CN103401493A - 永磁同步电主轴驱动控制系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种永磁同步电主轴驱动控制系统和方法。本系统采用位置观测模块对无传感永磁同步电机进行矢量控制。该位置观测模块包含了电机模型模块、反电动势估计模块和角度反算器；该反电动势估计模块是基于包含了电角速度极点的内模控制原理而实现的。本发明的永磁同步电主轴驱动控制系统和方法，可准确的观测转子的实际角度，从而提高了永磁同步电主轴的运行性能。

Description

永磁同步电主轴驱动控制系统和方法

技术领域

本发明涉及工业控制领域，特别是涉及一种永磁同步电主轴驱动控制系统和方法。

背景技术

电主轴是机床行业的核心部件，随着装备制造业的不断发送，自动化机床对电主轴刚度、角速度和精度的要求越来越高。传统的机床使用异步电主轴，由于异步电主轴本身励磁原理造成的转差率，会随着电主轴转矩负载的增加而增加，因此会降低加工刚度和加工效率，例如，机床行业应用的传统感应式电主轴（属于异步电主轴），在中低速段（10000转每分钟到30000转每分钟）转速范围内，当机床进给角速度加快时，主轴转速严重下降，不能满足加工工件的质量要求。

采用永磁同步电主轴克服了异步电主轴的缺点，在调速范围内可以根据负载状况输出相应的转矩而不降低转速。但是永磁同步电主轴驱动策略需要转子实际位置信息，目前采用直流无刷传感器控制，通过观测电主轴旋转时反电动势的过零点时刻，估算转子的大概位置。然而安装传感器成本较高，采用直流无刷传感器，仅适用于直流无刷电主轴，且对转子位置的估计比较粗略，位置估算准确率低。

发明内容

基于此，有必要针对目前的直流无刷传感器对转子位置估算准确率低的问题，提供一种能提高观测准确率的永磁同步电主轴驱动控制系统。

提供一种能提高观测准确率的永磁同步电主轴驱动控制方法。

一种永磁同步电主轴驱动控制系统，包括：

位置观测模块，用于观测同步电主轴转子的实际角度；

微分器，用于对所述同步电主轴转子的实际角度微分得到转子实际角速度；

速度调整器，用于根据指令角速度与所述转子实际角速度之差计算q轴指令电流；

q轴电流控制器，用于根据q轴指令电流与正交旋转坐标系的q轴电流分量之差计算正交旋转坐标系下q轴电压分量；

d轴电流控制器，用于根据d轴指令电流与正交旋转坐标系的d轴电流分量之差计算正交旋转坐标系下d轴电压分量；

iPark模块，用于根据所述转子的实际角度，将所述q轴电压分量、d轴电压分量转化为正交固定坐标系下的实际电压；

iClark模块，用于将所述正交固定坐标系下的实际电压转化为同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量；

PWM模块，用于根据所述同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量计算驱动所述同步电主轴旋转的PWM输出；

Clark模块，用于将所述同步电主轴的实际运行的三相固定坐标系下的电流中至少两相电流转化为正交固定坐标系下的实际电流；

Park模块，用于根据转子的实际角度，将所述正交固定坐标系下的实际电流转化为所述正交旋转坐标系下的q轴电流分量和d轴电流分量；

所述位置观测模块包含了电机模型模块、反电动势估计模块和角度反算器；所述反电动势估计模块是基于包含了电角速度极点的内模控制原理而实现的；

以及将所述正交固定坐标系下的实际电压与所述反电动势之差输入所述电机模型模块得到观测电流，将所述观测电流与所述实际电流之差输入所述反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

一种永磁同步电主轴驱动控制方法，包括：

速度调整器、q轴电流控制器、d轴电流控制器、iPark模块、iClark模块、PWM模块、同步电主轴、Clark模块、Park模块、位置观测模块、微分器，所述速度调整器、q轴电流控制器、iPark模块、iClark模块、PWM模块、同步电主轴、Clark模块、Park模块依次相连，所述位置观测模块分别与所述iPark模块、Clark模块、Park模块、微分器相连，所述d轴电流控制器与所述iPark模块相连，所述位置观测模块包含了电机模型模块和反电动势估计模块；所述反电动势估计模块是基于包含了电角速度极点的内模控制原理而实现的；

将指令角速度与所述位置观测模块观测的所述同步电主轴转子的实际角速度之差通过所述输入所述速度调整器得到q轴指令电流，将q轴指令电流与正交旋转坐标系的q轴电流分量之差输入所述q轴电流控制器得到正交旋转坐标系下q轴电压分量，将d轴指令电流与正交旋转坐标系的d轴电流分量之差输入所述d轴电流控制器得到正交旋转坐标系下d轴电压分量，将所述q轴电压分量、d轴电压分量和观测所述同步电主轴转子的实际角度通过所述iPark模块转化为正交固定坐标系下的实际电压，将所述正交固定坐标系下的实际电压通过所述iClark模块转化为同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量，将所述同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量通过所述PWM模块输出驱动所述同步电主轴旋转，将所述同步电主轴的实际运行的三相固定坐标系下的电流中至少两相电流经过所述Clark模块转化为正交固定坐标系下的实际电流，再将所述正交固定坐标系下的实际电流和观测所述同步电主轴转子的实际角度通过所述Park模块转化为所述正交旋转坐标系下的q轴电流分量和d轴电流分量，将所述正交旋转坐标系下的q轴电流分量返回至所述q轴指令电流处，将所述正交旋转坐标系下的d轴电流分量返回至所述d轴指令电流处；

将所述正交固定坐标系下的实际电压与所述反电动势之差输入所述电机模型模块得到观测电流，将所述观测电流与所述实际电流之差输入所述反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

上述永磁同步电主轴驱动控制系统和方法，可准确的观测转子的实际角度，从而提高了永磁同步电主轴的运行性能。

附图说明

图1为第一实施例中一种永磁同步电主轴驱动控制系统的结构框图；

图2为位置观测模块观测转子的实际角度的框图；

图3为第二实施例中永磁同步电主轴驱动控制系统的结构框图；

图4为第三实施例中永磁同步电主轴驱动控制系统的结构框图；

图5为位置观测模块观测转子的实际角度得到修正处理的框图；

图6为第四实施例中永磁同步电主轴驱动控制系统的结构框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，为第一实施例中一种永磁同步电主轴驱动控制系统的结构框图。该永磁同步电主轴驱动控制系统，包括速度调整器、q轴电流控制器、d轴电流控制器、iPark模块、iClark模块、PWM模块、同步电主轴、Clark模块、Park模块、位置观测模块、微分器。其中，该速度调整器、q轴电流控制器、iPark模块、iClark模块、PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调节）模块、同步电主轴、Clark模块、Park模块依次相连，该位置观测模块分别与该iPark模块、Clark模块、Park模块、微分器相连，该d轴电流控制器与该iPark模块相连。

该位置观测模块用于观测该同步电主轴转子的实际角度；该微分器用于对该转子角度微分得到转子的实际角速度。该位置观测模块包括电机模型模块、反电动势估计模块和角度反算器；该反电动势估计模块是基于包含了电角速度极点的内模控制原理而实现的。

参图1，该永磁同步电主轴驱动控制系统包括外部的速度环和内部的电流环两个闭环环路。速度调整器、q轴电流控制器、d轴电流控制器、iPark模块、iClark模块、PWM模块、同步电主轴、Clark模块、位置观测模块、微分器构成速度环；速度调整器、q轴电流控制器、d轴电流控制器、iPark模块、iClark模块、PWM模块、同步电主轴、Clark模块、Park模块、位置观测模块、微分器构成电流环。其中，ω^*为外部给永磁同步电主轴驱动器的指令速度；I_d ^*、I_q ^*为电流环的指令电流；U_d、U_q分别表示正交旋转坐标系下的d轴和q轴电压分量；U_α、U_β分别表示正交固定坐标系下的实际电压的分量；U_u、U_v、U_w分别表示电主轴三相固定坐标系下的电压分量；I_d、I_q分别表示正交旋转坐标系的d轴和q轴电流分量；I_α、I_β表示正交固定坐标系下的实际电流的分量；θ表示通过位置观测模块（即无传感器观测模块）观测到的同步电主轴转子的实际角度，ω表示对观测的实际角度求微分后的结果，即同步电主轴的实际角速度。

上述永磁同步电主轴驱动控制系统的工作过程为：将指令角速度ω^*与该转子实际角速度ω之差通过该输入该速度调整器得到q轴指令电流I_q ^*，将q轴指令电流I_q ^*与正交旋转坐标系的q轴电流分量I_q之差输入该q轴电流控制器得到正交旋转坐标系下q轴电压分量U_q，将d轴指令电流I_d ^*与正交旋转坐标系的d轴电流分量I_d之差输入该d轴电流控制器得到正交旋转坐标系下d轴电压分量U_d，将该q轴电压分量U_q、d轴电压分量U_d和该转子的实际角度θ通过该iPark模块转化为正交固定坐标系下的实际电压的分量U_α、U_β，将该正交固定坐标系下的实际电压的分量U_α、U_β通过该iClark模块转化为同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量U_u、U_v、U_w，将该同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量U_u、U_v、U_w通过该PWM模块输出驱动该同步电主轴旋转，将该同步电主轴的实际运行的三相固定坐标系下的电流I_u、I_v、I_w中至少两相电流经过该Clark模块转化为正交固定坐标系下的实际电流I_α、I_β，再将该正交固定坐标系下的实际电流I_α、I_β和该转子的实际角度ω通过该Park模块转化为该正交旋转坐标系下的q轴电流分量I_q和d轴电流分量I_d，将该正交旋转坐标系下的q轴电流分量I_q返回至该q轴指令电流I_q ^*处，将该正交旋转坐标系下的d轴电流分量I_d返回至该d轴指令电流I_d ^*处。

其中，外部输入的指令速度ω^*与该转子实际角速度ω之差输入速度调整器，根据经典反馈控制的原理，速度环的效果是实现ω^*和ω的完全跟随，经过速度调整器控制后的输出是电流环q轴指令电流I_q ^*，基于永磁同步电主轴的转矩特性方程如式（1）：

T_e＝1.5p[ψ_fI_q+(L_d-L_q)I_dI_q]    (1)

式（1）中，p代表同步电主轴的极对数，ψ_f为转子磁链，L_d、L_q分别为d轴和q轴的电感，对于永磁同步隐极式电机，L_d和L_q相等，因此转矩特性方程可以简化为式（2）：

T_e＝1.5pψ_fI_q    (2)

由永磁同步电主轴的转矩特性方程式（2）可知，I_d不影响同步电主轴转矩。为了降低同步电主轴运行时的铜损和铁损，将d轴指令电流I_d ^*设为零，通过速度调整器的输出I_q ^*直接调节电磁的转矩。电流环q轴和d轴调整器分别控制q轴电流分量跟随q轴指令电流和d轴电流分量跟随d轴指令电流，实现动态调整d轴电流分量和q轴电流分量。

该位置观测模块还用于根据该正交固定坐标系下的实际电压和实际电流观测得到该同步电主轴运行时的反电动势，再通过该反电动势和转子磁链及转子角度的函数关系得到该同步电主轴的转子实际角度。

具体的，首先根据同步电主轴的实际相电阻R_a和相电感L_a建立在正交固定坐标系下的电压平衡方程如式（3）：

$\left[\begin{array}{c}{U}_a\\ U_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{PL}}_a& 0\\ 0& R_a+{\mathrm{PL}}_a\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

将式（3）经整理得到同步电主轴在正交固定坐标系下的状态方程组：

$P\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_a}{L_a}& 0\\ 0& -\frac{R_a}{L_a}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\frac{1}{L_a}\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\α}}\\ U_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-\frac{1}{L_a}\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(4\right)$

式（4）中，P代表微分算子，I_α、I_β分别是正交固定坐标系下两个坐标轴投影方向的电流值（即正交固定坐标系下的实际电流的分量），也是永磁同步电主轴驱动控制系统的状态变量。U_α和U_β是固定正交坐标系下驱动器输出的电压（即正交固定坐标系下的实际电压的分量）。e_α和e_β分别是正交固定坐标系的反电动势的两个轴的投影。因式（5）

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}=P{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{f\α}}=-\mathrm{p\ω}{\mathrm{\ψ}}_f\sin \mathrm{\θ}\\ e_{\mathrm{\β}}=P{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{f\β}}=p{\mathrm{\ω\ψ}}_f\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right.---\left(5\right)$

式（5）中，P为微分算子，p为同步电主轴的极对数，ω为转子转速，ψ_fα，ψ_fβ分别是永磁体的转子磁链在正交固定坐标系的坐标轴的投影值，ψ_f为转子磁链，θ代表永磁体的转子磁链方向与正交固定坐标系α轴之间的夹角。对该式（5）进行变换得到式（6）：

$\mathrm{\θ}={\tan }^{-1}(-\frac{e_a}{e_{\mathrm{\β}}})---\left(6\right)$

根据式（6）可知，在准确估计正交固定坐标系内的反电动势的基础上，求反正切函数可得到永磁同步电主轴转子的实际角度。

如图2所示，为位置观测模块观测转子的实际角度的框图。其中，I_α、I_β表示实际测量的电流，

表示基于电机模型模块得到的观测电流，err_α、err_α表示观测电流和实际电流之间的误差，

表示观测的反电动势，U_α、U_β表示正交固定坐标系下加载到同步电主轴的实际电压的分量，

表示位置观测模块观测的实际角度。

具体的，该位置观测模块用于将该正交固定坐标系下的实际电压U_α、U_β与该反电动势之差输入电机模型模块得到观测电流

将该观测电流

与该实际电流I_α、I_β之差输入反电动势估计模块得到该反电动势

根据该反电动势

通过角度反算器得到该转子的实际角度

根据式（4）可知，图2中的状态变量的方程式如式（7）：

$P\left[\begin{array}{c}{\tilde{I}}_{\mathrm{\α}}\\ {\tilde{I}}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_a}{L_a}& 0\\ 0& -\frac{R_a}{L_a}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\tilde{I}}_{\mathrm{\α}}\\ {\tilde{I}}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\frac{1}{L_a}\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\α}}\\ U_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-\frac{1}{L_a}\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_{\mathrm{\α}}\\ {\tilde{e}}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(7\right)$

由式（7）减式（4）得式（8）：

$P\left[\begin{array}{cc}{\tilde{I}}_{\mathrm{\α}}& -I_{\mathrm{\α}}\\ {\tilde{I}}_{\mathrm{\β}}& -I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_a}{L_a}& 0\\ 0& -\frac{R_a}{L_a}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\tilde{I}}_{\mathrm{\α}}& {-I}_{\mathrm{\α}}\\ {\tilde{I}}_{\mathrm{\β}}& {-I}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-\frac{1}{L_a}\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_{\mathrm{\α}}\\ {\tilde{e}}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\frac{1}{L_a}\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(8\right)$

本实施例的反电动势估计模块中采用连续域分析法设计其传递函数OC(s)，则根据电机模型模块和反电动势估计模块形成闭环系统的闭环传递函数为式（9）：

$G\left(s\right)=\frac{\mathrm{OC}\left(s\right)\mathrm{Spdl}\left(s\right)}{1+\mathrm{OC}\left(s\right)\mathrm{Spdl}\left(s\right)}---\left(9\right)$

其中， $\mathrm{Spdl}\left(s\right)=\frac{1}{L_{a}s+R_a}---\left(10\right)$

Spdl(s)为电机模型模块的传递函数。

上述闭环传递函数的输入量为与实际角速度ω相关的正弦电流信号和正弦电压信号。为了使输入信号I_α、I_β和估算信号在频率为设定电角速度ω₀时能够完全跟随，即该位置观测模块在设定电角速度ω₀时增益无穷大，因此在反电动势估计模块中需要包含设定电角速度ω₀的参考内部模型。故传递函数为式（11）：

$\mathrm{OC}\left(s\right)=\frac{K_{a}s+K_b}{s^2+{w_0}^2}+K_p---\left(11\right)$

式（11）中，K_a、K_b和K_p为位置观测模块的第一控制参数。该传递函数式（11）可以变形为式（11.1）（11.2）和（11.3）。

I.离散化形式（Tustin方法）：

$\begin{array}{c}\mathrm{OC}\left(z\right)=\\ \frac{(K_p{T_s}^2{w_0}^2+K_b{T_s}^2+2K_a{T}_s+4\mathrm{Kp})z^2+(2K_p{T_s}^2{w_0}^2+2K_b{T_s}^2-8K_p)z+K_p{T_s}^2{w_0}^2+K_b{T_s}^2-2K_a{T}_s+4K_p}{({T_s}^2{w_0}^2+4)z^2+(2{T_s}^2{w_0}^2-8)z+{T_s}^2{w_0}^2+4}\end{array}$

（11.1）

其中，T_s为采样时间。

此外，可采用zoh、foh、impulse、matched等方法进行离散化，这都属于常用的由连续域分析到离散域分析的工程方法。zoh（zero-order hold、零阶保持方法），foh（first-order hold，一阶保持），impulse（impulse-invariant mapping，不变冲击响应映射）、matched（zero-pole matching，零阶匹配）。

II.带阻尼控制器形式：

$\mathrm{OC}\left(s\right)=\frac{K_{a}s+K_b}{s^2+2\mathrm{\ζ}{w}_{0}s+{w_0}^2}+K_p---\left(11.2\right)$

其中，ζ为阻尼比。

III.带阻尼控制器离散化形式（Tustin方法）：

$\begin{array}{c}\mathrm{OC}\left(z\right)=\\ \frac{(K_p{T_s}^2{w_0}^2+K_b{T_s}^2+4K_b{T}_s\mathrm{\ζ}{w}_0+2K_a{T}_s+4\mathrm{Kp})z^2+(2K_p{T_s}^2{w_0}^2+2K_b{T_s}^2-8K_p)z+K_p{T_s}^2{w_0}^2+K_b{T_s}^2-4K_p{T}_s\mathrm{\ζ}{w}_0-2K_a{T}_s+4K_p}{({T_s}^2{w_0}^2+4T_s\mathrm{\ζ}{w}_0+4)z^2+(2{T_s}^2{w_0}^2-8)z+{T_s}^2{w_0}^2-4T_s\mathrm{\ζ}{w}_0+4}\end{array}---\left(11.3\right)$

其中，T_s为采样时间，ζ为阻尼比。

此外，可采用zoh、foh、impulse、matched等方法进行离散化。

将式（10）和式（11）带入式（9）整理得到该位置观测模块的特征方程：

CE(s)＝L_as³+(K_p+R_a)s²+(K_a+w₀ ²L_a)s+K_b+w₀ ²R_a+K_pw₀ ²    （12）

设闭环传递函数极点分别为P₁，P₂，P₃，可得到采用闭环传递函数的极点表示包含设定电角速度ω₀的特征方程，如式（13）。

CE(s)＝L_a(s+P₁)(s+P₂)(s+P₃)    （13）

根据式（13）配置系统极点，反算位置观测模块的第一控制参数为：

K_p＝L_a(P₁+P₂+P₃)-R_a

K_a＝-w₀ ²L_a+L_a(P₁P₃+P₂P₃+P₁P₂)

K_b＝-w₀ ²R_a-K_pw₀ ²+L_aP₁P₂P₃    （14）

反电动势估计模块和电机模型模块形成闭环系统。根据该反电动势估计模块的传递函数OC（s）与电机模型模块的传递函数Spdl(s)形成闭环系统的闭环传递函数G(s)，并得到采用该闭环传递函数的极点表示的包含设定电角速度ω₀的特征方程CE(s)，根据该特征方程求解得到该位置观测模块的第一控制参数，并将该第一控制参数代入该反电动势估计模块的传递函数OC（s）；以及将该观测电流与该实际电流I_α、I_β之差输入包含该第一控制参数的反电动势估计模块得到该反电动势

根据该反电动势

通过角度反算器得到该转子的实际角度

该位置观测模块根据系统闭环传递函数的特征方程设计的极点，经过试验，发现当该设置位置观测模块的极点使位置观测模块的闭环带宽达到电主轴电流环路带宽的2-5倍截止频率，该位置观测模块便可以达到非常优秀的观测效果。实验结果，可以达到角度10^-3度数量级的跟随误差。

上述永磁同步电主轴驱动控制系统，可准确的观测转子的实际角度，从而提高了永磁同步电主轴的运行性能。采用第一控制参数值观测实际角度可达到10^-3度数量级的跟随误差，极大提高了观测的准确率。

此外，永磁同步电主轴驱动控制系统可实现永磁同步电主轴的超高速范围内的速度闭环控制，针对不同的永磁同步主电轴可到达100转每分至20万转每分的调速范围，在超高速调速范围下保证电主轴的更快动态调速效果，使电主轴的动态调速限定条件由电气条件提高到机械（轴承可承受范围内）条件。以6万转每分的加速过程为例，加速时间仅需要3秒钟。同时永磁同步电主轴的转矩曲线可以保证电主轴在工作速度范围内都可以实现额定转矩范围内的转矩输出而不需要降低转速，提高机床整体的工作性能。该永磁同步电主轴驱动控制系统不需安装位置传感器，仅需采集电流信号，获取位置信息，避免了位置传感器电信号的干扰以及对电主轴实际工作性能的影响，不需经常维护位置传感器，降低了维护成本。

如图3所示，为第二实施例中永磁同步电主轴驱动控制系统的结构框图。图3与图1的区别在于：将指令角速度ω^*输入到位置观测模块内，反电动势估计模块和电机模型模块形成闭环系统。根据该反电动势估计模块的传递函数OC（s）与电机模型模块的传递函数Spdl(s)形成闭环系统的闭环传递函数G(s)，并得到采用该闭环传递函数的极点表示的包含指令角速度ω₀乘以极对数p的特征方程CE(s)，根据该特征方程求解得到该位置观测模块的第二控制参数，并将该第二控制参数代入该反电动势估计模块的传递函数OC（s）；以及将该观测电流

与该实际电流I_α、I_β之差输入包含该第二控制参数的反电动势估计模块得到该反电动势

根据该反电动势

通过角度反算器得到该转子的实际角度

具体的，根据指令角速度ω^*离线或在线计算该频率下最优化的控制参数，再根据该计算得到的一组控制参数值，使位置观测模块工作在最优的控制效果区域。在w₀＝p·ω^*情况下的控制参数K_p，K_a，K_b，如式（14.1）：

K_p＝L_a(P₁+P₂+P₃)-R_a

K_a＝-(pω^*)²L_a+L_a(P₁P₃+P₂P₃+P₁P₂)    （14.1）

K_b＝-(pω^*)²R_a-K_p(pω^*)²+L_aP₁P₂P₃

在电主轴驱动器工作时，位置观测模块根据计算的w₀＝p·ω^*时的第二控制参数观测实际角度。

上述永磁同步电主轴驱动控制系统，通过引入速度环的指令角速度作为位置观测模块内部的速度信号，进行连续频率段的控制参数进行自适应调整，可达到更宽的调速范围。

如图4所示，为第三实施例中永磁同步电主轴驱动控制系统的结构框图。图4与图3的区别在于：增加角速度修正模块、反电动势修正模块和角度修正模块中至少一种。

如图5所示为位置观测模块观测转子的实际角度得到修正处理的框图。如图5所示，该反电动势修正模块用于对该反电动势进行修正。

具体的，该反电动势修正模块采用低通滤波器进行滤波处理，低通滤波器的截止频率必须大于最大指令角速度。假设低通滤波器为LowPass(s)，则

E_out(s)=LowPass(s)*E_in(s)

该角度修正模块用于对得到的该转子的实际角度进行修正。

具体的，信号经低通滤波器滤波后会产生相位延迟，需对角度反算器得到的角度进行相位补偿，补偿公式为：

Angle_real=Angle_compute-Angle(LowPass(i·w_ref))

其中，i为单位虚数，w_ref为当前工作频率，Angle（）为相位计算函数，Angle_real为实际角度，Angle_compute为角度反算器得到的角度估计值。w_ref可用当前的指令角速度代替。

该角度修正模块对角度进行加权滤波，如式（15）：

θ_avg＝(a₀+a₁z^-1+a₂z^-2+…+a_n-1z^-(n-1))θ    （15）

式（15）中，z^-k表示k个单位的延迟，a_k为加权因子；

该角速度修正模块用于对该微分器微分得到的角速度进行修正。

具体的，根据如下式（16）计算修正后的角速度：

$w_{\mathrm{motor}}=\frac{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}{z}^{-k}}{{\mathrm{kT}}_s}---\left(16\right)$

其中，w_motor为修正后的角速度，T_s为采样时间。

上述永磁同步电主轴驱动控制系统，通过对得到的反电动势修正、实际角度修正、角速度修正，去除了噪声对观测结果的影响，进一步提高了观测的准确率。

此外，在其他实施例中，图4中的角速度修正模块也可在图1的基础上增加，图5中的反电动势修正模块和角度修正模块也可在图2的基础上增加。

如图6所示，为第四实施例中永磁同步电主轴驱动控制系统的结构框图。图6与图5的区别在于：增加了电机参数估算模块，用于估算电机参数，并根据该估算的电机参数代入该电机模型模块。将电机参数代入电机模型模块的传递函数。

该电机参数估算模块估算电机参数可采用离线电机参数估计法和在线电机参数估计法。

I.离线电机参数估计方法

首先通过设计实验测得随电机转速变化的电阻、电感曲线，再通过查表，得到随频率改变的同步电主轴模型函数Spdl(s)：

$\hat{R}={\mathrm{LookupTable}}_R\left(w^{*}\right)$

$\hat{L}={\mathrm{LookupTable}}_L\left(w^{*}\right)$

$\mathrm{Spdl}\left(s\right)=\frac{1}{\hat{L}s+\hat{R}}---\left(17\right)$

II.在线电机参数估计方法

可通过线性最小二乘在线估计电机参数：

min ||A·X-U||₂

U＝[U₁ U₂ … U_n]′

$X={\left[\begin{array}{cccc}\hat{L}& \hat{R}& \mathrm{Cos}\widehat{\mathrm{\θ}}& \mathrm{Sin}\widehat{\mathrm{\θ}}\end{array}\right]}^{\′}$

$A=\left[\begin{array}{cccc}\frac{d{\hat{i}}_1}{\mathrm{dt}}& {\hat{i}}_1& \mathrm{\λ}{w}_1^{*}\sin \left(w_1^{*}{t}_1\right)& \mathrm{\λ}{w}_1^{*}\sin \cos \left(w_1^{*}{t}_1\right)\\ \frac{d{\hat{i}}_2}{\mathrm{dt}}& {\hat{i}}_2& \mathrm{\λ}{w}_2^{*}\sin \left(w_2^{*}{t}_2\right)& \mathrm{\λ}{w}_2^{*}\sin \cos \left(w_2^{*}{t}_2\right)\\ & & .& \\ & & .& \\ & & .& \\ \frac{d{\hat{i}}_n}{\mathrm{dt}}& {\hat{i}}_n& \mathrm{\λ}{w}_n^{*}\sin \left(w_n^{*}{t}_n\right)& \mathrm{\λ}{w}_n^{*}\sin \cos \left(w_n^{*}{t}_n\right)\end{array}\right]---\left(18\right)$

则同步电主轴模型函数Spdl(s)为：

$\mathrm{Spdl}\left(s\right)=\frac{1}{\hat{L}s+\hat{R}}---\left(19\right)$

其中，和

是通过以上两种估算算法估算出来的并非实际的电感和电阻值，

和

即为电机参数。

上述永磁同步电主轴驱动控制系统的噪声小，位置观测模块的稳定区域和极点位置可以配置。估计的角度信息可通过高频率范围内的低通滤波器进行滤波处理，实现跟随误差角度估计，提高了角度估计精度。

本发明还提供了一种永磁同步电主轴驱动控制方法。该永磁同步电主轴驱动控制方法与永磁同步电主轴驱动控制系统相对应，此处仅作简单描述，相同的内容可参考永磁同步电主轴驱动控制系统中的描述。该永磁同步电主轴驱动控制方法，包括：

a）提供速度调整器、q轴电流控制器、d轴电流控制器、iPark模块、iClark模块、PWM模块、同步电主轴、Clark模块、Park模块、位置观测模块、微分器，该速度调整器、q轴电流控制器、iPark模块、iClark模块、PWM模块、同步电主轴、Clark模块、Park模块依次相连，该位置观测模块分别与该iPark模块、Clark模块、Park模块、微分器相连，该d轴电流控制器与该iPark模块相连，该位置观测模块包含了电机模型模块和反电动势估计模块；该反电动势估计模块是基于包含了电角速度极点的内模控制原理而实现的；

b）将指令角速度与所述位置观测模块观测的所述同步电主轴转子的实际角速度之差通过所述输入所述速度调整器得到q轴指令电流，将q轴指令电流与正交旋转坐标系的q轴电流分量之差输入所述q轴电流控制器得到正交旋转坐标系下q轴电压分量，将d轴指令电流与正交旋转坐标系的d轴电流分量之差输入所述d轴电流控制器得到正交旋转坐标系下d轴电压分量，将所述q轴电压分量、d轴电压分量和观测所述同步电主轴转子的实际角度通过所述iPark模块转化为正交固定坐标系下的实际电压，将所述正交固定坐标系下的实际电压通过所述iClark模块转化为同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量，将所述同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量通过所述PWM模块输出驱动所述同步电主轴旋转，将所述同步电主轴的实际运行的三相固定坐标系下的电流中至少两相电流经过所述Clark模块转化为正交固定坐标系下的实际电流，再将所述正交固定坐标系下的实际电流和观测所述同步电主轴转子的实际角度通过所述Park模块转化为所述正交旋转坐标系下的q轴电流分量和d轴电流分量，将所述正交旋转坐标系下的q轴电流分量返回至所述q轴指令电流处，将所述正交旋转坐标系下的d轴电流分量返回至所述d轴指令电流处；

c）将所述正交固定坐标系下的实际电压与所述反电动势之差输入所述电机模型模块得到观测电流，将所述观测电流与所述实际电流之差输入所述反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

在其中一个实施例中，上述永磁同步电主轴驱动监测方法，还包括：

c11）根据所述电机模型模块和反电动势估计模块形成闭环系统的含设定电角速度的特征方程，根据所述特征方程求解得到所述位置观测模块的第一控制参数，并将所述第一控制参数代入所述反电动势估计模块；

c12）将所述观测电流与所述实际电流之差输入包含所述第一控制参数的反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

在另一个实施例中，与上述永磁同步电主轴驱动控制方法的区别在于：将指令角速度ω^*输入到位置观测模块内。具体包括：

根据所述电机模型模块和反电动势估计模块形成闭环系统的含指令速度乘以极对数的特征方程，根据所述特征方程求解得到所述位置观测模块的第二控制参数，并将所述第二控制参数代入所述反电动势估计模块中；

以及将所述观测电流与所述实际电流之差输入所述包含所述第二控制参数的反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

在其中一个实施例中，上述永磁同步电主轴驱动控制方法，还包括以下至少一种：

对该微分器微分得到的角速度进行修正；

对该反电动势进行修正；

对得到的该转子的实际角度进行修正。

在其中一个实施例中，上述永磁同步电主轴驱动控制方法，还包括：

估算电机参数，并根据该估算的电机参数代入所述电机模型模块。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种永磁同步电主轴驱动控制系统，其特征在于，包括：

位置观测模块，用于观测同步电主轴转子的实际角度；

微分器，用于对所述同步电主轴转子的实际角度微分得到转子实际角速度；

速度调整器，用于根据指令角速度与所述转子实际角速度之差计算q轴指令电流；

q轴电流控制器，用于根据q轴指令电流与正交旋转坐标系的q轴电流分量之差计算正交旋转坐标系下q轴电压分量；

d轴电流控制器，用于根据d轴指令电流与正交旋转坐标系的d轴电流分量之差计算正交旋转坐标系下d轴电压分量；

iPark模块，用于根据所述转子的实际角度，将所述q轴电压分量、d轴电压分量转化为正交固定坐标系下的实际电压；

iClark模块，用于将所述正交固定坐标系下的实际电压转化为同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量；

PWM模块，用于根据所述同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量计算驱动所述同步电主轴旋转的PWM输出；

Clark模块，用于将所述同步电主轴的实际运行的三相固定坐标系下的电流中至少两相电流转化为正交固定坐标系下的实际电流；

Park模块，用于根据转子的实际角度，将所述正交固定坐标系下的实际电流转化为所述正交旋转坐标系下的q轴电流分量和d轴电流分量；

所述位置观测模块包含了电机模型模块、反电动势估计模块和角度反算器；所述反电动势估计模块是基于包含了电角速度极点的内模控制原理而实现的；

以及将所述正交固定坐标系下的实际电压与所述反电动势之差输入所述电机模型模块得到观测电流，将所述观测电流与所述实际电流之差输入所述反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

2.根据权利要求1所述的永磁同步电主轴驱动控制系统，其特征在于，所述电机模型模块和反电动势估计模块形成闭环系统的含设定电角速度的特征方程，根据所述特征方程求解得到所述位置观测模块的第一控制参数，并将所述第一控制参数代入所述反电动势估计模块；以及将所述观测电流与所述实际电流之差输入所述包含所述第一控制参数的反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

3.根据权利要求1所述的永磁同步电主轴驱动控制系统，其特征在于，所述电机模型模块和反电动势估计模块形成闭环系统的含指令速度乘以极对数的特征方程，根据所述特征方程求解得到所述位置观测模块的第二控制参数，并将所述第二控制参数代入所述反电动势估计模块中；以及将所述观测电流与所述实际电流之差输入所述包含所述第二控制参数的反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的永磁同步电主轴驱动控制系统，其特征在于，所述永磁同步电主轴驱动控制系统还包括以下至少一种：

角速度修正模块，用于对所述微分器微分得到的角速度进行修正；

反电动势修正模块，用于对所述反电动势进行修正；

角度修正模块，用于对得到的所述转子的实际角度进行修正。

5.根据权利要求1至3中任一项中所述的永磁同步电主轴驱动控制系统，其特征在于，所述永磁同步电主轴驱动控制系统还包括：

电机参数估算模块，用于估算电机参数，并将所述估算的电机参数代入所述电机模型模块。

6.一种永磁同步电主轴驱动控制方法，包括：

速度调整器、q轴电流控制器、d轴电流控制器、iPark模块、iClark模块、PWM模块、同步电主轴、Clark模块、Park模块、位置观测模块、微分器，所述速度调整器、q轴电流控制器、iPark模块、iClark模块、PWM模块、同步电主轴、Clark模块、Park模块依次相连，所述位置观测模块分别与所述iPark模块、Clark模块、Park模块、微分器相连，所述d轴电流控制器与所述iPark模块相连，所述位置观测模块包含了电机模型模块、反电动势估计模块和角度反算器；所述反电动势估计模块是基于包含了电角速度极点的内模控制原理而实现的；

将指令角速度与所述位置观测模块观测的所述同步电主轴转子的实际角速度之差通过所述输入所述速度调整器得到q轴指令电流，将q轴指令电流与正交旋转坐标系的q轴电流分量之差输入所述q轴电流控制器得到正交旋转坐标系下q轴电压分量，将d轴指令电流与正交旋转坐标系的d轴电流分量之差输入所述d轴电流控制器得到正交旋转坐标系下d轴电压分量，将所述q轴电压分量、d轴电压分量和观测所述同步电主轴转子的实际角度通过所述iPark模块转化为正交固定坐标系下的实际电压，将所述正交固定坐标系下的实际电压通过所述iClark模块转化为同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量，将所述同步电主轴的三相固定坐标系下的电压分量通过所述PWM模块输出驱动所述同步电主轴旋转，将所述同步电主轴的实际运行的三相固定坐标系下的电流中至少两相电流经过所述Clark模块转化为正交固定坐标系下的实际电流，再将所述正交固定坐标系下的实际电流和观测所述同步电主轴转子的实际角度通过所述Park模块转化为所述正交旋转坐标系下的q轴电流分量和d轴电流分量，将所述正交旋转坐标系下的q轴电流分量返回至所述q轴指令电流处，将所述正交旋转坐标系下的d轴电流分量返回至所述d轴指令电流处；

将所述正交固定坐标系下的实际电压与所述反电动势之差输入所述电机模型模块得到观测电流，将所述观测电流与所述实际电流之差输入所述反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

7.根据权利要求6所述的永磁同步电主轴驱动控制方法，其特征在于，所述方法还包括：

根据所述电机模型模块和反电动势估计模块形成闭环系统的含设定电角速度的特征方程，根据所述特征方程求解得到所述位置观测模块的第一控制参数，并将所述第一控制参数代入所述反电动势估计模块；将所述观测电流与所述实际电流之差输入包含所述第一控制参数的反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

8.根据权利要求6所述的永磁同步电主轴驱动控制方法，其特征在于，所述方法还包括：

根据所述电机模型模块和反电动势估计模块形成闭环系统的含指令速度乘以极对数的特征方程，根据所述特征方程求解得到所述位置观测模块的第二控制参数，并将所述第二控制参数代入所述反电动势估计模块中；

以及将所述观测电流与所述实际电流之差输入所述包含所述第二控制参数的反电动势估计模块得到所述反电动势，再根据所述反电动势通过角度反算器得到所述转子的实际角度。

9.根据权利要求6至8中任一项所述的永磁同步电主轴驱动控制方法，其特征在于，所述方法还包括以下至少一种：

对所述微分器微分得到的角速度进行修正；

对所述反电动势进行修正；

对得到的所述转子的实际角度进行修正。

10.根据权利要求6至8中任一项所述的永磁同步电主轴驱动控制方法，其特征在于，所述方法还包括：

估算电机参数，并将所述估算的电机参数代入所述电机模型模块。

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