CN104104299A - 用于感应电动机的无传感器向量控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于感应电动机的无传感器向量控制装置，所述装置通过实时地估算参数变化来增强无传感器向量控制的性能，所述装置包括：电流控制器；第一相位转换单元；第二相位转换单元；转子速度与位置估算器，其配置为使用所述第一相位转换单元的输出值来测量转子的转子速度和转子磁通并且使用所述输出值来估算转子位置；以及定子电阻与角误差估算器，其配置为通过接收从所述电流控制器输入的同步参考系的d、q轴电流指令和从所述电流控制器输出的同步参考系的d、q轴电压来计算所述感应电动机的定子电阻和角误差，并且配置为将所述定子电阻提供给所述转子速度与位置估算器。

Description

用于感应电动机的无传感器向量控制装置

技术领域

本公开涉及一种用于感应电动机的控制装置，并且更具体地涉及一种包括用于在无传感器向量运算期间实时地估算感应电动机的参数变化的方法的用于感应电动机的无传感器向量控制装置。

背景技术

通常，感应电动机包括缠绕有绕组的定子和由铝导体或铁芯形成的转子。感应电动机是一种配置为通过产生安装在定子上的绕组的电流的周期性变化和响应于电流变化而根据磁场的恒定变化产生转子上的转矩来获得旋转力的机器。

一般来说，通用逆变器通常用于驱动三相感应电动机，并且特别地，通用逆变器通常用于使用感应电动机、吊装负荷或电动车辆的牵引负荷的变速驱动领域。通常基于向量控制或FOC（场定向控制（FieldOriented Control））算法来实施感应电动机的操作，并且不使用位置传感器的无位置传感器向量控制在空间上存在约束或需要降低系统成本的应用领域中主要用作用于感应电动机的控制方法。

然而，在鼠笼式感应电机（squirrel case induction machine）的参数之中，当响应于负载和速度的变化而改变感应电动机内的温度时，由于内部电路引起定子电阻值和转子电阻值变化，并且感应电动机的温度上升导致定子电阻的变化。因为通常用作感应电动机驱动方法的向量控制在很大程度上取决于电动机参数，所以转子电阻的波动会使控制性能降级。

发明内容

本公开的示例性方案是基本上解决至少上述问题和/或缺点并且是提供至少下面提到的优势。因此，本公开旨在提供用于感应电动机的无传感器向量控制装置，所述用于感应电动机的无传感器向量控制装置能够通过实时地估算感应电动机的参数的变化来增强无传感器向量控制性能。

在本发明的一个总的方案中，提供了一种用于感应电动机的无传感器向量控制装置（下文中称为“装置”），所述装置包括：

电流控制器，其配置为使用同步参考系中的d轴电流参考和q轴电流参考而输出同步参考系中的d轴电压和q轴电压；

第一相位转换单元，其配置为将来自所述电流控制器的输出电压转换成固定参考系中的电压；

逆变器，其配置为通过接收所述第一相位转换单元的所述输出而施加电压至感应电动机；

第二相位转换单元，其配置为将基于自所述逆变器施加至所述感应电动机的所述电压所测量到的相电流转换成所述同步参考系中的d轴电流和q轴电流；

转子速度与位置估算器，其被配置为测量所述感应电动机的转子速度和转子磁通并且通过使用所述相电流和所述第一相位转换单元的输出值来估算转子位置并且使用所述输出值来估算转子位置；以及

定子电阻与角误差估算器，其被配置为通过接收从所述电流控制器输入的同步参考系的d轴电流指令和q轴电流指令和从所述电流控制输出的所述同步参考系的d轴电压和q轴电压来计算所述感应电动机的定子电阻和角误差，并且被配置为将所述定子电阻提供给所述转子速度与位置估算器。

优选地，但不是必要的，所述装置可以进一步包括用于每相的电流测量器，所述电流测量器配置为使用所述逆变器的输出电压来测量施加至所述感应电动机的相电流。

优选地，但不是必要的，所述装置可以进一步包括第一磁通角补偿器，其配置为通过使用所述定子电阻与角误差估算器所提供的每个误差来补偿所述第一相位转换单元所使用的转子磁通角。

优选地，但不是必要的，所述装置可以进一步包括第二磁通角补偿器，其配置为通过使用所述定子电阻与角误差估算器所提供的每个误差来补偿所述第二相位转换单元所使用的转子磁通角。

优选地，但不是必要的，所述定子电阻与角误差估算器可以包括：角速度误差估算器，其配置为使用所述电流控制器的输出电压和从所述第二相位转换单元施加至所述电流控制器的反馈电流来估算所述感应电动机的角速度误差；以及定子电阻估算器，其配置为使用所述电流控制器的输出电压和从所述第二相位转换单元施加至所述电流控制器的反馈电流来实时地估算定子电阻值。

优选地，但不是必要的，所述定子电阻与角误差估算器可以进一步包括：第一开关，其配置为选择性地提供所述角速度误差估算器所估算的角速度误差；补偿器，其配置为确定由所述第一开关所提供的所述角速度误差所确定的角速度补偿量；积分器，其配置为根据所述角速度补偿量来计算角误差，所述角速度补偿量是所述补偿器的输出；以及第二开关，其配置为将所述定子电阻估算器所提供的定子电阻值选择性地提供给所述转子速度与位置估算器。

优选地，但不是必要的，所述装置可以进一步包括速度控制器，其配置为通过输入所述感应电动机的转子速度指令和转子速度来输出所述同步参考系的q轴电流指令至所述电流控制器。

在有益效果中，用于如此描述的感应电动机的无传感器向量控制装置使得能够使用电流控制器的前馈和电流控制器的积分器输出电压而实现实时估算和角误差补偿。有益地，本公开所提出的方法简单，在于：动态特征的性能非常快，并且由于通过控制系统中的具有最快动态特性的电流控制器的控制带宽来进行性能的确定而不需要特殊操作模式。

附图说明具体实施方式

图1是图示出根据本公开的感应电动机系统的配置的框图。

图2是图示出图1中所示的速度控制器的配置的框图。

图3和图4是图示出图1中的电流控制器的配置的框图。

图5是根据本公开的示例性实施例的感应电动机系统的配置的框图。

图6是图示出图5中图示的定子电阻和角误差估算器的配置的框图。

具体实施方式

现在，将结合附图详细地解释本公开的示例性实施例以允许本领域的普通技术人员容易理解本公开的技术构思。

本公开涉及感应电动机的无传感器向量控制中的实时参数估算，并且尤其涉及适于定子电阻估算和角误差补偿的估算器设计。

图1是图示出根据本公开的感应电动机系统的配置的框图，并且具体地图示出包括速度控制的感应电动机控制器的配置。

速度控制器100通过输入转子速度指令和实际转子速度来输出同步参考系的q轴电流指令。

电流控制器200根据同步参考系中的d轴电流指令、q轴电流指令和实际电流来输出同步参考系的d轴电压和q轴电压。

第一相位转换单元300是配置为将电流控制器200的输出电压转换成固定参考系的电压的装置。

第二相位转换单元400是配置为将电流测量器108a、108b、108c所测量的电动机相电流转换成同步参考系的d轴电流、q轴电流的装置，其中可以省略电流信息。

逆变器500是电压逆变器，所述电压逆变器是构造为将电压施加至感应电动机600的装置。

转子速度与位置估算器700是用于转子速度与位置估算的装置，并且利用电流测量器108a、108b、108c所产生的电动机相电流和第一相位转换单元300的输出电压作为输入来估算感应电动机的转子速度和转子磁通。

图2是图示出图1中的速度控制器的配置的框图。

参照图2，速度控制器100包括加法器110、加法器120、加法器160、加法器170、限幅器180、增益单元130以及比例-积分控制器140、比例-积分控制器150。

速度控制器100使用比例-积分控制器140和比例-积分控制器150来输出q轴电流指令，比例-积分控制器140和比例-积分控制器150构造为输入指令速度（或者速度参考）与实际速度（或反馈速度）之间的差。

用于速度控制的比例-积分控制器140和比例-积分控制器150通过对输入信号积分而输出输入信号，并且限幅器180对来自速度控制器100的输出进行限幅。

当限幅器180工作时，增益单元113提供抗饱和增益（anti-windupgain）以防止比例-积分控制器140和比例-积分控制器150的发散。速度控制器100的输出是同步参考系的q轴电流。

图3和图4是图示出图1中的电流控制器200的详细配置的框图，其中图3图示出同步参考系的d轴电流控制器200的配置，而图4图示出同步参考系的q轴电流控制器200的配置。

参照图3，d轴电流控制器200包括减法器210和减法器220、加法器250和加法器270、增益单元260、以及比例-积分控制器230和比例-积分控制器240。

参照图4，q轴电流控制器200包括减法器211和减法器221、加法器251和加法器271、增益单元261、以及比例-积分控制器231和比例-积分控制器241。

参照图3和图4，d、q轴电流控制器200包括配置为在同步参考系中分别控制d轴电流和q轴电流的比例-积分型控制器和前馈单元。

比例-积分控制器230、240、231、241使用电流指令和反馈电流来执行用于电流控制的比例积分增益操作。输入信号Vff_d、Vff_q构造为执行前馈补偿，并且可以根据感应电动机的建模而可变地配置。

当来自电流控制器200的输出超过逆变器500能够合成的电压的幅值时，增益单元260和增益单元261获得抗饱和增益以防止积分控制器240和积分控制器241的发散。

将同步参考系的电压转换成固定参考系的电压的操作可以由以下等式限定，所述同步参考系的电压是图1的电流控制器200的输出。

$V_{\mathrm{ds}}^s=V_{\mathrm{ds}}^{e*}\cos {\mathrm{\θ}}_s-V_{\mathrm{qs}}^{e*}\sin {\mathrm{\θ}}_e---\left(1\right)$

$V_{\mathrm{qs}}^c=V_{\mathrm{ds}}^{c*}\sin {\mathrm{\θ}}_e+V_{\mathrm{qs}}^{c*}\cos {\mathrm{\θ}}_e---\left(2\right)$

第一相位转换单元400获得来自电流测量器108a、108b、108c所测量的电动机相电流的同步参考系的d轴电流和q轴电流，这可以通过以下等式表示。

$i_{\mathrm{ds}}^s=\frac{{2i}_{\mathrm{as}}-i_{\mathrm{bs}}-i_{\mathrm{cs}}}{3}---\left(3\right)$

$i_{\mathrm{qs}}^s=\frac{i_{\mathrm{bs}}-i_{\mathrm{cs}}}{\sqrt{3}}---\left(4\right)$

$i_{\mathrm{ds}}^e=i_{\mathrm{ds}}^s\cos {\mathrm{\θ}}_e+i_{\mathrm{qs}}^s\sin {\mathrm{\θ}}_e---\left(5\right)$

$i_{\mathrm{qs}}^e=-i_{\mathrm{ds}}^s\sin {\mathrm{\θ}}_e+i_{\mathrm{qs}}^s\cos {\mathrm{\θ}}_e---\left(6\right)$

图1的构造为掌握转子速度和转子磁通的位置的转子速度与位置估算器700可以可变地配置，但是工业广泛地使用的方法可以主要包括MRAS（模型参考自适应系统）或者ASO（自适应速度观测器）。

使用MRAS方法所估算的转子磁通可以通过以下等式表示。

${\widehat{\mathrm{\λ}}}_r^s=\frac{T_c}{1+T_{c}s}\frac{L_r}{L_m}[V_s^s-(R_s{i}_s^s+\mathrm{s\σ}{L}_s{i}_s^s)]+\frac{1}{1+T_{s}s}{\mathrm{\λ}}_r^{s*}---\left(7\right)$

其中，是施加的电压，是定子电阻，s是拉普拉斯算子，R_s是定子电阻，σL_s是过电感（excessive inductance），L_r是转子电感，L_m是互感系数，是参考转子磁通，并且T_c是根据MRAS方法的估算器的开关频率。

此外，ASO方法所估算的转子磁通可以由以下等式表示。

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_s^s\\ {\mathrm{\λ}}_r^s\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}& A_{12}\\ A_{21}& A_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_s^s\\ {\mathrm{\λ}}_r^s\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{B}_1\\ 0\end{array}\right]V_s^s+G(i_s-r_s)---\left(8\right)$

其中， $A_{11}=-\{\frac{R_s}{\mathrm{\σ}{L}_s}+\frac{1-\mathrm{\σ}}{\mathrm{\σ}{T}_r}\}I=a_{r11}I,A_{12}=\frac{L_m}{\mathrm{\σ}{L}_s{L}_r}\{\frac{1}{T_r}I-{\mathrm{\ω}}_{r}J\}=a_{r12}I+a_{i12}J,$ $A_{21}=\frac{L_m}{T_r}I=a_{r21},A_{22}=-\frac{1}{T_r}I+{\mathrm{\ω}}_{r}J=a_{r22}I+a_{i22}J,B_1=\frac{1}{\mathrm{\σ}{L}_s}I,$ C=[I  0]， $I=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right],J=\left[\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right],G={\left[\begin{array}{cccc}{g}_1& g_2& g_3& g_4\\ -g_2& g_1& -g_4& g_3\end{array}\right]}^T,$ g₁=(k-1)(a_r11+a_r22)，g₂=(k-1)a_i22，g_s=(k₂-1)(ca_r11+a_r21)-c(k-1)(a_r11+a_r22)，g₄=-c(k-1)a_i22,

并且，T_r是转子时间常数，ω_r是转子速度，并且k是实数。

如从等式（7）和等式（8）可以看出，当通过使用MRAS或ASO方法来估算转子磁通时，能够注意的是，包括感应电动机的参数。常规感应电动机的间接向量控制中的转差频率可以由等式（9）表示，转子磁通和转子磁通的位置可以分别由以下等式（10）和等式（11）表示。

${\mathrm{\ω}}_{s1}=\frac{R_r}{L_r}\frac{i_{\mathrm{qs}}^s}{i_{\mathrm{ds}}^{s*}}---\left(9\right)$

${\mathrm{\ω}}_e=\frac{p}{2}{\mathrm{\ω}}_r+{\mathrm{\ω}}_{s1}---\left(10\right)$

θ_e=∫ω_edτ  (11)

其中，ω_s1是转差频率，R_r是转子电阻，并且P是磁极的数量。

感应电动机的无传感器向量控制的性能取决于如等式（7）和等式（8）所示的感应电动机的参数。具体地，感应电动机的定子电阻的值是可响应于感应电动机的运转状态而改变的，从而使得转子磁通的估算性能降级，导致对转子速度和转子磁通的估算性能产生影响。尽管至此说明已经集中在MRAS方法上，但是本公开提出的方法还可以应用到ASO方法。

本公开提供了一种用于感应电动机的无传感器向量控制装置及其驱动方法，所述用于感应电动机的无传感器向量控制装置配置为通过实时估算定子电阻和补偿在无传感器向量控制期间出现的角误差而增强感应电动机的无传感器向量控制性能。

图5是根据本公开的示例性实施例的感应电动机系统的配置的框图。图5是根据本公开的包括定子电阻与角误差估算器的感应电动机系统的配置的框图。

在描述图5时，相同的附图标记将用于与图1中附图标记相同的配置。

参照图5，速度控制器100使用输入转子速度指令和实际转子速度作为输入来输出同步参考系的q轴电流指令。电流控制器200根据同步参考系的d轴电流指令和q轴电流指令和实际电流而输出同步参考系的d轴电压和q轴电压。

第一相位转换单元300是配置为将电流控制器200的输出电压转换成固定参考系的电压的装置。第二转换单元400是配置为将逆变器的相电流测量器108a、108b、108c所测量到的相电流ias、ibs、ics转换成同步参考系的d轴电流和q轴电流的装置。

逆变器500是配置为使用电压逆变器而将电压施加至三相感应电动机600的装置。

转子速度与位置估算器700是配置为使用转子速度和转子磁通来估算转子位置的装置。

相电流测量器108a、108b、108c是配置为测量施加至感应电动机600的相电流的装置。

定子电阻与角误差估算器1000是配置为估算定子电阻R_{s_est}和角误差Δθ_e的装置。

磁通补偿器800、900是配置为使用定子电阻与角误差估算器1000所估算的角误差Δθ_e来补偿输入至相位转换单元300、400的转子磁通角θ_e的装置。

图6是图示出图5中图示的定子电阻与角误差估算器的配置的框图。参照图6，定子电阻与角误差估算器1000包括角速度误差估算器1100、定子电阻估算器1200、开关1300、1400、补偿器1500以及积分器1600。

角速度误差估算器1100根据d、q轴电流控制器200的输出电压和从第二相位转换单元400施加至电流控制器200的反馈电流来估算角速度误差。

开关1300响应于角误差补偿而选择性地将角速度误差估算器1100的输出传送至补偿器1500。

补偿器1500确定角速度补偿量，并且积分器1600计算根据角速度补偿量来计算角误差，所述角速度补偿量是补偿器1500的输出。定子电阻估算器1200实时地（在线地）估算定子电阻，并且估算d、q轴电流控制器200的输出电压和从第二相位转换单元400施加至电流控制器200的反馈电流。

开关1400响应于定子电阻的计算时间而选择性地传送定子电阻估算器1200的输出。

接下来，将参照图5和图6描述详细操作，通用参考系（general referenceframe）的感应电动机的电压等式和磁通等式可由以下等式（12）至等式（19）表示。

$V_{\mathrm{ds}}^m=R_s{i}_{\mathrm{ds}}^m+p{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ds}}^m-{\mathrm{\ω\λ}}_{\mathrm{qs}}^m---\left(12\right)$

$V_{\mathrm{qs}}^m=R_s{i}_{\mathrm{qs}}^m+p{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qs}}^m+{\mathrm{\ω\λ}}_{\mathrm{ds}}^m---\left(13\right)$

$V_{\mathrm{dr}}^m={0=R}_s{i}_{\mathrm{dr}}^m+p{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^m-(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_r){\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^m---\left(14\right)$

$V_{\mathrm{qr}}^m={0=R}_r{i}_{\mathrm{qr}}^m+p{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^m+(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_r){\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^m---\left(15\right)$

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ds}}^m=L_s{i}_{\mathrm{ds}}^0+L_m{i}_{\mathrm{dr}}^m---\left(16\right)$

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qs}}^m=L_s{i}_{\mathrm{qs}}^m+L_m{i}_{\mathrm{qr}}^m---\left(17\right)$

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^m=L_m{i}_{\mathrm{ds}}^m+L_r{i}_{\mathrm{dr}}^m---\left(18\right)$

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^m=L_m{i}_{\mathrm{qs}}^m+L_r{i}_{\mathrm{qr}}^m---\left(19\right)$

通用参考系的感应电动机的电压等式和磁通等式可使用等式（12）至等式（19）表示如下。

$V_{\mathrm{do}}^e=R_o{i}_{\mathrm{do}}^e+p{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{do}}^e-{\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qo}}^e---\left(20\right)$

$V_{\mathrm{qs}}^e=R_s{i}_{\mathrm{qs}}^e+p{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qs}}^e+{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ds}}^e---\left(21\right)$

$0=R_r{i}_{\mathrm{dr}}^e+p{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^e-{\mathrm{\ω}}_{s1}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^e---\left(22\right)$

$0=R_r{i}_{\mathrm{qr}}^e+p{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^e+{\mathrm{\ω}}_{s1}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^e---\left(23\right)$

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ds}}^e=L_s{i}_{\mathrm{ds}}^e+L_m{i}_{\mathrm{dr}}^e---\left(24\right)$

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qs}}^e=L_s{i}_{\mathrm{qs}}^e+L_m{i}_{\mathrm{qr}}^e---\left(25\right)$

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^e=L_m{i}_{\mathrm{ds}}^e+L_r{i}_{\mathrm{dr}}^e---\left(26\right)$

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^e=L_m{i}_{\mathrm{qs}}^e+L_r{i}_{\mathrm{qr}}^e---\left(27\right)$

此外，可以使用转子磁通和转子电流通过以下等式来表示定子磁通。

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ds}}^e=\mathrm{\σ}{L}_s{i}_{\mathrm{ds}}^e+\frac{L_m}{L_r}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^e---\left(28\right)$

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qs}}^e=\mathrm{\σ}{L}_s{i}_{\mathrm{qs}}^e+\frac{L_m}{L_r}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^e---\left(29\right)$

转子的电压等式可以表示如下。

$p{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^e=R_r\frac{L_m}{L_r}{i}_{\mathrm{ds}}^e-\frac{R_r}{L_r}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^e+({\mathrm{\ω}}_e-{\mathrm{\ω}}_r){\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^e---\left(30\right)$

$p{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^e=R_r\frac{L_m}{L_r}{i}_{\mathrm{qs}}^e-\frac{R_r}{L_r}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^e+({\mathrm{\ω}}_e-{\mathrm{\ω}}_r){\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^e---\left(31\right)$

而且此外，感应电动机的定子侧的同步参考系的d、q轴等式可以表示如下。

$V_{\mathrm{ds}}^e=(R_s+R_r\frac{L_m^2}{L_r^2})i_{\mathrm{ds}}^e+\mathrm{\σ}{L}_s\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ds}}^e}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\σ}{L}_s{i}_{\mathrm{qs}}^e-R_r\frac{L_m}{L_r^2}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^e---\left(33\right)$

$V_{\mathrm{qs}}^e=(R_s+R_r\frac{L_m^2}{L_r^2})i_{\mathrm{qs}}^e+\mathrm{\σ}{L}_s\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{qs}}^e}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}_r{L}_s{i}_{\mathrm{ds}}^e+\frac{R_r}{L_r}{\mathrm{\σ}{L}_s\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qs}}^e---\left(34\right)$

等式（33）和等式（34）可以等同地限定如下。

$V_{\mathrm{ds}}^e=R_s{i}_{\mathrm{ds}}^e+\mathrm{\σ}{L}_s\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ds}}^e}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\σ}{L}_s{i}_{\mathrm{qs}}^e---\left(35\right)$

$V_{\mathrm{qs}}^e=R_s{i}_{\mathrm{qs}}^e+\mathrm{\σ}{L}_s\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{qs}}^e}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}_e{L}_s{i}_{\mathrm{ds}}^e---\left(36\right)$

此外，当顺利地执行无传感器向量控制，并且在稳态下执行电流控制时，电流控制器的输出可以分别表示如下。

$V_{\mathrm{ds}\_\mathrm{out}}^e=(K_p+\frac{K_1}{s})(i_{\mathrm{ds}}^{e*}-i_{\mathrm{ds}}^e)+V_{\mathrm{ds}\_\mathrm{ff}}^e---\left(38\right)$

$V_{\mathrm{qs}\_\mathrm{out}}^e=(K_p+\frac{K_1}{s})(i_{\mathrm{qs}}^{e*}-i_{\mathrm{qs}}^e)+V_{\mathrm{qs}\_\mathrm{ff}}^e---\left(39\right)$

然而，其中，前馈可以通过如下等式得到。

$V_{\mathrm{ds}\_\mathrm{ff}}^e=-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_e\mathrm{\σ}{L}_s{i}_{\mathrm{qs}}^e---\left(40\right)$

$V_{\mathrm{qs}\_\mathrm{ff}}^e={\widehat{\mathrm{\ω}}}_e\mathrm{\σ}{L}_s{i}_{\mathrm{ds}}^e---\left(41\right)$

当顺利地执行电流控制时，等式（35）至等式（39）可满足以下条件。

$V_{\mathrm{ds}}^e=V_{\mathrm{ds}\_\mathrm{out}}^e---\left(42\right)$

$V_{\mathrm{qs}}^e=V_{\mathrm{qs}\_\mathrm{out}}^e---\left(43\right)$

此时，假定电感信息是正确的，在稳态下d、q轴电流控制器的电压将以下面的方式表示。

$(K_p+\frac{K_1}{s})(i_{\mathrm{ds}}^{e*}-i_{\mathrm{ds}}^e)\≅\frac{K_1}{s}(i_{\mathrm{ds}}^{e*}-i_{\mathrm{ds}}^e)=R_e{i}_{\mathrm{ds}}^e-{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\σ}{L}_s{i}_{\mathrm{qs}}^e+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_e\mathrm{\σ}{L}_s{i}_{\mathrm{qs}}^e---\left(44\right)$

$(K_p+\frac{K_1}{s})(i_{\mathrm{qs}}^{e*}-i_{\mathrm{qs}}^e)\≅\frac{K_1}{s}(i_{\mathrm{qs}}^{e*}-i_{\mathrm{qs}}^e)=R_e{i}_{\mathrm{qs}}^e+{\mathrm{\ω}}_e{L}_s{i}_{\mathrm{ds}}^e-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_e{L}_s{i}_{\mathrm{ds}}^e---\left(45\right)$

等式（44）和等式（45）可以限定如下。

$\frac{K_1}{s}(i_{\mathrm{ds}}^{e*}-i_{\mathrm{ds}}^e)=R_o{i}_{\mathrm{do}}^e-{\mathrm{\ω}}_o\mathrm{\σ}{L}_o{i}_{\mathrm{qo}}^e+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_o\mathrm{\σ}{L}_o{i}_{\mathrm{qo}}^e=R_o{i}_{\mathrm{do}}^e+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_c\mathrm{\σ}{L}_o{i}_{\mathrm{qo}}^e---\left(46\right)$

$\frac{K_1}{s}(i_{\mathrm{qs}}^{e*}-i_{\mathrm{qs}}^e)=R_s{i}_{\mathrm{qs}}^e+{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\σ}{L}_s{i}_{\mathrm{ds}}^e-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_e{L}_s{i}_{\mathrm{ds}}^e=R_s{i}_{\mathrm{qs}}^e-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_e{L}_s{i}_{\mathrm{ds}}^e---\left(47\right)$

这些等式可以由以下等式代换。

$\frac{K_1}{s}(i_{\mathrm{ds}}^{e*}-i_{\mathrm{ds}}^e)=M---\left(48\right)$

$\frac{K_1}{s}(i_{\mathrm{qs}}^{e*}-i_{\mathrm{qs}}^e)=N---\left(49\right)$

角误差可以下面的方式从上述等式得到。

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_e=\frac{{\mathrm{Mi}}_{\mathrm{qs}}^e-{\mathrm{Ni}}_{\mathrm{ds}}^e}{\mathrm{\σ}{L}_s{\left(i_{\mathrm{qs}}^e\right)}^2+L_s{\left(i_{\mathrm{ds}}^e\right)}^2}---\left(50\right)$

图6的补偿器1500可以运行直到当等式（50）所得到的值变成零时，并且积分器1500计算角误差。此时，定子电阻估算器可以具有如下的两个输出。

$R_{S\_\mathrm{hat}}=\frac{M}{i_{\mathrm{ds}}^e}---\left(51\right)$

$R_{S\_\mathrm{hat}}=\frac{N}{i_{\mathrm{qs}}^e}---\left(52\right)$

从等式（51）和等式（52）得到的定子电阻中的一个可以被选择并且用作定子电阻值。

从上述可以明显看出，如此描述的用于感应电动机的无传感器向量控制装置使得能够使用电流控制器的前馈和电流控制器的积分器输出电压来实现实时估算和角误差补偿。本公开所提出的方法简单，在于：动态特征的性能非常快并且由于通过控制系统中的具有最快动态特性的电流控制器的控制带宽来进行性能的确定而不需要特殊的操作模式。前述的实施例和优势仅仅是示例性的，并且不被视作限制本公开。能够容易地将本教导应用到其他类型的装置上。本说明书旨在是说明性的，并且不旨在限制权利要求的范围。许多替代、修改、和变化对于本领域的技术人员将是明显的。在此描述的示例性实施例的特征、结构、方法和其他特性可以以各种方式组合以得到另外的和/或替代的示例性实施例。

因为这些特征可以以多种形式实施而不背离其特性，所以应当理解的是，除非另外指明，上述的实施例不被前述说明的任何细节限制，而是应该在所附的权利要求所限定的范围之内宽泛地考虑，并且因此旨在用所附的权利要求囊括落在权利要求的界限和范围内的所有改变和修改，或者此类界限和范围的等同方案。

Claims (7)

1.用于控制感应电动机的无传感器向量控制装置，所述装置包括：

电流控制器，其配置为使用同步参考系中的d轴电流参考和q轴电流参考而输出所述同步参考系中的d轴电压和q轴电压；

第一相位转换单元，其配置为将来自所述电流控制器的输出电压转换成固定参考系中的电压；

逆变器，其配置为通过接收所述第一相位转换单元的所述输出而施加电压至感应电动机；

第二相位转换单元，其配置为将基于自所述逆变器施加至所述感应电动机的所述电压所测量到的相电流转换成所述同步参考系中的d轴电流和q轴电流；

转子速度与位置估算器，其配置为测量所述感应电动机的转子速度和转子磁通并且通过使用所述相电流和所述第一相位转换单元的输出值来估算转子位置并且使用所述输出值来估算转子位置；以及

定子电阻与角误差估算器，其配置为通过接收从所述电流控制器输入的同步参考系的d轴电流指令和q轴电流指令以及从所述电流控制输出的所述同步参考系的d轴电压和q轴电压来计算所述感应电动机的定子电阻和角误差，并且配置为将所述定子电阻提供给所述转子速度与位置估算器。

2.根据权利要求1所述的装置，进一步包括用于每相的电流测量器，所述电流测量器配置为使用所述逆变器的输出电压来测量施加至所述感应电动机的相电流。

3.根据权利要求1所述的装置，进一步包括第一磁通角补偿器，所述第一磁通角补偿器配置为通过使用所述定子电阻与角误差估算器所提供的每个误差来补偿所述第一相位转换单元所使用的转子磁通角。

4.根据权利要求1所述的装置，进一步包括第二磁通角补偿器，所述第二磁通角补偿器配置为通过使用所述定子电阻与角误差估算器所提供的每个误差来补偿所述第二相位转换单元所使用的转子磁通角。

5.根据权利要求1所述的装置，其中所述定子电阻与角误差估算器包括：角速度误差估算器，其配置为使用所述电流控制器的输出电压和从所述第二相位转换单元施加至所述电流控制器的反馈电流来估算所述感应电动机的角速度误差，以及

定子电阻估算器，其配置为使用所述电流控制器的输出电压和从所述第二相位转换单元施加至所述电流控制器的反馈电流来实时地估算定子电阻值。

6.根据权利要求5所述的装置，其中所述定子电阻与角误差估算器进一步包括：第一开关，其配置为选择性地提供所述角速度误差估算器所估算的角速度误差，

补偿器，其配置为确定由所述第一开关所提供的所述角速度误差所确定的角速度补偿量；积分器，其配置为根据所述角速度补偿量来计算角误差，所述角速度补偿量是所述补偿器的输出；以及第二开关，其配置为将所述定子电阻估算器所提供的定子电阻值选择性地提供给所述转子速度与位置估算器。

7.根据权利要求1所述的装置，进一步包括速度控制器，所述速度控制器配置为通过输入所述感应电动机的转子速度指令和转子速度来输出所述同步参考系的q轴电流指令至所述电流控制器。