CN103684165A - 电动机驱动装置、以及利用其的压缩机 - Google Patents

Abstract

本发明提供将交流电动机的扭矩脉动进行适当抑制的电动机驱动装置等。逆变器控制装置(3)基于从电流检测单元(2)输入的电流值，计算交流电动机(5)的电频率、q轴电感、以及q轴电流之积作为第一电压，计算所述第一电压与交流电动机(5)的d轴电压之和作为第二电压，执行以下所示的(A)和/或(B)的控制。(A)进行控制以使所述第二电压的机械频率分量的相位和交流电动机(5)的d轴电流的机械频率分量的相位之差即相位差与交流电动机(5)的机械频率具有正的相关关系。(B)进行控制以使所述第二电压的机械频率分量的振幅和交流电动机(5)的d轴电流的机械频率分量的振幅之比即振幅比与交流电动机(5)的机械频率具有正的相关关系。

Description

电动机驱动装置、以及利用其的压缩机

技术领域

本发明涉及驱动交流电动机的电动机驱动装置等。

背景技术

根据逆变器的电流检测值来推定交流电动机的转子的位置，进而基于推定出的所述位置来对交流电动机的驱动进行控制的无位置传感器控制是公知的。通过无位置传感器控制进行驱动的交流电动机在耐环境性上卓越，尤其是在驱动压缩机时有用。这是因为，由于高温的冷媒以及润滑油会流入压缩机的内部，因此若设置位置传感器则存在产生不良状况的可能性。

而在对压缩机驱动用的交流电动机进行控制的情况下，压缩机的负荷扭矩与压缩行程同步地脉动。因此，需要通过输出与压缩机的负荷扭矩反相位的电动机扭矩，并进行抑制交流电动机的速度变动的扭矩脉动控制，从而来抑制压缩机的噪声或振动。

例如，在专利文献1中，记载了基于同步电动机的三相交流电压/电流来推定转子的相位的技术。

另外，在专利文献2中，关于具备基于轴误差推定值来计算电动机以及负荷当中至少任一者所产生的周期外扰分量的周期外扰推定器的同步电动机的控制装置进行了记载。在专利文献2记载的扭矩脉动抑制控制中，通过将轴误差的推定值代入运动方程式来推定负荷扭矩，通过傅立叶分析来提取负荷扭矩的脉动分量，并使输出电压积极地变动以抵消该脉动分量。

先行技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第3411878号公报

专利文献2：日本专利第4221307号公报

发明的概要

发明要解决的课题

在专利文献1的技术中，假设同步电动机的速度或负荷恒定，并将电动机电流的微分项(也就是，sIdc、sIqc)视为了零。然而，若进行扭矩脉动抑制控制，则电动机电流始终成为过渡状态，因此电流微分值不一定会成为零。因此，若像专利文献1记载的技术那样忽略电流微分值，则存在产生位置推定误差的可能性。即，在专利文献1记载的技术中，存在不能将同步电动机的扭矩脉动进行适当抑制的可能性。

另外，即使使用专利文献2记载的技术，也存在不能得到充分的脉动抑制效果的可能性。这是由于，在无位置传感器控制与扭矩脉动抑制控制的单纯的组合中会产生位置推定误差。若产生位置推定误差，则随之会产生负荷扭矩的推定误差，因此不能使输出电压的变动量最佳，从而不能得到充分的脉动抑制效果。

发明内容

为此，本发明的课题是提供将交流电动机的扭矩脉动进行适当抑制的电动机驱动装置等。

用于解决课题的手段

为了解决所述课题，本发明的特征在于，控制单元基于从电流检测单元输入的电流值，计算交流电动机的电频率、q轴电感、与q轴电流之积作为第一电压，计算所述第一电压与所述交流电动机的d轴电压之和作为第二电压，并执行以下所示的(A)和/或(B)的控制。

(A)与所述交流电动机的机械频率相对应地控制所述第二电压的机械频率分量的相位与所述交流电动机的d轴电流的机械频率分量的相位之差即相位差，使其与该机械频率具有正的相关关系。

(B)与所述交流电动机的机械频率相对应地控制所述第二电压的机械频率分量的振幅与所述交流电动机的d轴电流的机械频率分量的振幅之比即振幅比，使其与该机械频率具有正的相关关系。

此外，关于细节，在具体实施方式中进行说明。

发明效果

根据本发明，能提供将交流电动机的扭矩脉动进行适当抑制的电动机驱动装置等。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式所涉及的电动机驱动装置的构成图。

图2是交流电动机的电流以及电压的向量图。

图3是电动机驱动装置所具备的电压变动运算单元的构成图。

图4是交流电动机的机械频率与相位差指令的相关图。

图5是交流电动机的机械频率与振幅比指令的相关图。

图6是扭矩脉动抑制控制时的波形图，(a)是差分扭矩Δτ，(b)是d轴变动电压ΔVd，(c)是q轴变动电压ΔVq，(d)是q轴电流Iq，(e)是q轴电流的微分值sIq，(f)是(d)的波形图中的时刻t3～t4的部分放大图，(g)是(e)的波形图中的时刻t3～t4的部分放大图。

图7是在使交流电动机低速旋转的情况下的波形图，(a)是电动机扭矩τm以及负荷扭矩τL，(b)是差分扭矩Δτ，(c)是第2电压Vn2，(d)是dc轴电流Idc。

图8是在使交流电动机高速旋转的情况下的波形图，(a)是电动机扭矩τm以及负荷扭矩τL，(b)是差分扭矩Δτ，(c)是第2电压Vn2，(d)是dc轴电流Idc。

图9是本发明的第2实施方式所涉及的电动机驱动装置所具备的电压变动运算单元的构成图。

图10是在使交流电动机低速旋转的情况下的波形图，(a)是电动机扭矩τm以及负荷扭矩τL，(b)是差分扭矩Δτ，(c)是第2电压Vn2，(d)是dc轴电流Idc。

图11是在使交流电动机高速旋转的情况下的波形图，(a)是电动机扭矩τm以及负荷扭矩τL，(b)是差分扭矩Δτ，(c)是第2电压Vn2，(d)是dc轴电流Idc。

图12是本发明的第3实施方式所涉及的电动机驱动装置所具备的电压变动运算单元的构成图。

图13是在使交流电动机低速旋转的情况下的波形图，(a)是电动机扭矩τm以及负荷扭矩τL，(b)是差分扭矩Δτ，(c)是差分电压ΔV，(d)是轴误差Δθ。

图14是本发明的第4实施方式所涉及的电动机驱动装置所具备的电压变动运算单元的构成图。

图15是在使交流电动机低速旋转的情况下的波形图，(a)是电动机扭矩τm以及负荷扭矩τL，(b)是差分扭矩Δτ，(c)是滤波器值I_LF，(d)是dc轴电流Idc，(e)是(c)的波形图中的时刻0.9～1的部分放大图，(f)是(d)的波形图中的时刻0.9～1的部分放大图。

图16是具备本发明的第5实施方式所涉及的压缩机驱动装置的冷冻空调系统的构成图。

图17是比较例所涉及的电动机驱动装置所具备的电压变动运算单元的构成图。

图18是在使用比较例所涉及的电动机驱动装置使交流电动机低速旋转的情况下的波形图，(a)是电动机扭矩τm以及负荷扭矩τL，(b)是差分扭矩Δτ，(c)是第2电压Vn2，(d)是dc轴电流Idc。

图19是在使用比较例所涉及的电动机驱动装置使交流电动机高速旋转的情况下的波形图，(a)是电动机扭矩τm以及负荷扭矩τL，(b)是差分扭矩Δτ，(c)是第2电压Vn2，(d)是dc轴电流Idc。

具体实施方式

参照附图来详细说明具体实施方式(以下，称为实施方式)。

《第1实施方式》

<电动机驱动装置的构成>

图1是本实施方式所涉及的电动机驱动装置的构成图。图1所示的电动机驱动装置100具备：逆变器1、电流检测单元2、以及逆变器控制装置3。此外，在以下的记载中，有时为了方便将交流电动机5的角速度记为“频率”。

(逆变器)

逆变器1是将从直流电源4输入的直流电压V_DC变换成规定的三相交流电压并输出至交流电动机5的电力变换器。逆变器1具有多个开关元件S1～S6，遵照后述的从PWM信号产生单元38输入的PWM信号来切换开关元件S1～S6的ON/OFF，从而将直流电压V_DC变换成三相交流电压。

如此，通过从逆变器1施加三相交流电压，使三相交流电流Iu、Iv、Iw流入交流电动机5，产生旋转磁场。顺带一提的是，作为通过该旋转磁场进行旋转的交流电动机5，例如列举同步电动机。

逆变器1中，具备开关元件S1、S2的第1桥臂、具备开关元件S3、S4的第2桥臂、以及具备开关元件S5、S6的第3桥臂彼此并联连接。另外，对各开关元件S1～S6，反向并联地连接有用于防止因回流所致的损坏的防回流二极管D1～D6。

此外，作为开关元件S1～S6，例如能使用IGBT(Insulated GateBipolar Transistor)。

(电流检测单元)

电流检测单元2分别检测流入交流电动机5的电枢绕组的电流Iu、Iv、Iw，并时刻地输出至后述的3相/2轴变换单元31。顺带一提的是，可以检测电流Iu、Iv、Iw当中任意的2个，并根据前述的2个电流值来推定剩余的电流值。

(逆变器控制装置)

逆变器控制装置3是基于从前述的电流检测单元2输入的电流Iu、Iv、Iw来生成PWM信号并将该PWM信号输出至逆变器1的装置。由此，对交流电动机5的驱动进行控制。

逆变器控制装置3例如是微型计算机(Microcomputer：未图示)，读出ROM(Read Only Memory)中所存储的程序并在RAM(Random AccessMemory)中展开，且由CPU(Central Processing Unit)执行各种处理。

以下，与交流电动机5的特性相关联地依次说明逆变器控制装置3的构成。图2是表示交流电动机的电压·电流的关系的向量图。图2所示的U轴表示交流电动机5所具备的U相线圈的磁通量方向。

图2所示的d轴表示交流电动机5的磁通量方向，并取q轴与d轴正交。顺带一提的是，在进行无位置传感器控制的情况下，实际不检测d轴以及q轴位于哪个位置(也就是，交流电动机5的磁通量朝向哪个方向)。因此，将作为所推定的d轴的dc轴、以及作为所推定的q轴的qc轴设为控制轴，在该dc轴以及qc轴上进行电流控制或速度控制。

也就是，控制轴(dc轴，qc轴)是在无位置传感器控制中由控制系统推定的虚拟的轴。

如图2所示，将dc轴与d轴的相位差设为轴误差Δθ，并将dc轴与U轴的相位差设为dc轴相位θdc。d轴与交流电动机5的旋转同步地以电频率ω进行旋转，dc轴以频率推定值ω1进行旋转。顺带一提的是，电频率ω表示交流电动机5的电类(电压·电流)的频率。另外，后述的机械频率ωm表示交流电动机5的机械系统(旋转轴或轴承)旋转时的频率。

电动机电压V1是施加至交流电动机5的电压，将d轴方向的分量设为d轴电压Vd，并将q轴方向的分量设为q轴电压Vq。另外，关于电动机电压V1，将dc轴方向的分量设为dc轴电压Vdc，并将qc轴方向的分量设为qc轴电压Vqc。

电动机电流I1是交流电动机5中流动的电流，将d轴方向的分量设为d轴电流Id，并将q轴方向的分量设为q轴电流Iq。如此，交流电动机5的动作遵照以下所示的(数式1)的电压方程式。

此外，在(数式1)中，R：交流电动机5的电阻值，Ld：d轴电感，Lq：q轴电感，Ke：感应电动势常数，s：微分运算符，ω：交流电动机5的电频率。此外，所述的R，Ld，Lq，Ke是已知的值。

(数式1)

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+{\mathrm{sL}}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_d& R+{\mathrm{sL}}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ K_e\mathrm{\&omega;}\end{array}\right]$ …(数式1)

另外，关于交流电动机5的电动机扭矩τm，以下所示的(数式2)的关系成立。顺带一提的是，在(数式2)中，Pm：交流电动机5的极对数。

(数式2)

${\mathrm{\&tau;}}_m=\frac{3}{2}{P}_m{I}_q(K_e+(L_d-L_q)I_d)$ …(数式2)

如图1所示，逆变器控制装置3具备：3相/2轴变换单元31、轴误差运算单元32、PLL运算单元33、2轴/3相变换单元34、向量提取单元35、电压变动运算单元36、电压指令运算单元37、以及PWM信号产生单元38。

3相/2轴变换单元31基于从电流检测单元2输入的3相座标系的电流Iu、Iv、Iw、以及由PLL运算单元33推定的dc轴相位θdc，来计算控制系统的dc轴电流Idc以及qc轴电流Iqc。然后，3相/2轴变换单元31将计算出的dc轴电流Idc、以及qc轴电流Iqc输出至轴误差运算单元32。

轴误差运算单元32使用以下所示的(数式3)来计算轴误差Δθ，并将计算出的轴误差Δθ输出至PLL运算单元33。此外，在(数式3)中，ω1：交流电动机5的频率推定值。

(数式3)

$\mathrm{\&Delta;\&theta;}={\tan }^{-1}\left(\frac{V_{\mathrm{dc}}-(R+{\mathrm{sL}}_d)I_{\mathrm{dc}}+{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_q{I}_{\mathrm{qc}}}{V_{\mathrm{qc}}-(R+{\mathrm{sL}}_d)I_{\mathrm{qc}}-{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_q{I}_{\mathrm{dc}}}\right)$ …(数式3)

PLL(Phase Locked Loop)运算单元33使用以下所示的(数式4)来计算交流电动机5的频率推定值ω1，以使从轴误差运算单元32输入的轴误差Δθ与轴误差指令值Δθ*一致。然后，PLL运算单元33将计算出的频率推定值ω1输出至电压变动运算单元36。此外，在(数式4)中ωr*是频率指令值，K_PLL是PLL增益。

(数式4)

ω₁＝ω_r ^*-K_PLLΔθ…(数式4)

进而，PLL运算单元33使用以下所示的(数式5)来计算交流电动机5的dc轴相位θdc，并输出至3相/2轴变换单元31以及2轴/3相变换单元34。

(数式5)

${\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{dc}}=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_1}{s}$ …(数式5)

电压变动运算单元36基于从3相/2轴变换单元31输入的dc轴电流Idc以及qc轴电流Iqc、从PLL运算单元33输入的频率推定值ω1、以及从向量提取单元35输入的电压指令Vd**，来计算变动电压ΔVd、ΔVq。此外，电压变动运算单元36的细节将后述。

电压指令运算单元37基于稳态电压指令(Vd*，Vq*)、以及变动电压(ΔVd，ΔVq)，来计算电压指令(Vd**，Vq**)。

顺带一提的是，所述的d轴稳态电压指令Vd*、以及q轴稳态电压指令Vq*是在假定负荷扭矩τL不脉动的情况下的电压指令。它们能基于通常的向量控制理论来计算。

d轴变动电压ΔVd、以及q轴变动电压ΔVq是在负荷扭矩τL脉动的情况下用于抵消该脉动的变动量的电压。d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压Vq的计算方法将后述。

电压指令运算单元37将计算出的电压指令(Vd**，Vq**)输出至2轴/3相变换单元34以及向量提取单元35。

向量提取单元35由从电压指令运算单元37输入的d轴电压指令Vd**以及q轴电压指令Vq**当中提取前者，并反馈至电压变动运算单元36。

d轴电压指令Vd**、以及q轴电压指令Vq**是所述的稳态电压指令(Vd*，Vq*)与变动电压(ΔVd，ΔVq)之和，是最终的电压指令。若忽略死区(dead time)期间误差或开关的延迟等，则d轴电压指令Vd**、以及q轴电压指令Vq**等于图2所示的dc轴电压Vdc、qc轴电压Vqc。

2轴/3相变换单元34基于从电压指令运算单元37输入的d轴电压指令Vd**及q轴电压指令Vq**、以及从PLL运算单元33输入的dc轴相位θdc，来计算交流电动机5的3相电压指令Vu、Vv、Vw。

PWM(Pulse Width Modulation)信号产生单元38基于从2轴/3相变换单元34输入的3相电压指令Vu、Vv、Vw来生成进行PWM控制时的指令信号(也就是，PWM信号)，并输出至开关元件S1～S6。

由此，执行交流电动机5的无位置传感器控制以及扭矩脉动抑制控制。

<电压变动运算单元的构成>

图3是电动机驱动装置所具备的电压变动运算单元的构成图。本实施方式所涉及的电动机驱动装置100的特征在于，通过具备电压变动运算单元36从而不依赖于位置的推定精度来抑制扭矩脉动这一点。

电压变动运算单元36具有：第一电压运算单元36a、第二电压运算单元36b、相位差运算单元36c、电/机械频率换算单元36d、相位差指令运算单元36e、振幅比运算单元36f、振幅比指令运算单元36g、以及电压变动调整单元36j。

第一电压运算单元36a使用以下所示的(数式6)来计算第一电压Vn1。顺带一提的是，频率推定值ω1从PLL运算单元33(参照图1)输入，qc轴电流Iqc从3相/2轴变换单元31输入。另外，q轴电感Lq是已知的值。

(数式6)

V_n1＝ω₁L_qI_qc…(数式6)

第二电压运算单元36b使用以下所示的(数式7)来计算第二电压Vn2。顺带一提的是，电压指令Vd**从所述的向量提取单元35输入。

此外，在(数式7)的变形中，不仅使用所述的(数式6)的结果，而且用到了电压指令Vd**在理想状态下等于dc轴电压Vdc这一情况。

(数式7)

V_n2＝V_d+V_n1＝V_dc+ω₁L_qI_qc…(数式7)

相位差运算单元36c计算通过所述(数式7)求出的第二电压Vn2的机械频率分量的相位与交流电动机5的dc轴电流Idc的机械频率分量的相位之差即相位差θa。该相位差θa例如能通过傅立叶分析来求取。此外，dc轴电流Idc从3相/2轴变换单元31(参照图1)输入。

电/机械频率换算单元36d将从PLL运算单元33(参照图1)输入的频率推定值ω1除以极对数Pm，来换算成机械频率ωm。如前所述，机械频率ωm表示交流电动机5的机械系统(旋转轴或轴承)旋转时的频率。

相位差指令运算单元36e使用以下所示的(数式8)来计算相位差指令θa*。此外，机械频率ωm从电/机械频率换算单元36d输入。另外，d轴电感Ld、以及交流电动机5的电阻R是已知的值。

(数式8)

${{\mathrm{\&theta;}}_a}^{*}={\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\&omega;}}_m{L}_d}{R}\right)$ …(数式8)

振幅比运算单元36f计算所述的第二电压Vn2的机械频率分量的振幅、与交流电动机5的dc轴电流Idc的机械频率分量的振幅之比即振幅比Ga。

振幅比指令运算单元36g使用以下所示的(数式9)来计算振幅比指令Ga*。

(数式9)

${G_a}^{*}=\sqrt{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_m}^2{L_d}^2}$ …(数式9)

第一差分运算单元36h计算从相位差运算单元36c输入的相位差θa、与从相位差指令运算单元36e输入的相位差指令θa*的差分Δθa，并输出至电压变动调整单元36j。

第二差分运算单元36i计算从振幅比运算单元36f输入的振幅比Ga、与从振幅比指令运算单元36g输入的振幅比指令Ga*的差分ΔGa，并输出至电压变动调整单元36j。

电压变动调整单元36j基于从第一差分运算单元36h输入的差分Δθa、以及从第二差分运算单元36i输入的差分ΔGa，来计算d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq。

即，电压变动调整单元36j调整d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq的值，使得相位差θa与相位差指令θa*的差分Δθa为零，且振幅比Ga与振幅比指令Ga*的差分ΔGa为零。顺带一提的是，d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq是为了抵消交流电动机5的扭矩脉动而相加的值。

然后，电压指令运算单元37(参照图1)对d轴稳态电压指令Vd*相加d轴变动电压ΔVd(取和)，来计算d轴电压指令Vd**。同样地，电压指令运算单元37对q轴稳态电压指令Vq*相加q轴变动电压ΔVq(取和)，来计算q轴电压指令Vq**。

如此，电动机驱动装置100按每个规定时间来依次计算最终的电压指令(Vd**，Vq**)，执行扭矩变动抑制控制。

顺带一提的是，在所述的差分Δθa为零、且差分ΔGa为零的情况下，第二电压Vn2通过以下所示的(数式10)来唯一表现。

(数式10)

V_n2＝(R+jω_mL_d)I_dc…(数式10)

若将所述的(数式7)代入(数式10)进行整理，则以下所示的(数式11)成立。

(数式11)

V_dc-(R+jω_mL_d)I_dc+ω₁L_qI_qc＝0…(数式11)

在执行扭矩脉动抑制控制的情况下，交流电动机5的频率分量当中的扭矩脉动频率分量即机械频率分量起支配作用。这是由于，因摩擦等还包含其他的频率分量，但执行扭矩脉动抑制控制以便抵消交流电动机5的扭矩变动。

因此，若将s＝jωm代入(数式11)，则得到以下所示的(数式12)。

(数式12)

V_dc-(R+sL_d)I_dc+ω₁L_qI_qc＝0…(数式12)

若将该(数式12)代入所述的(数式3)，则轴误差Δθ的分子变为零(也就是，轴误差Δθ的值变为零)。通过将dc轴与d轴的相位差即轴误差Δθ设为零，来达成扭矩脉动抑制控制。

即，通过将差分Δθa设为零且将差分ΔGa设为零，能进行高精度的扭矩脉动的抑制。

图4是交流电动机的机械频率与相位差指令的相关图。图4所示的相关图的横轴是标准化了的机械频率ωm[pu]，纵轴是所述的相位差指令θa*[deg]。以下，使用[pu]来作为在将物理量标准化了的情况下的单位。

图4所示的实线是从所述的(数式8)求取的。另外，图4所示的○标记分别是与后述的图7、图8所示的仿真结果对应之处。

从图4所示的相关图、以及所述的(数式8)可知，相位差指令θa*具有如下性质。

(1)相位差指令θa*与机械频率ωm处于正的相关关系。也就是，随着机械频率ωm的值变大，相位差指令θa*的值(＞0)也变大。

(2)随着机械频率ωm变成高速，相位差指令θa*向90°渐近。

(3)随着机械频率ωm变成低速，相位差指令θa*向0°渐近。

(4)在机械频率ωm为0[pu]的情况下，相位差指令θa*变为0°。

图5是交流电动机的机械频率与振幅比指令的相关图。图5所示的相关图的横轴是标准化了的机械频率ωm[pu]，纵轴是所述的振幅比指令Ga*[pu]。

图5所示的实线从所述的(数式9)求出。另外，图5所示的○标记分别是与后述的图7、图8所示的仿真结果对应之处。

从图5所示的相关图、以及所述的(数式9)可知，振幅比指令Ga*具有如下性质。

(1)振幅比指令Ga*与机械频率ωm处于正的相关关系。也就是，随着机械频率ωm的值变大，振幅比指令Ga*的值(＞0)也变大。

(2)随着机械频率ωm变成高速，振幅比指令Ga*的值能以机械频率ωm与d轴电感Ld之积ωm·Ld进行线性近似。

(3)随着机械频率ωm变成低速，振幅比指令Ga*的值向交流电动机5的电阻值R渐近。

(4)在机械频率ωm为0[pu]的情况下，振幅比指令Ga*的值变为交流电动机5的电阻值R。

优选地，基于图4、图5所示的各相关关系，将电压变动运算单元36(参照图1)设定成使相位差指令θa*或振幅比指令Ga*表格化或者线性近似。由此，能在减轻运算负荷的同时执行高精度的脉动抑制控制。

图6是扭矩脉动抑制控制时的波形图。

如图6所示，在赋予了正弦波的负荷扭矩τL的状态下，从时刻t1起开始了扭矩脉动抑制控制。

此外，为了使控制系统稳定化，使在进行扭矩脉动抑制控制时的d轴变动电压ΔVd(参照图6(b))、q轴变动电压ΔVq(参照图6(c))的振幅逐渐增加。如图6(a)所示，时刻t1以后，差分扭矩Δτ被抵消，逐渐减少。

然后，在时刻t2，差分扭矩Δτ成为零(参照图6(a))，d轴变动电压ΔVd，q轴变动电压ΔVq的振幅变得恒定(参照图6(b)、图6(c))。此外，图6中的各变量的振幅·相位只是一例，实际上，交流电动机5的电动机常数取决于R、Ld、Lq、Ke、或者惯性J。

图6(f)是在图6(d)所示的q轴电流Iq的时刻t3～t4的部分放大图，图6(g)是在图6(e)所示的q轴电流的微分值sIq的时刻t3～t4的部分放大图。

如图6所示，时刻t1以后，受d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq的影响，q轴电流Iq也变动。此时，产生相位比q轴电流Iq前进了90°的q轴电流微分sIq(关于d轴侧也同样)。

通过如此进行扭矩脉动抑制控制，电动机电流始终为过渡状态。根据本实施方式，与电动机电流是否处于所述那样的过渡状态无关，结果上能生成d轴电压指令Vd**(＝Vd*+ΔVd)、q轴电压指令Vq**(＝Vq*+ΔVq)，使得抵消负荷扭矩的变动。这通过所述的(数式10)～(数式12)而明确。

<效果>

在本实施方式中电压变动运算单元36调整d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq，使得相位差θa与相位差指令θa*一致，且振幅比Ga与振幅比指令Ga*一致。在该运算过程中电流的微分值(sIdc，sIqc)不影响(参照(数式8)、(数式9))。

因此，能不受位置推定误差Δθ(参照(数式3))的影响来执行高精度的扭矩脉动控制。另外，如前所述，由于无需运算电流的微分值，因此能减轻电压变动运算单元36的处理负荷。

图7是使用本实施方式所涉及的电动机驱动装置使交流电动机低速旋转(机械频率ωm1：参照图4、图5)的情况下的波形图。此外，图7(a)～(d)的波形图中，横轴·纵轴均进行了标准化(后述的图8、图10、图11、图13、图15、图18、图19也同样)。

根据所述的(数式8)来运算第2电压Vn2的机械频率分量的相位(参照图7(c))、与dc轴电流的机械频率分量的相位(参照图7(d))的差分θa1*，执行了扭矩脉动抑制控制。

由此，即使在负荷扭矩τL变动了的情况下(参照图7(a))，也赋予电动机扭矩τm以抵消该变动(参照同图)，因此扭矩变动Δτ维持了大致零的状态(参照图7(b))。此外，在图7(a)中，电动机扭矩τm与负荷扭矩τL大致一致的状态持续。

图8是使用本实施方式所涉及的电动机驱动装置使交流电动机高速旋转(机械频率ωm2＞ωm1：参照图4、图5)的情况下的波形图。即使在使交流电动机5高速旋转的情况下，也与前述的情况同样地，扭矩变动Δτ变为了大致零(参照图8(b))。

顺带一提的是，图7·图8的仿真结果与图4·图5的特性一致，可知所述的(数式8)、(数式9)正确。

<比较例>

将所述的专利文献2中记载的技术作为比较例进行说明。在该比较例中，在将交流电动机5的电流微分值设为了零的情况下，得到以下所示的(数式13)。(数式13)是在所述的(数式3)中设为了电流微分值sIdc＝0、sIqc＝0而得到的。

顺带一提的是，电流微分值通过将电流检测值除以采样时间来求取，另外还可以使用不完全微分来求取。但由于前者抗检测噪声弱，后者会产生延迟，因此存在会使控制系统不稳定化的可能性。故即使将它们应用于无位置传感器控制，也难以消除位置推定误差。

(数式13)

$\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_c={\tan }^{-1}\left(\frac{V_{\mathrm{dc}}-{\mathrm{RI}}_{\mathrm{dc}}+{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_q{I}_{\mathrm{qc}}}{V_{\mathrm{qc}}+{\mathrm{RI}}_{\mathrm{qc}}-{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_q{I}_{\mathrm{dc}}}\right)$ …(数式13)

图17是比较例(专利文献2)所涉及的电动机驱动装置所具备的电压变动运算单元的构成图。

电压变动运算单元36K所具有的差分扭矩推定单元36x将使用(数式13)而算出的近似轴误差Δθc作为输入，并使用以下所示的(数式14)来计算差分扭矩Δτ。此外，在(数式14)中，τm：电动机扭矩，τL：负荷扭矩。

(数式14)

Δτ＝τ_m-τ_L…(数式14)

比较例所涉及的电压变动调整单元36y使用以下所示的(数式15)来计算d轴电压变动ΔVd、q轴电压变动ΔVq。此外，在(数式15)中，J：交流电动机的惯性，ωm：交流电动机的机械频率。

(数式15)

$\mathrm{\&Delta;\&tau;}=\frac{{{\mathrm{J\&omega;}}_m}^2}{P_m}\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_c$ …(数式15)

电压变动调整单元36y调整d轴变动电压ΔVd、以及q轴变动电压ΔVq，以使差分扭矩Δτ为零。如前所述，若执行扭矩脉动抑制控制则q轴电流Iq变动，因此会产生相位比q轴电流Iq前进了90°的q轴电流微分sIq(参照图6(f)、图6(g))。

其结果，相对于所述的(数式3)，(数式13)产生位置推定误差。该位置推定误差通过(数式15)来产生差分扭矩Δτ的推定误差，因此在比较例中，脉动抑制效果会变弱。

图18是使用比较例所涉及的电动机驱动装置使交流电动机低速旋转(机械频率ωm1)的情况下的波形图。如图18的区间A1所示，第2电压Vn2(参照图18(c))与dc轴电流Idc(参照图18(d))同步。

图19是使用比较例所涉及的电动机驱动装置使交流电动机高速旋转(机械频率ωm2＞ωm1)的情况下的波形图。关于图19，可谓与图18相同。

如此，在比较例中，第2电压Vn2与dc轴电流Idc的相位差θa(未图示)与机械频率ωm无关地变为零。其理由能通过以下来说明。

不限于该比较例，在现有的扭矩脉动抑制控制中，忽略所述的(数式3)的电流微分的项(也就是，sIdc)，进行了扭矩脉动抑制控制，使得(数式13)的分子向零渐近。即，基于以下所示的(数式16)来进行了控制。

(数式16)

V_dc-RI_dc+ω₁L_qI_qc＝0…(数式16)

根据所述的(数式7)以及(数式16)，得到以下所示的(数式17)。

(数式17)

V_n2＝RI_dc…(数式17)

(数式17)所示的交流电动机5的电阻值R是实数。因此，第2电压Vn2与dc轴电流Idc的相位差θa变为零。

如此，在比较例所涉及的扭矩脉动抑制中，与电流波形是否始终处于过渡状态无关(也就是，与电流微分sIdc是否不为零无关)，对此忽略来进行了控制。因此，存在剩余差分扭矩Δτ的推定误差而无法充分抑制扭矩脉动的可能性(参照图18(b)、图19(b))。

与此相对，在本实施方式中，不使用比较例中说明的近似轴误差Δθc，而直接使用dc轴电压Vdc或qc轴电流Iqc来计算相位差指令θa*以及振幅比指令Ga*(参照(数式8)、(数式9))。然后，调整了d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq，使得相位差θa与相位差指令θa*一致，振幅比Ga与振幅比指令Ga*一致。

因此，不仅无需计算电流微分sIdc等，而且能不依赖位置推定精度来进行高精度的扭矩脉动抑制控制。进而，由于无需进行微分运算，因此能在避免噪声的影响或响应延迟的同时，减轻电压变动运算单元36的处理负荷。

《第2实施方式》

第2实施方式在取代第1实施方式中说明的第一电压运算单元36a以及第二电压运算单元36b而具备第三电压运算单元36k这一点上不同。另外，在第2实施方式中，对第一差分运算单元36h输入90°作为相位差指令、且对第二差分运算单元36i输入ωm·Ld作为振幅比指令，这一点与第1实施方式不同。因此，针对该不同部分进行说明，并针对与第1实施方式重复的部分省略说明。

图9是本实施方式所涉及的电动机驱动装置所具备的电压变动运算单元的构成图。图9所示的第三电压运算单元36k使用以下所示的(数式18)来计算第三电压Vn3。

(数式18)

V_n3＝V_n2-RI_dc＝V_dc+ω₁L_qI_qc-RI_dc…(数式18)

在此，在(数式18)的变形中，使用了所述的(数式7)。相位差运算单元36c计算第三电压Vn3的机械频率分量的相位、与dc轴电流Idc的机械频率分量的相位的相位差θa。

振幅比运算单元36f计算第三电压Vn3的机械频率分量的振幅、与dc轴电流Idc的机械频率分量的振幅的振幅比Ga。

电压变动调整单元36j调整d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq，直到相位差θa成为90°且振幅比Ga成为机械频率ωm与d轴电感Ld之积ωm·Ld为止。

说明上述构成的动作原理。在相位差θa成为90°且振幅比Ga成为积ωm·Ld时，第三电压Vn3通过以下所示的(数式19)来唯一表现。

(数式19)

V_n3＝jω_mL_dI_dc…(数式19)

基于(数式18)以及(数式19)，第1实施方式中说明的(数式11)成立。如前所述，若(数式11)成立，则达成扭矩脉动抑制控制。

图10是使交流电动机低速旋转(机械频率ωm1)的情况下的波形图，图11是使交流电动机高速旋转(机械频率ωm2＞ωm1)的情况下的波形图。如图10(c)和图10(d)、图11(c)和图11(d)所示可知，在第三电压Vn3与机械频率ωm无关的情况下相位比dc轴电流前进了90°。

<效果>

根据本实施方式，能以90°来将相位差指令θa*固定化，并将振幅比指令Ga*以ωm·Ld进行线性化。然后，基于使用(数式18)而运算出的第三电压Vn3来计算d轴变动电压ΔVd、q轴变动电压ΔVq。顺带一提的是，该计算通过乘法以及减法就足够。

另一方面，在所述的第1实施方式中，在对(数式8)的相位差指令θa*、(数式9)的振幅比指令Ga*进行运算时，需要进行包含反正切函数以及根号在内的运算。

因此，本实施方式与第1实施方式比较，能在减轻运算负荷的同时，执行高精度的扭矩脉动抑制控制。

《第3实施方式》

第3实施方式在取代第2实施方式中说明的相位差运算单元36c以及振幅比运算单元36f而电压变动运算单元36B具备差分电压运算单元36p这一点、以及具备90度前进单元36m以及电流微分项电压运算单元36n这一点不同。另外，相对于在第2实施方式中向电压变动调整单元36j的输入是差分Δθa、ΔGa，在第3实施方式中向电压变动调整单元36j的输入是差分电压ΔV这一点不同。因此，针对该不同的部分进行说明，并针对与第2实施方式重复的部分省略说明。

图12是本实施方式所涉及的电动机驱动装置所具备的电压变动运算单元的构成图。

90度前进单元36m输出将dc轴电流Idc的相位前进了90°后的电流Idc’。信号Idc’由以下所示的(数式20)来表现。

(数式20)

I_dc′＝jI_dc…(数式20)

尽管电压变动调整单元36j的输入信号与第2实施方式不同，但其功能本身与第2实施方式的情况相同。电流微分项电压运算单元36n计算以下所示的(数式21)的电流微分项电压Vnd。在此，在(数式21)的变形中使用了所述的(数式20)。

(数式21)

V_nd＝ω_mL_dI_dc′＝jω_mL_dI_dc…(数式21)

电压变动调整单元36j调整d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq，直到第三电压Vn3与电流微分项电压Vnd的差分电压ΔV成为零为止。差分电压ΔV通过以下所示的(数式22)来表现。在此，在(数式22)的变形中使用了所述的(数式18)以及(数式21)。

(数式22)

ΔV＝V_n3-V_nd＝V_dc+ω₁L_qI_qc-RI_dc-jω_mL_dI_dc…(数式22)

在以(数式22)所计算的差分电压ΔV成为零时，(数式11)明显成立。如前所述，若(数式11)成立，则达成扭矩脉动抑制控制。

图13是使交流电动机低速旋转(机械频率ωm1)的情况下的波形图。从图13所示的时刻t1起开始了扭矩脉动抑制控制。如图13(b)所示可知，随着时间经过，差分电压ΔV向零渐近，抑制了扭矩脉动。

<效果>

在本实施方式中，具有若进行调整使得仅差分电压ΔV为零则将得到高的脉动抑制效果这一特长。这是因为，所述的(数式22)的差分电压ΔV与第1实施方式中说明的(数式3)的分子相等，即与轴误差Δθ成正比关系。

在图13中还可知，差分电压ΔV(参照图13(c))与轴误差Δθ(参照图13(d))成正比关系。由于两者处于这样的正比关系，因此电压变动调整单元36j能不将图17中说明的比较例的电压变动调整单元36K变更其构成地进行应用。因此，能简化·缩短控制系统的设计。

《第4实施方式》

第4实施方式与第1实施方式比较，在电压变动运算单元36C具备低通滤波器36q这一点不同。另外，相对于在第1实施方式中向电压变动调整单元36j的输入是差分Δθa，在第4实施方式中向电压变动调整单元36j的输入是差分电流ΔI，这一点不同。因此，针对该不同的部分进行说明，并针对与第1实施方式重复的部分省略说明。

图14是本实施方式所涉及的电动机驱动装置所具备的电压变动运算单元的构成图。

低通滤波器36q使用第2电压Vn2来计算以下所示的(数式23)的滤波器输出值I_LF。

(数式23)

$I_{\mathrm{LF}}=\frac{V_{n2}}{R+j{\mathrm{\&omega;}}_m{L}_d}$ …(数式23)

差分电流运算单元36r计算来自低通滤波器36q的滤波器输出值I_LF与交流电动机5的dc轴电流Idc的差分，并作为差分电流ΔI输出至电压变动调整单元36j。

此外，差分电流ΔI通过以下所示的(数式24)来表现。在此，在(数式24)的变形中使用了所述的(数式7)以及(数式23)。

(数式24)

$\mathrm{\&Delta;I}=I_{\mathrm{LF}}-I_{\mathrm{dc}}=\frac{V_{\mathrm{dc}}+{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_q{L}_{\mathrm{qc}}}{R+j{\mathrm{\&omega;}}_m{L}_d}-I_{\mathrm{dc}}$ …(数式24)

电压变动调整单元36j调整d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq，直到从差分电流计算单元输入的差分电流ΔI的值成为零为止。即电压变动调整单元36j在将低通滤波器36q的时间常数(Ld/R)设为交流电动机5的电时间常数时，进行控制以使所述的滤波器输出值I_LF与交流电动机5的dc轴电流Idc的相位差成为零且振幅比成为1。

在(数式24)所示的差分电流ΔI成为零时，第1实施方式中说明的(数式11)明显成立。如前所述，若(数式11)成立，则达成扭矩脉动抑制控制。

图15是使交流电动机低速旋转(机械频率ωm1)的情况下的波形图。从图15所示的时刻t1起开始了扭矩脉动抑制控制。如图15(c)、图15(d)所示可知，从时刻t1起随着时间经过，滤波器值I_LF与dc轴电流Idc同步。特别是在时刻0.9以后，所述二者大致完全同步。

<效果>

在本实施方式中，使用由低通滤波器36q滤波后的电流来计算差分电流ΔI，并仅将该差分电流ΔI输入至电压变动调整单元36j。因此，与第1实施方式比较，电压变动调整单元36j的运算负荷变小。此外，通过设定成使滤波器时间常数Ld/R变小，能防止响应延迟。

《第5实施方式》

在本实施方式中，针对由所述各实施方式(例如，第1实施方式)所涉及的电动机驱动装置100驱动的压缩机61来进行说明。此外，作为一例，针对在冷冻空调系统6的冷媒回路中设置压缩机61的情况进行说明。

图16是具备本实施方式所涉及的压缩机驱动装置的冷冻空调系统的构成图。

冷冻空调系统6成为了压缩机61、室外热交换器62、膨胀阀63、以及室内热交换器64以配管连接成环状的构成。

压缩机61对经由配管a1而吸入的低温低压的冷媒进行压缩使其成为高温高压的冷媒，并经由配管a2向室外机62喷射。此外，在该压缩机61中，设置有由所述电动机驱动装置100驱动的交流电动机5。

室外热交换器62对从压缩机61流入的高温高压的冷媒、以及从风扇(未图示)送来的外部气体进行热交换。在室外热交换器62中流通的冷媒散热至外部气体，并凝缩。

膨胀阀63使经由配管a3从室外机62流入的中温高压的冷媒膨胀，以成为低温低压的冷媒。室内热交换器64对经由配管a4流入的低温低压的冷媒、以及从送风风扇(未图示)供应的室内空气进行热交换。在室内热交换器64中流通的冷媒从室内空气吸热而蒸发，并经由配管a5回流至压缩机61。另一方面，散热至冷媒的室内空气由送风风扇送至室内。由此，能进行制冷运行。

顺带一提的是，可以在压缩机61的下游侧设置用于切换冷媒流通的方向的四角阀(未图示)。通过切换该四角阀来改变冷媒流通的方向，还能进行制热运行。

<效果>

在压缩机61中，与压缩行程同步，交流电动机5的负荷扭矩τL脉动。在所述的比较例中，存在脉动抑制效果因位置推定误差而变弱这样的问题。

与此相对，在本实施方式中，不使用位置推定值而基于电压·电流的相位差·振幅比来优化输出电压的变动量。因此，能降低对位置推定误差的灵敏度(依存度)，大幅度提高脉动抑制效果。其结果，与现有技术相比，能大幅度减少压缩机61的振动或噪声。

《变形例》

尽管以上通过各实施方式来说明了本发明所涉及的电动机驱动装置100，但本发明的实施方式不限于此，能进行各种变更。

例如，尽管在第1实施方式中，说明了使用(数式8)、(数式9)来运算相位差指令θa*以及振幅比指令Ga*的情况，但不限于此。即，即使在逆变器控制装置3的运算性能不足的情况下，使用相位差指令θa*以及振幅比指令Ga*当中的任一者，也能得到脉动抑制效果。由于所述的(数式8)的相位差指令θa*包含反正切函数，(数式9)的振幅比指令Ga*包含根号，因此较之于加法·减法，运算负荷高。

若使用相位差指令θa*以及振幅比指令Ga*当中的任一者，则与使用两者的情况相比，能减轻运算负荷。

另外，尽管在第2实施方式中，针对调整d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq直到第三电压Vn3的相位与dc轴电流Idc的相位的相位差θa成为90°且第三电压Vn3的振幅与dc轴电流Idc的振幅的振幅比Ga成为积ωm·Ld为止的情况进行了说明，但不限于此。

即，也可以调整d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq(也就是，不计算振幅比Ga)使得相位差θa成为90°。

另外，也可以调整d轴变动电压ΔVd以及q轴变动电压ΔVq(也就是，不计算相位差θa)使得振幅比Ga成为机械频率ωm与d轴电感Ld之积ωm·Ld。

在此情况下，能在将运算负荷降低得比第2实施方式更低的同时执行扭矩脉动抑制控制。

另外，尽管在所述各实施方式中，说明了压缩机61的扭矩脉动频率与机械频率ωm之比为1的情况，但不限于此。即，优选地，考虑作为交流电动机5的驱动对象的设备的构造，适当变更扭矩脉动频率与机械频率ωm之比。

例如，在对具备减速比k的变速机(未图示)的压缩机61进行驱动的情况下，优选将所述的(数式8)以及(数式9)的ωm再次置换成ωm/k。

另外，抑制高阶的扭矩脉动频率分量的情况也同样。例如，在抑制n阶的扭矩脉动频率的情况下，优选将(数式8)以及(数式9)的ωm再次置换成n·ωm。

另外，尽管在所述各实施方式中说明了使用同步电动机作为交流电动机5的情况，但不限于此。即，即使使用感应电动机作为交流电动机5，也能以与所述各实施方式同样的方法来执行高精度的扭矩脉动抑制控制。

另外，尽管在所述各实施方式中说明了以无位置传感器方式来控制交流电动机5的情况，但不限于此。即，还能应用于利用了霍尔元件等的位置传感器的情况。在使用位置传感器的情况下，不需要所述的轴误差运算单元32(参照图1)，能直接求取d轴电压Vd、q轴电压Vq、d轴电流Id、以及q轴电流Iq。

在将其应用于第1实施方式的情况下，逆变器控制装置3基于从电流检测单元2输入的电流值来计算交流电动机5的电频率、q轴电感、以及q轴电流之积作为第一电压，计算所述第一电压与交流电动机5的d轴电压之和作为第二电压，并执行以下所示的(A)和/或(B)的控制。

(A)进行控制以使所述第二电压的机械频率分量的相位和交流电动机5的d轴电流的机械频率分量的相位之差即相位差与交流电动机5的机械频率具有正的相关关系。

(B)进行控制以使所述第二电压的机械频率分量的振幅和交流电动机5的d轴电流的机械频率分量的振幅之比即振幅比与交流电动机5的机械频率具有正的相关关系。

在如此使用位置传感器的情况下，也能应用于第2实施方式～第5实施方式中。顺带一提的是，在所述各实施方式中，作为所推定的“d轴”记载为“dc轴”，作为所推定的“q轴”记载为“qc轴”。

另外，尽管在第5实施方式中，针对在冷冻空调系统6的压缩机61中设置由电动机驱动装置100驱动的交流电动机5的情况进行了说明，但不限于此。即，能应用于利用了交流电动机5的所有设备以及系统。

符号说明

100  电动机驱动装置

1  逆变器

2  电流检测单元

3  逆变器控制装置(控制单元)

31  3相/2轴变换单元

32  轴误差运算单元

33  PLL运算单元

34  2轴/3相变换单元

35  向量提取单元

36、36A、36B、36C  电压变动运算单元(控制单元)

36a  第一电压运算单元

36b  第二电压运算单元

36c  相位差运算单元

36d  电/机械频率换算单元

36e  相位差指令运算单元

36f  振幅比运算单元

36g  振幅比指令运算单元

36h  第一差分运算单元

36i  第二差分运算单元

36j  电压变动调整单元

36k  第三电压运算单元

36m  90度前进单元

36n  电流微分项电压运算单元

36p  差分电压运算单元

36q  低通滤波器

36r  差分电流运算单元

37  电压指令运算单元

38  PWM信号产生单元

4  直流电源

5  交流电动机

61  压缩机

S1、S2、S3、S4、S5、S6  开关元件

Claims (9)

1.一种电动机驱动装置，具备：

逆变器，其将从直流电源输入的直流电压变换成交流电压；

控制单元，其通过向所述逆变器的开关元件输出控制信号，来驱动交流电动机；以及

电流检测单元，其检测所述逆变器的电流值，并输出至所述控制单元，

所述控制单元，基于从所述电流检测单元输入的所述电流值，计算所述交流电动机的电频率、q轴电感、与q轴电流之积作为第一电压，计算所述第一电压与所述交流电动机的d轴电压之和作为第二电压，并执行以下所示的(A)和/或(B)的控制：

(A)与所述交流电动机的机械频率相对应地控制所述第二电压的机械频率分量的相位与所述交流电动机的d轴电流的机械频率分量的相位之差即相位差，使其与该机械频率具有正的相关关系，

(B)与所述交流电动机的机械频率相对应地控制所述第二电压的机械频率分量的振幅与所述交流电动机的d轴电流的机械频率分量的振幅之比即振幅比，使其与该机械频率具有正的相关关系。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述相位差与所述机械频率的所述相关关系被设定为：

所述相位差随着所述机械频率减少而向0°渐近，

所述相位差随着所述机械频率增加而向90°渐近。

3.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述控制单元使用以下所示的(数式8)来计算所述相位差的指令值即相位差指令θa*，并与所述机械频率相对应地控制所述相位差使其与所述相位差指令θa*一致，

(数式8)

${{\mathrm{\&theta;}}_a}^{*}={\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\&omega;}}_m{L}_d}{R}\right)$ …(数式8)

其中，ωm：机械频率，Ld：d轴电感，R：电阻值。

4.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述振幅比与所述机械频率的所述相关关系被设定为：

所述振幅比随着所述机械频率减少而向所述交流电动机的电阻值渐近，

所述振幅比随着所述机械频率增加而向所述机械频率与d轴电感之积渐近。

5.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述控制单元使用以下所示的(数式9)来计算所述振幅比的指令值即振幅比指令Ga*，并与所述机械频率相对应地控制所述振幅比使其与所述振幅比指令Ga*一致，

(数式9)

${G_a}^{*}=\sqrt{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_m}^2{L_d}^2}$ …(数式9)

其中，ωm：机械频率，Ld：d轴电感，R：电阻值。

6.一种电动机驱动装置，具备：

逆变器，其将从直流电源输入的直流电压变换成交流电压；

控制单元，其通过向所述逆变器的开关元件输出控制信号，来驱动交流电动机；以及

电流检测单元，其检测所述逆变器的电流值，并输出至所述控制单元，

所述控制单元，基于从所述电流检测单元输入的所述电流值，计算所述交流电动机的电频率、q轴电感、与q轴电流之积作为第一电压，计算所述第一电压与所述交流电动机的d轴电压之和作为第二电压，计算从所述第二电压中减去所述交流电动机的电阻与d轴电流之积后得到的值作为第三电压，并执行以下所示的(C)和/或(D)的控制：

(C)进行控制以使所述第三电压的机械频率分量的相位与所述d轴电流的机械频率分量的相位之差即相位差成为90°，

(D)进行控制以使所述第三电压的机械频率分量的振幅与所述d轴电流的机械频率分量的振幅之比即振幅比成为所述交流电动机的机械频率与d轴电感之积。

7.一种电动机驱动装置，具备：

逆变器，其将从直流电源输入的直流电压变换成交流电压；

控制单元，其通过向所述逆变器的开关元件输出控制信号，来驱动交流电动机；以及

电流检测单元，其检测所述逆变器的电流值，并输出至所述控制单元，

所述控制单元，基于从所述电流检测单元输入的所述电流值，计算所述交流电动机的电频率、q轴电感、与q轴电流之积作为第一电压，计算所述第一电压与所述交流电动机的d轴电压之和作为第二电压，计算从所述第二电压中减去所述交流电动机的电阻与d轴电流之积后得到的值作为第三电压，计算使所述d轴电流的相位前进了90°后的电流、所述交流电动机的机械频率、与d轴电感之积作为电流微分项电压，并进行控制以使所述第三电压与所述电流微分项电压之差成为零。

8.一种电动机驱动装置，具备：

逆变器，其将从直流电源输入的直流电压变换成交流电压；

控制单元，其通过向所述逆变器的开关元件输出控制信号，来驱动交流电动机；以及

电流检测单元，其检测所述逆变器的电流值，并输出至所述控制单元，

所述控制单元，基于从所述电流检测单元输入的所述电流值，计算所述交流电动机的电频率、q轴电感、与q轴电流之积作为第一电压，计算所述第一电压与所述交流电动机的d轴电压之和作为第二电压，在将经由低通滤波器后的所述第二电压的输出作为滤波器输出值、且将所述低通滤波器的时间常数作为所述交流电动机的电时间常数时，进行控制以使所述滤波器输出值与所述交流电动机的d轴电流的相位差成为零且振幅比成为1。

9.一种压缩机，将由权利要求1～8中任一项所述的电动机驱动装置驱动的所述交流电动机作为驱动源。

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