CN102447434A - 电机控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电机控制系统。PWM控制器包括：运算用于驱动逆变器的PWM控制信号的PWM控制信号转换器，和从PWM控制信号转换器接收各相的控制信号，在该各相的控制信号各自未空出规定时间的间隔的情况下，以空出规定时间的间隔的方式来修正至少一相的控制信号的PWM控制信号修正器。从而可提供通过不使2相以上的开关元件的导通同步、始终设为1相而将其流到二极管的恢复电流的峰值电流抑制为1相份，可以较低价的结构就能实现元件和搭载的构成部件的可靠性、低损耗、低噪音、低噪声的电机控制装置、电机控制系统以及电机控制模块。

Description

电机控制系统

技术领域

本发明涉及一种电机控制技术。

背景技术

近年来，永久磁铁同步电机(以下称为“电机”)的无位置传感器的驱动装置要求高效的运转，基于施加给电机的电压和电流信息推定电机转子轴和控制系统轴的轴误差，通过一面调整施加给电机的电压和电流以便将推定出的轴误差控制在规定值、一面根据速度指令即频率PWM(脉宽调制)控制构成逆变器(inverter)的开关元件，来进行最佳的控制。此外，在构成逆变器的开关元件中具有绝缘栅型双极的IGBT(绝缘栅双极晶体管，Insulated Gate Bipolar Transistor)和场效应晶体管的金属氧化膜型MOSFET(金属氧化物半导体，Metal Oxide Semiconductor)(以下简称为开关元件)，在开关元件的集电极及发射极间连接(并联连接)二极管是通常的结构。

关于开关元件的工作温度特性，需要限制因元件自身的开关损耗所引起的发热，输出时也因脉动电流大量残留，故存在运转效率下降和产生噪音等的问题。

此外，关于二极管，由于在开关元件断开的期间被称为恢复电流(Irr)和逆恢复电流(Trr)的电流(以下简称为恢复电流)流过，所以存在产生由此引起的损耗、电流中含有的高次谐波电流(脉动电流)、起因于此的噪音这样的问题。

关于开关元件的开关损耗，在专利文献1中公开有以“降低轻负载运转时的开关损耗”为目的而应用碳化硅(SiC)的方法，最近正在研发采用以高效率化、小型化为目的的超结(super junction)结构(SJ)的开关元件。

关于流到二极管的恢复电流，在专利文献2中公开有以“抑制恢复电流、保护开关元件和二极管、降低成本”为目的而使2相以上的开关元件的导通定时同步的方法。

专利文献1：JP特开2010-115110号公报

专利文献2：JP特开2004-215357号公报

在专利文献1的技术中，虽然记载了开关元件的损耗与普通的晶体管一样，由“Vce×Ic”的大小决定，基于在Vce基本上以固定值推移的轻负载区域中的运转效率(逆变器效率)的改善有困难的问题点，在开关元件中应用碳化硅(SiC)可降低空调装置中的轻负载区域中的损耗，但关于噪音的改善内容却没有记载，再有元件本身是高价的。此外，没有考虑有关在开关元件断开的期间流到二极管的恢复电流中所含的高次谐波电流(脉动电流)和由其引起的噪音的降低的问题。

在专利文献2的技术中，记载着通过使2相以上的开关元件的导通定时同步、同时产生流向二极管的恢复电流，而使得杂散电感增加、降低各相的恢复电流峰值。由此，虽然可抑制相对各相的开关元件和二极管的载流能力的增加，但由于返回直流电源装置侧的恢复电流的峰值电流成为1相时的倍数(2相的合计)，所以担心电源装置的载流能力的增加、必须追加部件、成本增加。

发明内容

本发明的目的在于，降低恢复电流的峰值。

通过下述的一种电机控制系统达成上述本发明的目的，从PWM控制器向逆变器输出PWM控制信号，其中，

上述PWM控制器包括：

PWM控制信号转换器，运算用于驱动上述逆变器的上述PWM控制信号；以及

PWM控制信号修正器，从上述PWM控制信号转换器接收各相的控制信号，在该各相的控制信号各自未空出规定时间的间隔的情况下，以空出规定时间的间隔的方式修正至少一相的控制信号。

此外，通过下述的另一种电机控制系统达成上述本发明的目的，具备通过逆变器以永久磁铁同步电机的转速与速度指令值一致的方式进行控制的控制装置，其中，

直流电源，通过将由商用电源提供的交流电力转换成直流电力的转换器(整流器)或电池向逆变器的直流侧提供电力；

逆变器，将6个开关元件设为2个串联连接的并列配置(3相)，且具备连接在各个开关元件的集电极和发射极上的二极管；和

控制装置，使用微机或DSP(数字信号处理器)等半导体运算元件输入直流电压检测器和直流电流检测器的检测信号，基于速度指令ωi驱动构成上述逆变器的开关元件；

上述控制装置不使上述逆变器内的开关元件进行2相以上同步的导通控制，始终仅设为1相。

(发明效果)

根据本发明，能够降低恢复电流的峰值。

附图说明

图1是电机控制系统的结构图。

图2是第一实施方式的控制装置的功能框结构图。

图3是用于说明第一实施方式的电机控制系统的控制系统推定轴及转子轴的图。

图4是第一实施方式的电机控制装置的电压指令控制器的结构图。

图5是用于说明现有的电机控制系统的PWM控制器的图。

图6是用于说明第一实施方式的电机控制系统的PWM控制信号修正器的图。

图7是用于说明PWM控制信号修正器的处理流程的图。

图8是PWM控制信号转换方式的调制率和各相电压的图。

图9是不需要PWM控制信号修正时的图。

图10是需要PWM控制信号修正时的图。

图11A是表示开关元件的驱动和二极管的电流的图(1相)。

图11B是表示开关元件的驱动和二极管的电流的图(2相)。

图12是表示恢复电流的抑制结果的实际工作波形图。

图13是表示恢复电流的抑制结果的实际工作波形图。

图14是第二实施方式的控制装置的功能框结构图。

图15是第三实施方式的电机控制系统的结构图。

图16是在第四实施方式的电机控制装置中使用的模块的外观图。

符号说明：

1-电机(永久磁铁同步电机、压缩机用电机)，2-直流电源，3-逆变器，4、4b-开关元件，5-二极管，6-直流电压检测器，7-直流电流检测器，8、8a、8b-控制装置，9-PWM控制信号，10-相位运算器，11-PLL控制器，12-电压指令控制器，13-速度控制器，14、24、25、51-加法器，15-d轴电流指令发生器，16-轴误差运算器，17-2轴3相转换器，18-PWM控制器，19-3相2轴转换器，20-电流再生运算器，21、22-电流控制器，23-向量运算器，26-电压调制率运算器，27-PWM控制信号转换器，28-PWM控制信号修正器，50-速度误差运算器，52-低通滤波器，60-向量控制部，100、100b-电机控制系统，200-模块，201-控制部基板，202-半导体元件(功率模块)。

具体实施方式

下面，使用附图进行说明。

(实施方式1)

图1是本发明的第一实施方式所涉及的电机控制系统的结构图。

电机控制系统100包括：永久磁铁同步电机1、直流电源2、将直流电力转换为交流电力的逆变器3、检测直流电源2的电压的直流电压检测器6、检测逆变器3的直流侧的电流的直流电流检测器7、和控制装置8。

电机1是永久磁铁同步电机。直流电源2是将从商用电源提供的交流电力转换成直流电力的转换器(整流器)或电池，向逆变器3的直流侧提供电力。逆变器3包括作为开关元件4的6个开关元件、和连接在各个开关元件的集电极及发射极上的二极管5。

再有，控制装置8由微机或DSP(数字信号处理器)等半导体运算元件构成。向控制装置8中输入直流电压检测器6和直流电流检测器7的检测信号，还输入速度指令ωi，控制装置8根据这些来运算PWM控制信号9，并向逆变器3输出。PWM控制信号9是用于开/关控制构成逆变器3的半导体功率元件即开关元件的信号。

图2是本发明的第一实施方式即图1的控制装置8(8a)的功能框结构图，各功能通过计算机即CPU(中央处理器，Central Processing Unit)及程序来实现。

控制装置8a是通过dq坐标系向量控制，根据速度指令ωi产生PWM控制信号，控制逆变器的装置。控制装置8a包括：dq向量控制部60、相位运算器10、PLL控制器11、速度控制器13、加法器14、d轴电流指令发生器15和轴误差运算器16。

dq向量控制部60包括：电压指令控制器12、2轴3相转换器17、PWM控制器18、3相2轴转换器19、和电流再生运算器20，使用电流指令值(dc轴电流指令值Idc^*、qc轴电流指令值Iqc^*)及控制轴的相位θdc来运算PWM控制信号。

电流再生运算器20使用直流电流检测器7(图1)输出的母线电流Ish和三相电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*，再生三相电机电流Iu、Iv、Iw。

3相2轴转换器19基于再生出的三相电机电流Iu、Iv、Iw和推定出的控制轴的相位θdc，根据下式(1)运算dc轴电流检测值Idc及qc轴电流检测值Iqc。再有，dc-qc轴被定义为控制系统轴，d-q轴被定义为电机1的转子轴，dc-qc轴和d-q轴的轴误差被定义为Δθc(参照图3)。

[方程1]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{I\α}\\ \mathrm{I\β}\end{array}\right)=\frac{2}{3}\left(\begin{array}{ccc}\cos \left(0\right)& \cos (2\mathrm{\π}/3)& \cos (4\mathrm{\π}/3)\\ \sin \left(0\right)& \sin (2\mathrm{\π}/3)& \sin (4\mathrm{\π}/3)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ \mathrm{Iv}\\ \mathrm{Iw}\end{array}\right)\·\·\·\left(1\right)$

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Idc}\\ \mathrm{Iqc}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\θdc}\right)& -\sin \left(\mathrm{\θdc}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\θdc}\right)& \cos \left(\mathrm{\θdc}\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{I\α}\\ \mathrm{I\β}\end{array}\right)$

电压指令控制器12使用由d轴电流指令发生器15运算出的dc轴电流指令值Idc^*、由速度控制器13运算出的qc轴电流指令值Iqc^*、由3相2轴转换器19运算出的dc轴电流检测值Idc及qc轴电流检测值Iqc、速度指令ωi、以及未图示的电机常数设定值(r^*、Ld^*、Lq^*、Ke^*)，来运算dc轴电压指令值Vdc^*、及qc轴电压指令值Vqc^*。

图4是电压指令控制器12(图2)的详细功能框结构图。电压指令控制器12包括：加法器24、25，电流控制器21、22和向量运算器23。

电流控制器21基于加法器24的输出(dc轴电流指令值Idc^*和dc轴电流检测值Idc的偏差)，运算第二dc轴电流指令值Idc^**。

电流控制器22基于加法器25的输出(qc轴电流指令值Iqc^*和qc轴电流检测值Iqc的偏差)，运算第二qc轴电流指令值Iqc^**。

在向量运算器23中，使用第二dc轴电流指令值Idc^**、和第二qc轴电流指令值Iqc^**、速度指令ωi及电机常数设定值，如(2)式所示，运算dc轴电压指令值Vdc^*及qc轴电压指令值Vqc^*，并向2轴3相转换器17输出。

在(2)式中，r^*是控制系统的电机绕线电阻设定值，Ld^*是电机的d轴电感设定值，Lq^*是电机的q轴电感设定值，Ke^*是控制系统的电机感应电压常数设定值，ωi是速度指令。

[方程2]

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{dc}}^{*}=r^{*}{I}_{\mathrm{dc}}^{**}-{\mathrm{\ω}}_i{L_q}^{*}{I}_{\mathrm{qc}}^{**}\\ V_{\mathrm{qc}}^{*}=r^{*}{I}_{\mathrm{qc}}^{**}+{\mathrm{\ω}}_i{L_d}^{*}{I}_{\mathrm{dc}}^{**}-{\mathrm{\ω}}_i{\mathrm{Ke}}^{*}\end{array}\right.\·\·\·\left(2\right)$

2轴3相转换器17基于dc轴电压指令值Vdc^*及qc轴电压指令值Vqc^*、推定出的控制轴的相位θdc，由(3)式输出电机1的三相电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*。

[方程3]

$\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\θdc}\right)& \cos \left(\mathrm{\θdc}\right)\\ -\cos \left(\mathrm{\θdc}\right)& \sin \left(\mathrm{\θdc}\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{dc}}^{*}\\ V_{\mathrm{qc}}^{*}\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{V}_u^{*}\\ V_v^{*}\\ V_w^{*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \left(0\right)& \sin \left(0\right)\\ \cos (2\mathrm{\π}/3)& \sin (2\mathrm{\π}/3)\\ \cos (4\mathrm{\π}/3)& \sin (4\mathrm{\π}/3)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)\·\·\·\left(3\right)$

接着，说明用于实现无位置传感器控制的速度及相位推定方法。

轴误差运算器16使用(4)式，根据dc轴电压指令值Vdc^*、qc轴电压指令值Vqc^*、dc轴电流值Idc、qc轴电流值Iqc及电机常数的设定值，来运算轴误差Δθc。

[方程4]

Δθc＝tan^-1{(Vdc^*-r^*Idc+ω_iLq^*Iqc)/(Vqc^*-r^*Iqc-ω_iLq^*Idc)}    …(4)

PLL控制器11使用PI控制器来处理轴误差运算器16输出的轴误差Δθc和轴误差指令值Δθc^*的偏差，输出电机转速的推定值ω1^*。轴误差指令值Δθc^*是PLL控制器11保持的信息，通常被设定在0附近。

在此，PI控制器以电机1的转子轴(d-q轴)和控制系统轴(dc-qc轴)的推定轴误差Δθc与轴误差指令值Δθc^*(通常为0附近)一致的方式进行控制。

在相位运算器10中，对推定出的电机转速ω1^*进行积分，来运算控制系统轴的相位θdc。

图5是表示现有的PWM控制器18a(例如，对应图2的PWM控制器18)的详细功能框结构的图。PWM控制器18a包括电压调制率运算器26和PWM控制信号转换器27。在电压调制率运算器26中，利用(5)式运算表示从2轴3相转换器17输出的3相电压指令值(Vu^*、Vv^*、Vw^*)、和直流电压(Vd)之间的关系比率的电压调制率(khu^*、khv^*、khw^*)，并向PWM控制信号转换器27输出。

[方程5]

${\mathrm{khu}}^{*}=\frac{{\mathrm{Vu}}^{*}}{\left(\frac{\mathrm{Vd}}{2}\right)}$ ${\mathrm{khv}}^{*}=\frac{{\mathrm{Vv}}^{*}}{\left(\frac{\mathrm{Vd}}{2}\right)}$ ${\mathrm{khw}}^{*}=\frac{{\mathrm{Vw}}^{*}}{\left(\frac{\mathrm{Vd}}{2}\right)}\·\·\·\left(5\right)$

PWM控制信号转换器27将PWM频率中的PWM每一周期(1/PWM频率)的时间和由电压调制率运算器26运算出的电压调制率(khu^*、khv^*、khw^*)按照(6)式转换成PWM控制信号的导通时间，运算PWM控制信号9。基于运算出的PWM控制信号9开/关控制搭载在逆变器3上的开关元件4即开关元件，向电机提供电力。此时，关于PWM控制信号9的各相所对应的信息没有付与任何关系。关于这点，将在此后进行说明。

[数学式6]

PWM控制信号导通时间＝电压调制率×(1/PWM频率)    …(6)

上述说明是本实施方式的控制装置中的无位置传感器运转的基本工作。接着，说明恢复电流。

按照图11A，通过开/关开关元件向电机提供电力的装置等，利用逆变器3内的串联连接的开关元件的PWM控制信号导通(U相上支路、V相下支路)使电流流过，一度使PWM控制信号断开(电流流向U相下支路侧的二极管的正向)，在再次使PWM控制信号接通(导通)的时候，恢复电流流到U相下支路的二极管中。该恢复电流是为了消灭在二极管内部产生的载流子而产生的，电流的大小某种程度上由二极管的结构决定。

在现有PWM控制器18a(图5)中，按照上述，关于PWM控制信号9的各相所对应的信息没有付与任何关系。即，不监视3相的PWM控制信号的关系。由此，存在各相的开关元件输出同时开/关的情形。

图11B是利用上支路2相(U相、V相)、下支路1相(W相)导通使电流流过、一度停止(电流流向下支路的二极管的正向)、再次输出(导通)的情形的图。

图12是图11B所对应的图。

图12(1)是上支路的开关元件同时为2相导通的情形，恢复电流的峰值变得非常高。在现有的PWM控制器18a(图5)中，即使这样的状态，也选定采用能不使开关元件和二极管破损的载流能力的元件等。

下面进行详述，图12(2)是不使上支路的开关元件同时2相导通，使定时错开规定时间、避免同时2相导通的情形。通过这样，与图12(1)相比能降低恢复电流的峰值。(1)的峰值是一度2相重叠地产生的，相对于此，(2)的峰值(极大值)是错开了规定时间、产生2次。即，恢复电流的峰值电流(最大值)降低为1相份。

在图6中示出降低峰值电流的构造。此构造是具备PWM控制信号修正器28的PWM控制器18b(例如，对应图2的PWM控制器18)。在此的电压调制率运算器26和PWM控制信号转换器27的功能与上述现有的PWM控制器18a相同。PWM控制信号修正器28具备根据由PWM控制信号转换器27运算出的PWM控制信号(PWMu^*、PWMv^*、PWMw^*)修正PWM控制信号，避免2相同步的导通的构造。

在图7中示出PWM控制信号修正器28的处理流程。

处理29中，运算以中间相为基准的各PWM控制信号的偏差。在最大相中运算

ΔP_max＝最大相-中间相，

在最小相中，运算

ΔP_min＝最小相-中间相。

接着，在判定30中，判断3相是否为接近状态。在ΔP_max及ΔP_min都不到某一规定时间P_lmt的时候，判断为3相接近的状态。此情况下，即在判定30中判定为“是”的情况下，不进行使中间相的导通定时错开固定时间(P_lmt)的修正，终止处理。

在实际中，按照图8的PWM控制信号转换方式和各相电压的关系，认为即使3相调制、2相调制(最大/最小相基准)、下支路基准的2相调制方式下的电压调制率低的时候，也几乎没有最大相和最小相相互接近的情形，在实际工作中判定30中判定为“是”的情形非常少。此外，由于施加电压低，流到开关元件的电流也小，所以认为即使不执行后述的修正处理，也没有问题。

在ΔP_max或ΔP_min在某一规定时间P_lmt以上的时候，即判定30中“否”判定的时候，由于能执行修正处理，所以判断为可执行PWM控制信号修正，进入下一行程。

在判定31中，判断最大相和中间相是否为接近状态，在ΔP_max不到P_lmt(“是”判定)的时候，判断为接近状态，通过修正处理32修正中间相的导通定时(P_max＝ΔP_max-P_lmt)使其成为规定时间P_lmt。相反，在不接近(“否”判定)的时候，进入下一行程。

在判定33中，判断最小相和中间相是否为接近状态，在ΔP_min不到-P_lmt(“是”判定)的时候，判断为接近状态，通过修正处理34修正中间相的导通定时(P_min＝ΔP_min+P_lmt)使其成为规定时间-P_lmt。在不接近(“否”判定)的时候，由于最大相、最小相都不接近中间相，故什么都不做、终止处理。

在图9中示出在三角波PWM控制方式中以中间相为基准的PWM信号导通定时不接近的情形。由于可确保最大相、最小相都与中间相在某一规定时间(±P_lmt)以上，所以不需要修正。

在图10中示出了导通定时接近的情形。图10(1)是最大相和中间相是接近状态(P_max＜P_lmt)、需要修正，最小相和中间相存在某一规定时间以上(P_min≥P_lmt)的偏差、不需要修正的情形。因此，如图10(2)这样，修正中间相的导通定时以便尽可能确保最大相和中间相的偏差仅为某一规定时间(P_lmt)。

图13表示利用图6所示的PWM控制信号修正器28使对2相同步的导通规避了的PWM控制信号的规避时间变化时候的恢复电流。如看波形就能判定，随着规定时间变大、峰值电流被分割为2相而逐渐降低。直到变大为0.2μs时，分割出的各相的恢复电流几乎相同。根据实验研讨可知，此值为0.2μs～0.3μs左右。因此，通过按照应用的开关元件和二极管将2相同步的导通规避时间调整到0.2μs～0.3μs左右，就能使恢复电流的峰值电流相同。

(实施方式2)

虽然实施方式2的电机控制装置结构与图1所示的相同，但控制装置8内部的向量控制方法不同。

图14是第二实施方式的控制装置8(8b)的内部的功能框结构图。此外，与图2相同的符号的部分进行相同的工作。

与图2不同的部分是：由低通滤波器52运算无位置传感器模式的qc轴电流指令值Iqc^*的部分、以及进行电机1的转速ω1^*的推定处理的PLL控制器11(图2)被变更为运算速度误差的速度误差运算器50、和求速度误差和速度指令之和的加法器51的部分。

即，速度误差运算器50对轴误差运算器16运算出的轴误差Δθc进行比例运算来运算速度误差Δωm，加法器51相加速度指令ωi和速度误差Δωm，将相加的结果输入给相位运算器10。

由此，电压指令控制器12a内的运算处理可像(7)式那样被简化。

[方程7]

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{dc}}^{*}=r^{*}{I}_{\mathrm{dc}}^{*}-{\mathrm{\ω}}_i{L_q}^{*}{I}_{\mathrm{qc}}^{*}\\ V_{\mathrm{qc}}^{*}=r^{*}{I}_{\mathrm{qc}}^{*}+{\mathrm{\ω}}_i{L_d}^{*}{I}_{\mathrm{dc}}^{*}+{\mathrm{\ω}}_i{\mathrm{Ke}}^{*}\end{array}\right.\·\·\·\left(7\right)$

电流再生和轴误差运算、及相位运算处理与第一实施方式相同地进行。

本实施方式，通过低通滤波器52使由电流再生运算器20和3相2轴转换器19再生出的qc轴电流检测值Iqc成为qc轴电流指令值Iqc^*(可观测的电流平均)，由此实现了图2的控制装置8a中控制速度的运算器(速度控制器13、加法器14、PLL控制器11)的简化。由此，能削减运算器内增益等参数的数量，可实现实用(通用)性的提高。

(实施方式3)

图15是实施方式3的电机控制系统的结构图，是在搭载在实施方式1的逆变器3上的开关元件2个串联连接的并列配置(3相)中，在上侧安装3个绝缘栅型双极IGBT、在下侧安装3个以高效率化、小型化为目的的超结结构(SJ)的金属氧化膜型SJ-MOS情形的例子。此外，结构图内的相同符号表示进行与图1相同的工作，关于控制装置也可以使用实施方式2的电机控制装置结构。

已知SJ-MOS低电流时的效率高、相反寄生二极管的逆恢复时间慢，所以通过回流二极管流过的Irr变大。因此，如果与图8(3)所示的“以下支路为基准的2相调制”组合，就能通过低电流时下支路成为中心进行开关工作来实现高效率化。在高电流时，由于上支路的IGBT的开关工作率变高、下支路侧的运转率变低，所以可抑制效率恶化。

(实施方式4)

图16是实施方式4的电机驱动装置用模块200的外观图，表示最终产品的一种形态。

模块200是在控制部基板201上搭载了半导体元件202的电机控制装置用的模块，控制部基板201直接安装有图1所示的直流电流检测器7、直流电压检测器5及控制装置8，逆变器3作为单芯片化的半导体元件202安装。通过模块化，就能实现小型化、实现装置成本的降低。再有，模块是所谓“规格化的构成单位”的意思，由可分离的硬件/软件的部件构成。此外，虽然在制造上优选在同一基板上构成，但并不限于同一基板。由此，可以在内置于同一框体内的多个电路基板上构成。

根据上述各实施方式，通过不使2相以上的开关元件的导通同步而始终设为1相，就能将流到二极管的恢复电流的峰值电流抑制在1相份。由此，能用比较低价的结构实现元件和搭载的构成部件的可靠性、低损耗、低噪音、低噪声。

Claims (8)

1.一种电机控制系统，从脉宽调制控制器向逆变器输出脉宽调制控制信号，其特征在于，

上述脉宽调制控制器包括：

脉宽调制控制信号转换器，运算用于驱动上述逆变器的上述脉宽调制控制信号；以及

脉宽调制控制信号修正器，从上述脉宽调制控制信号转换器接收各相的控制信号，在该各相的控制信号各自未空出规定时间的间隔的情况下，以空出规定时间的间隔的方式修正至少一相的控制信号。

2.根据权利要求1所述的电机控制系统，其特征在于，

在最大相和中间相之间未空出规定的间隔的情况下，以空出规定时间的间隔的方式来修正最大相的控制信号。

3.根据权利要求1所述的电机控制系统，其特征在于，

在最小相和中间相之间未空出规定的间隔的情况下，以空出规定时间的间隔的方式来修正最小相的控制信号。

4.一种电机控制系统，具备通过逆变器以永久磁铁同步电机的转速与速度指令值一致的方式进行控制的控制装置，其特征在于，

该电机控制系统包括：

直流电源，通过将由商用电源提供的交流电力转换成直流电力的转换器即整流器或电池向逆变器的直流侧提供电力；

逆变器，将6个开关元件设为2个串联连接的并列配置的3相，且具备连接在各个开关元件的集电极和发射极上的二极管；和

控制装置，使用微机或数字信号处理器(DSP)等半导体运算元件输入直流电压检测器和直流电流检测器的检测信号，基于速度指令(ωi)驱动构成上述逆变器的开关元件，

上述控制装置不使上述逆变器内的开关元件进行2相以上同步的导通控制，始终仅设为1相。

5.根据权利要求4所述的电机控制系统，其特征在于，

上述控制装置产生基于三角波驱动开关元件的脉宽调制控制信号。

6.根据权利要求4所述的电机控制系统，其特征在于，

当仅为上述1相时，能任意地调整处于1相的时间。

7.根据权利要求6所述的电机控制系统，其特征在于，

能通过搭载在控制装置内的微机或数字信号处理器(DSP)等半导体运算元件的外部端子或外部存储装置来调整任意的时间。

8.根据权利要求4所述的电机控制系统，其特征在于，

在上述开关元件的集电极和发射极上连接二极管。

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