インバータ効率）の改善が困難という問題点から、スイッチング素子にシリコンカーバイド（ＳｉＣ）を適用し、空気調和装置における軽負荷領域での損失低減を可能とすることが記載されているが、騒音に関する改善内容は記載れておらず、また素子自体が高価である。また、スイッチング素子がオフしている期間にダイオードに流れるリカバリ電流に含まれる高調波電流（リプル電流）や、それによるノイズの低減に関しては考慮されていない。

特許文献２の技術では、２相以上のスイッチング素子のターンオンタイミングを同期し、ダイオードに対するリカバリ電流を同時発生させることで浮遊インダクタンスを増加させ、各相のリカバリ電流ピーク値を低減すると記載されている。これにより、各相のスイッチング素子やダイオードに対する電流容量の増加は抑制し得るが、直流電源装置側に戻るリカバリ電流のピーク電流は１相時の倍（２相の合計）となるため、電源装置の電流容量の増加や部品追加が必要となりコストの増大となる恐れがある。

本発明の目的は、リカバリ電流のピークを低減することにある。

上記本発明の目的は、
ＰＷＭ制御器からインバータへＰＷＭ制御信号を出力するモータ制御システムにおいて、
前記ＰＷＭ制御器は、
前記インバータを駆動するための前記ＰＷＭ制御信号を演算するＰＷＭ制御信号変換器と、
前記ＰＷＭ制御信号変換器から各相の制御信号を受け、当該各相の制御信号が各々所定時間の間隔を空けていない場合には、所定時間の間隔を空けるように少なくとも一の相の制御信号を補正するＰＷＭ制御信号補正器と
を有するモータ制御システム
によって達成される。

また、上記本発明の目的は、
永久磁石同期モータの回転速度が速度指令値に一致するようインバータを介して制御する制御装置を備えるモータ制御システムにおいて、
商用電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ（整流器）やバッテリでインバータの直流側に電力を提供する直流電源と、６個のスイッチング素子を直列で２個接続の並列配置（３相）とし、各々のスイッチング素子のコレクタ及びエミッタに接続されているダイオードを備えているインバータと、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いて、直流電圧検出器と直流電流検出器の検出信号を入力し、速度指令ωｉに基づいて前記インバータを構成するスイッチング素子を駆動する制御装置を備え、
前記制御装置は、前記インバータ内のスイッチング素子を２相以上の同期したターンオン制御とさせることなく常に１相のみとすることを特徴とするモータ制御システム
によって達成される。

本発明によれば、リカバリ電流のピークを低減することができる。

モータ制御システムの構成図。 第１実施形態である制御装置の機能ブロック構成図。 第１実施形態であるモータ制御システムの制御系推定軸、及び回転子軸を説明するための図。 第１実施形態であるモータ制御装置の電圧指令制御器の構成図。 従来のモータ制御システムのＰＷＭ制御器を説明するための図。 第１実施形態であるモータ制御システムのＰＷＭ制御信号補正器を説明するための図。 ＰＷＭ制御信号補正器の処理フローを説明するための図。 ＰＷＭ制御信号変換方式における変調率と各相電圧の図。 ＰＷＭ制御信号補正を必要としない場合の図。 ＰＷＭ制御信号補正を必要とする場合の図。 スイッチング素子の駆動とダイオードの電流を示す図（１相）。 スイッチング素子の駆動とダイオードの電流を示す図（２相）。 リカバリ電流の抑制結果を示す実動作波形図。 リカバリ電流の抑制結果を示す実動作波形図。 第２実施形態である制御装置の機能ブロック構成図。 第３実施形態であるモータ制御システムの構成図。 第４実施形態であるモータ制御装置に使用されるモジュールの外観図。

以下、図面を用いて説明する。

図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御システムの構成図である。

モータ制御システム１００は、永久磁石同期モータ１と、直流電源２と、直流電力を交流電力変換するインバータ３と、直流電源２の電圧を検出する直流電圧検出器６と、インバータ３の直流側の電流を検出する直流電流検出器７と、制御装置８とを備える。

モータ１は、永久磁石同期モータである。直流電源２は、商用電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ（整流器）やバッテリであり、インバータ３の直流側に電力を提供する。インバータ３は、スイッチング素子４である６個のスイッチング素子と、各々のスイッチング素子のコレクタ及びエミッタに接続されているダイオード５を備えている。

なお、制御装置８は、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子から構成される。制御装置８には、直流電圧検出器６と直流電流検出器７の検出信号が入力され、また、速度指令ωｉが入力され、制御装置８はこれらに基づいてＰＷＭ制御信号９を演算、インバータ３へ出力する。ＰＷＭ制御信号９は、インバータ３を構成する半導体パワー素子であるスイッチング素子をオン／オフ制御するための信号である。

図２は、本発明の第１実施形態である図１の制御装置８（８ａ）の機能ブロック構成図であり、各機能はコンピュータであるＣＰＵ（Central Processing Unit）及びプログラムにより実現される。

制御装置８ａは、ｄｑ座標系ベクトル制御により、速度指令ωｉに基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、インバータを制御するものである。制御装置８ａは、ｄｑベクトル制御部６０と、位相演算器１０と、ＰＬＬ制御器１１と、速度制御器１３と、加算器１４と、ｄ軸電流指令発生器１５と、軸誤差演算器１６とを備える。

ｄｑベクトル制御部６０は、電圧指令制御器１２と、２軸３相変換器１７と、ＰＷＭ制御器１８と、３相２軸変換器１９と、電流再現演算器２０とを備え、電流指令値（ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ*，ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ*）及び制御軸の位相θｄｃを用いてＰＷＭ制御信号を演算する。

電流再現演算器２０は、直流電流検出器７（図１）が出力する母線電流Ｉｓｈと、三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*とを用いて三相モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを再現する。

３相２軸変換器１９は、再現された三相モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、推定された制御軸の位相θｄｃとに基づいて、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ及びｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃを次式（１）に基づいて演算する。なお、ｄｃ−ｑｃ軸は制御系軸と定義し、ｄ−ｑ軸はモータ１の回転子軸と定義し、ｄｃ−ｑｃ軸とｄ−ｑ軸との軸誤差はΔθｃと定義する（図３参照）。

電圧指令制御器１２は、ｄ軸電流指令発生器１５にて演算されたｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ*と、速度制御器１３にて演算されたｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ*と、３相２軸変換器１９にて演算されたｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ及びｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、速度指令ωｉと、図示していないモータ定数設定値（ｒ*，Ｌｄ*，Ｌｑ*，Ｋｅ*）とを用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ*、及びｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ*を演算する。

図４は、電圧指令制御器１２（図２）の詳細機能ブロック構成図である。電圧指令制御器１２は、加算器２４，２５と、電流制御器２１，２２とベクトル演算器２３とを備える。

電流制御器２１は、加算器２４の出力（ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ*とｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃとの偏差）に基づいて、第２のｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ**を演算する。

電流制御器２２は、加算器２５の出力（ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ*とｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃとの偏差）に基づいて、第２のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ**を演算する。

ベクトル演算器２３では、第２のｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ**と、第２のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ**と、速度指令ωｉ、及びモータ定数設定値を用いて、（２）式に示すように、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ*、及びｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ*を演算し、２軸３相変換器１７へ出力する。

（２）式に、ｒ*は制御系のモータ巻線抵抗設定値、Ｌｄ*はモータのｄ軸インダクタンス設定値、Ｌｑ*はモータのｑ軸インダクタンス設定値、Ｋｅ*は制御系のモータ誘起電圧定数設定値であり、ωｉは速度指令である。

２軸３相変換器１７は、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ*及びｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ*，推定された制御軸の位相θｄｃに基づいて、（３）式よりモータ１の三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を出力する。

次に、位置センサレス制御を実現するための速度および位相推定方法について説明する。

軸誤差演算器１６は、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ*，ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ*，ｄｃ軸電流値Ｉｄｃ，ｑｃ軸電流値Ｉｑｃ、及びモータ定数の設定値から（４）式を用いて軸誤差Δθｃを演算する。

ＰＬＬ制御器１１は、軸誤差演算器１６が出力する軸誤差Δθｃと軸誤差指令値Δθｃ*との偏差をＰＩ制御器を用いて処理し、モータ回転速度の推定値ω１*を出力するものである。軸誤差指令値Δθｃ*は、ＰＬＬ制御器１１が保持している情報であり、通常は０近傍に設定されている。

ここで、ＰＩ制御器は、モータ１の回転子軸（ｄ−ｑ軸）と制御系軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との推定軸誤差Δθｃを軸誤差指令値Δθｃ*（通常は０近傍）に一致するように制御するものである。

位相演算器１０では、推定したモータ回転速度ω１*を積分して、制御系軸の位相θｄｃを演算する。

図５は、従来のＰＷＭ制御器１８ａ（ｅｘ.図２のＰＷＭ制御器１８に対応）の詳細機能ブロック構成を示す図である。ＰＷＭ制御器１８ａは、電圧変調率演算器２６とＰＷＭ制御信号変換器２７とを備えている。電圧変調率演算器２６では、２軸３相変換器１７から出力された３相電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）と、直流電圧（Ｖｄ）との関係比率を表す電圧変調率（ｋｈｕ*，ｋｈｖ*，ｋｈｗ*）を（５）式にて演算し、ＰＷＭ制御信号変換器２７へ出力する。

ＰＷＭ制御信号変換器２７は、ＰＷＭ周波数におけるＰＷＭ１周期（１／ＰＷＭ周波数）あたりの時間と電圧変調率演算器２６で演算された電圧変調率（ｋｈｕ*，ｋｈｖ*，ｋｈｗ*）を（６）の通りＰＷＭ制御信号のオン時間に変換し、ＰＷＭ制御信号９を演算する。演算されたＰＷＭ制御信号９をインバータ３に搭載するスイッチング素子４であるスイッチング素子をオン／オフ制御し、モータに電力を供給する。このとき、ＰＷＭ制御信号９の各相に対応する情報については何らの関係付けをしていない。この点については後述する。

以上が、本実施形態の制御装置での位置センサレス運転の基本動作である。次にリカバリ電流について説明する。

図１１Ａに示す通り、スイッチング素子をオン／オフすることでモータに電力を供給する装置などは、インバータ３内の直列に接続されるスイッチング素子のＰＷＭ制御信号オン（Ｕ相上アーム，Ｖ相下アーム）で電流を流し、一旦ＰＷＭ制御信号をオフ（Ｕ相下アーム側のダイオードの順方向に電流が流れる）にして、再度、ＰＷＭ制御信号オン（ターンオン）とさせた場合、Ｕ相下アームのダイオードにリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流は、ダイオード管内部に生じるキャリアが消滅するために発生するもので、電流の大きさはダイオードの構造により、ある程度決定される性質のものである。

従来のＰＷＭ制御器１８ａ（図５）では、前述した通り、ＰＷＭ制御信号９の各相に対応する情報については何らの関係付けをしていない。つまり、３相のＰＷＭ制御信号の関係を監視していない。このため、各相のスイッチング素子出力が同時オン／オフとなる場合がある。

図１１Ｂは、上アーム２相（Ｕ相，Ｖ相），下アーム１相（Ｗ相）オンで電流を流し、一旦停止（下アームのダイオードの順方向に電流が流れる）させて、再度、出力（ターンオン）させた場合の図である。

図１２は、図１１Ｂに対応する図である。

図１２（１）は、上アームのスイッチング素子が同時２相オンとなる場合であり、リカバリ電流のピーク値が非常に高くなる。従来のＰＷＭ制御器１８ａ（図５）では、このような状態であってもスイッチング素子やダイオードが破損しないような電流容量の素子などを選定し適用していた。

以下詳述するが、図１２（２）は、上アームのスイッチング素子を同時２相オンとせず、タイミングを所定時間ずらして同時２相オンを避けた場合である。こうすることで、図１２（１）に比してリカバリ電流のピーク値を低減することができる。（１）のピークは２相分が重畳的に一度に生じているのに対し、（２）のピーク（極大値）は所定時間ずれて２回発生している。つまり、リカバリ電流のピーク電流（最大値）は１相分に低減されたことになる。

図６にピーク電流を低減する仕組みを示す。その仕組みは、ＰＷＭ制御信号補正器２８を備えたＰＷＭ制御器１８ｂ（ｅｘ.図２のＰＷＭ制御器１８に対応）である。ここでの電圧変調率演算器２６とＰＷＭ制御信号変換器２７の機能は、前述した従来のＰＷＭ制御器１８ａと同一である。ＰＷＭ制御信号補正器２８は、ＰＷＭ制御信号変換器２７により演算されたＰＷＭ制御信号（ＰＷＭｕ*，ＰＷＭｖ*，ＰＷＭｗ*）を基にＰＷＭ制御信号を補正して２相同期のターンオンを回避する仕組みを備えている。

図７にＰＷＭ制御信号補正器２８の処理フローを示す。

処理２９で、中間相を基準とした各ＰＷＭ制御信号の偏差を演算する。最大相においては、
ΔＰ_ｍａｘ＝最大相−中間相
を演算し、最小相においては、
ΔＰ_ｍｉｎ＝最小相−中間相
を演算する。

次に判定３０で、３相が接近状態であるか否かを判断する。ΔＰ_ｍａｘ及びΔＰ_ｍｉｎが共にある所定時間Ｐ_ｌｍｔ未満の場合、３相が接近している状態と判断する。この場合、つまり判定３０でＹＥＳ判定となる場合には、中間相のオンタイミングを一定時間（Ｐ_ｌｍｔ）ずらす補正を実行せずに処理終了となる。

実際には、図８のＰＷＭ制御信号変換方式と各相電圧の関係に示すとおり、３相変調，２相変調（最大／最小相基準），下アーム基準の２相変調方式での電圧変調率が低い場合であっても最大相と最小相が接近し合うケースは殆どなく、実動作上では判定３０でＹＥＳ判定なるケースは非常に少ないと考えられる。また、印加電圧が低いことからスイッチング素子に流れる電流も小さいため後述の補正処理を実行しなくても問題ないと考えられる。

ΔＰ_ｍａｘもしくはΔＰ_ｍｉｎがある所定時間Ｐ_ｌｍｔ以上の場合、つまり判定３０でＮＯ判定の場合、補正処理が実行可能であるため、ＰＷＭ制御信号補正が実行可能であると判断して次の行程へ進む。

判定３１では、最大相と中間相が接近状態かどうかを判断し、ΔＰ_ｍａｘがＰ_ｌｍｔ未満（ＹＥＳ判定）の場合は接近状態と判断して中間相のオンタイミングを所定時間Ｐ_ｌｍｔとなるように補正処理３２で補正する（Ｐ_ｍａｘ＝ΔＰ_ｍａｘ−Ｐ_ｌｍｔ）。逆に接近していない（ＮＯ判定）場合は、次の行程へ進む。

判定３３では、最小相と中間相が接近状態かどうかを判断し、ΔＰ_ｍａｘが−Ｐ_ｌｍｔ未満（ＹＥＳ判定）の場合は接近状態と判断して中間相のオンタイミングを所定時間−Ｐ_ｌｍｔとなるように補正処理３４で補正する（Ｐ_ｍｉｎ＝ΔＰ_ｍｉｎ＋Ｐ_ｌｍｔ）。接近していない（ＮＯ判定）場合は、最大相，最小相共に中間相に接近していないため何もせずに処理を終了する。

図９に三角波ＰＷＭ制御方式で中間相を基準としたＰＷＭ信号オンタイミングが接近しない場合を示す。最大相，最小相が何れも中間相とある所定時間（±Ｐ_ｌｍｔ）以上確保されているため補正が必要ない。

図１０にオンタイミングが接近している場合を示す。図１０（１）は、最大相と中間相が接近状態（Ｐ_ｍａｘ＜Ｐ_ｌｍｔ）で補正が必要、最小相と中間相はある所定時間以上（Ｐ_ｍｉｎ≧−Ｐ_ｌｍｔ）の偏差があり補正が必要のない場合である。そこで、図１０（２）のように最大相と中間相の偏差をある所定時間（Ｐ_ｌｍｔ）だけ確保するよう中間相のオンタイミングを補正させている。

図１３は、図６記載のＰＷＭ制御信号補正器２８で２相同期のターンオンを回避したＰＷＭ制御信号の回避時間を変化させた場合のリカバリ電流を示す。波形を見ても判るように所定時間を大きくとるにつれてピーク電流が２相に分割されていき低減されていくことが判る。０.２ｕｓまで大きくすると分割された各相のリカバリ電流がほぼ同一となる。実験検討によれば、この値は０.２ｕｓ〜０.３ｕｓ程度である。よって適用するスイッチング素子やダイオードに合わせて２相同期のターンオン回避時間を０.２〜０.３ｕｓ程度に調整することでリカバリ電流のピーク電流を同一とさせることが可能である。

実施例２のモータ制御装置構成は、図１に示すものと同様であるが、制御装置８内部のベクトル制御方法が異なる。

図１４は、実施例２の形態である制御装置８（８ｂ）の内部の機能ブロック構成図である。また、図２と同一符号のものは同一動作をするものである。

図２と異なる部分は、位置センサレスモードのｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ*がローパスフィルタ５２から演算されることと、モータ１の回転速度ω１*の推定処理を行うＰＬＬ制御器１１（図２）が、速度誤差を演算する速度誤差演算器５０と、速度誤差と速度指令との和を行う加算器５１とに変更されたことである。

すなわち、速度誤差演算器５０は、軸誤差演算器１６が演算した軸誤差Δθｃを比例演算して速度誤差Δωｍを演算し、加算器５１が速度指令ωｉと速度誤差Δωｍとを加算して、加算結果が位相演算器１０に入力される。

これにより、電圧指令制御器１２ａ内の演算処理は、（７）式のように簡略化される。

電流再現と軸誤差演算、及び位相演算処理は、第１実施形態と同様に行う。

本実施例は、電流再現演算器２０と３相２軸変換器１９にて再現されたｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃをローパスフィルタ５２を介してｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ*（観測された電流平均）とすることで、図２の制御装置８ａ中での速度を制御する演算器（速度制御器１３，加算器１４，ＰＬＬ制御器１１）の簡素化を図ったものである。これにより、演算器内でのゲインなどのパラメータ数の削減ができ実用（汎用）性の向上を図ることができる。

図１５は、実施例３のモータ制御システムの構成図であり、実施例１のインバータ３に搭載されるスイッチング素子の直列２個接続の並列配置（３相）中の上側３個を絶縁ゲート型バイポーラのＩＧＢＴ，下側３個に高効率化，小型化を目的としたスーパージャンクション構造（ＳＪ）の金属酸化膜型ＳＪ−ＭＯＳを実装した場合の例である。また、構成図内の同一符号は図１と同一の動作をするものであり、制御装置については実施例２のモータ制御装置構成を用いてもよい。

ＳＪ−ＭＯＳは低電流時の効率が高い反面、寄生ダイオードの逆回復時間が遅いため還流ダイオードを介して流れるＩｒｒが大きくなることが知られている。そこで、図８の（３）に示す「下アームを基準とした２相変調」と組み合わせると、低電流時は下アームが中心となってスイッチング動作することで高効率化を図ることができる。高電流時では上アームのＩＧＢＴのスイッチング動作率が高くなり、下アーム側の運転率が低くなるので効率悪化を抑制することができる。

図１６は、実施例４のモータ駆動装置用モジュール２００の外観図であり、最終製品の一形態を示す。

モジュール２００は、制御部基板２０１に半導体素子２０２が搭載されたモータ制御装置用のモジュールであり、制御部基板２０１は、図１に記載の直流電流検出器７，直流電圧検出器５、及び制御装置８が直接実装され、インバータ３が１チップ化された半導体素子２０２として実装されている。モジュール化によって、小型化が達成され、装置コストの低減を図ることができる。なお、モジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。また、製造上，同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されてもよい。

以上各実施例によれば、２相以上のスイッチング素子のターンオンを同期させることなく、常に１相とすることでダイオードに流れるリカバリ電流のピーク電流を１相分に抑制することができる。これによって、素子や搭載される構成部品の信頼性，低損失，低騒音，低ノイズを比較的に安価な構成で実現することができる。

１ モータ（永久磁石同期モータ，圧縮機用モータ）
２ 直流電源
３ インバータ
４，４ｂ スイッチング素子
５ ダイオード
６ 直流電圧検出器
７ 直流電流検出器
８，８ａ，８ｂ 制御装置
９ ＰＷＭ制御信号
１０ 位相演算器
１１ ＰＬＬ制御器
１２ 電圧指令制御器
１３ 速度制御器
１４，２４，２５，５１ 加算器
１５ ｄ軸電流指令発生器
１６ 軸誤差演算器
１７ ２軸３相変換器
１８ ＰＷＭ制御器
１９ ３相２軸変換器
２０ 電流再現演算器
２１，２２ 電流制御器
２３ ベクトル演算器
２６ 電圧変調率演算器
２７ ＰＷＭ制御信号変換器
２８ ＰＷＭ制御信号補正器
５０ 速度誤差演算器
５２ ローパスフィルタ
６０ ベクトル制御部
１００，１００ｂ モータ制御システム
２００ モジュール
２０１ 制御部基板
２０２ 半導体素子（パワーモジュール）

Claims (8)

1. ＰＷＭ制御器からインバータへＰＷＭ制御信号を出力するモータ制御システムにおいて、
   前記ＰＷＭ制御器は、
   前記インバータを駆動するための前記ＰＷＭ制御信号を演算するＰＷＭ制御信号変換器と、
   前記ＰＷＭ制御信号変換器から各相の制御信号を受け、当該各相の制御信号が各々所定時間の間隔を空けていない場合には、所定時間の間隔を空けるように少なくとも一の相の制御信号を補正するＰＷＭ制御信号補正器と
   を有するモータ制御システム。
2. 請求項１において、
   最大相と中間相との間で所定の間隔が空いていない場合には、所定時間の間隔を空けるように最大相の制御信号を補正する
   ことを特徴とするモータ制御システム。
3. 請求項１において、
   最小相と中間相との間で所定の間隔が空いていない場合には、所定時間の間隔を空けるように最小相の制御信号を補正する
   ことを特徴とするモータ制御システム。
4. 永久磁石同期モータの回転速度が速度指令値に一致するようインバータを介して制御する制御装置を備えるモータ制御システムにおいて、
   商用電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ（整流器）やバッテリでインバータの直流側に電力を提供する直流電源と、６個のスイッチング素子を直列で２個接続の並列配置（３相）とし、各々のスイッチング素子のコレクタ及びエミッタに接続されているダイオードを備えているインバータと、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いて、直流電圧検出器と直流電流検出器の検出信号を入力し、速度指令ωｉに基づいて前記インバータを構成するスイッチング素子を駆動する制御装置を備え、
   前記制御装置は、前記インバータ内のスイッチング素子を２相以上の同期したターンオン制御とさせることなく常に１相のみとすることを特徴とするモータ制御システム。
5. 請求項４において、
   前記制御装置は、三角波に基づいてスイッチング素子を駆動するＰＷＭ制御信号を生成することを特徴とするモータ制御システム。
6. 請求項４において、
   前記１相のみとするにあたり、１相とする時間を任意に調整することが可能であることを特徴とするモータ制御システム。
7. 請求項６において、
   任意の時間が制御装置内に搭載されるマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子の外部端子もしくは外部記憶装置にて調整できることを特徴とするモータ制御システム。
8. 請求項４において、
   前記スイッチング素子のコレクタ及びエミッタにダイオードを接続することを特徴とするモータ制御システム。

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