JPH0775399A - 可変速装置 - Google Patents
可変速装置Info
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- JPH0775399A JPH0775399A JP21933893A JP21933893A JPH0775399A JP H0775399 A JPH0775399 A JP H0775399A JP 21933893 A JP21933893 A JP 21933893A JP 21933893 A JP21933893 A JP 21933893A JP H0775399 A JPH0775399 A JP H0775399A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 誘導電動機の高精度のベクトル制御と高精度
の電動機定数測定を行う。 【構成】 電流制御系３を有して誘導機１をベクトル制
御する可変速装置において、指令部７による直流電流供
給時の電圧計測値から手段１０に一次抵抗を求めると共
に手段１１に電力変換装置２の電圧降下分を求める。ま
た、誘導機を無負荷運転状態にして手段６で回転座標上
の検出電圧から手段１２が設計値と一致する磁束になる
よう調整し、各速度での調整結果を手段１３が励磁電流
指令として記憶しておく。また、調整された励磁電流で
トルク指令をステップ状に変化させたときの誘導機電圧
から手段１６でインピーダンスを演算し、手段１５では
二次磁束と回転数から鉄損補償を行う。
の電動機定数測定を行う。 【構成】 電流制御系３を有して誘導機１をベクトル制
御する可変速装置において、指令部７による直流電流供
給時の電圧計測値から手段１０に一次抵抗を求めると共
に手段１１に電力変換装置２の電圧降下分を求める。ま
た、誘導機を無負荷運転状態にして手段６で回転座標上
の検出電圧から手段１２が設計値と一致する磁束になる
よう調整し、各速度での調整結果を手段１３が励磁電流
指令として記憶しておく。また、調整された励磁電流で
トルク指令をステップ状に変化させたときの誘導機電圧
から手段１６でインピーダンスを演算し、手段１５では
二次磁束と回転数から鉄損補償を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電流制御系を有して誘
導電動機をベクトル制御する可変速装置に係り、特に誘
導電動機の定数測定機能を持つようにした可変速装置に
関する。
導電動機をベクトル制御する可変速装置に係り、特に誘
導電動機の定数測定機能を持つようにした可変速装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機は、そのベクトル制御技術の
発達により、直流機と同等の制御性能が得られるように
なってきている。
発達により、直流機と同等の制御性能が得られるように
なってきている。
【０００３】しかし、ベクトル制御は、磁束も制御する
ため、電流とすべりを制御する必要がある。このうち、
すべり演算には、誘導電動機の二次回路の時定数（Ｌ2
／Ｒ2）を知ることが必要となる。
ため、電流とすべりを制御する必要がある。このうち、
すべり演算には、誘導電動機の二次回路の時定数（Ｌ2
／Ｒ2）を知ることが必要となる。
【０００４】また、誘導電動機のロータの温度によって
二次巻線の抵抗値Ｒ2が変動するため、これを補償しよ
うとすると、誘導電動機の回路定数を全て知ることが必
要となる。
二次巻線の抵抗値Ｒ2が変動するため、これを補償しよ
うとすると、誘導電動機の回路定数を全て知ることが必
要となる。
【０００５】従来、誘導電動機の回路定数測定には、抵
抗測定と無負荷試験及び拘束試験から等価回路の各定数
を決定することが知られている。
抗測定と無負荷試験及び拘束試験から等価回路の各定数
を決定することが知られている。
【０００６】また、誘導電動機の回路定数は、巻線と鉄
心形状によって決まるが、鉄心形状は加工精度の誤差に
よりバラツキが存在する。このため、高い制御制度を得
るには個々の誘導電動機に対応して回路定数を調整する
ようにしている。
心形状によって決まるが、鉄心形状は加工精度の誤差に
よりバラツキが存在する。このため、高い制御制度を得
るには個々の誘導電動機に対応して回路定数を調整する
ようにしている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】誘導電動機の定数測定
には、その駆動電源として採用するベクトル制御装置を
使って行うのが測定結果と制御性の整合の上で好適とな
る。
には、その駆動電源として採用するベクトル制御装置を
使って行うのが測定結果と制御性の整合の上で好適とな
る。
【０００８】この反面、ベクトル制御装置の精度が測定
結果に影響を及ぼし、測定精度の向上が望めないし、制
御性能の向上も望めなくなる。
結果に影響を及ぼし、測定精度の向上が望めないし、制
御性能の向上も望めなくなる。
【０００９】例えば、ベクトル制御装置は電流制御系を
有するＰＷＭ制御回路とし、インバータ主回路素子をト
ランジスタとする構成において、トランジスタのスイッ
チング速度に対してＰＷＭキャリア周波数が１.５ＫＨZ
になる低い周波数では、電流サンプルの電流検出精度や
応答特性に限界がある。
有するＰＷＭ制御回路とし、インバータ主回路素子をト
ランジスタとする構成において、トランジスタのスイッ
チング速度に対してＰＷＭキャリア周波数が１.５ＫＨZ
になる低い周波数では、電流サンプルの電流検出精度や
応答特性に限界がある。
【００１０】また、インバータの出力電圧検出もハイレ
ベルＨとローレベルＬの２値しか検出できず、電流零ク
ランプ時の電圧誤差やデッドタイム補償の応答遅れ成分
などがあり、電圧精度にも限界がある。
ベルＨとローレベルＬの２値しか検出できず、電流零ク
ランプ時の電圧誤差やデッドタイム補償の応答遅れ成分
などがあり、電圧精度にも限界がある。
【００１１】本発明の目的は、誘導電動機の高精度のベ
クトル制御と高精度の電動機定数測定を行うことができ
る可変速装置を提供することにある。
クトル制御と高精度の電動機定数測定を行うことができ
る可変速装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、半導体電力変換装置から誘導機に供給す
る電流を制御する電流制御系を有してベクトル制御する
誘導機の可変速装置において、前記電流制御系に直流電
流指令を発生する直流電流指令部と、前記電流制御系の
直流電流制御における誘導機への印加電圧を求める電圧
検出部と、前記直流電流指令を変化させた電流に対する
前記電圧検出部の検出電圧の特性の傾きから誘導機の一
次抵抗を求める一次抵抗演算手段と、前記直流電流指令
を零にしたときの前記検出電圧を補外し、力行時と回生
時のオフセット電圧から前記半導体電力変換装置の主回
路の電圧降下成分及び前記電圧検出部の各相のオフセッ
ト成分を求める電圧演算手段とを備えたことを特徴とす
る。
決を図るため、半導体電力変換装置から誘導機に供給す
る電流を制御する電流制御系を有してベクトル制御する
誘導機の可変速装置において、前記電流制御系に直流電
流指令を発生する直流電流指令部と、前記電流制御系の
直流電流制御における誘導機への印加電圧を求める電圧
検出部と、前記直流電流指令を変化させた電流に対する
前記電圧検出部の検出電圧の特性の傾きから誘導機の一
次抵抗を求める一次抵抗演算手段と、前記直流電流指令
を零にしたときの前記検出電圧を補外し、力行時と回生
時のオフセット電圧から前記半導体電力変換装置の主回
路の電圧降下成分及び前記電圧検出部の各相のオフセッ
ト成分を求める電圧演算手段とを備えたことを特徴とす
る。
【００１３】また、本発明は、半導体電力変換装置から
誘導機に供給する電流を制御する電流制御系を有してベ
クトル制御する誘導機の可変速装置において、無負荷状
態にした誘導機を各回転速度で一定に制御するトルク電
流指令を前記電流制御系に与える速度制御系と、指定さ
れた励磁電流指令を前記電流制御系に与える励磁電流指
令手段と、誘導機への印加電圧を求める電圧検出部と、
前記誘導機の一定速度の無負荷運転状態での前記電圧検
出部の検出電圧から励磁電流成分又はトルク電流成分と
誘導機の一次抵抗による電圧降下成分を引き算して誘導
機の速度起電力を求め該速度起電力が設計値に一致する
よう前記励磁電流指令手段の電流指令を修正する磁束調
整手段と、前記各回転速度での前記磁束調整手段の収束
調整値の励磁電流を記憶しておき誘導機の運転時に該記
憶した励磁電流の関数で前記電流制御系に励磁電流指令
を与える励磁電流調整手段とを備えたことを特徴とす
る。
誘導機に供給する電流を制御する電流制御系を有してベ
クトル制御する誘導機の可変速装置において、無負荷状
態にした誘導機を各回転速度で一定に制御するトルク電
流指令を前記電流制御系に与える速度制御系と、指定さ
れた励磁電流指令を前記電流制御系に与える励磁電流指
令手段と、誘導機への印加電圧を求める電圧検出部と、
前記誘導機の一定速度の無負荷運転状態での前記電圧検
出部の検出電圧から励磁電流成分又はトルク電流成分と
誘導機の一次抵抗による電圧降下成分を引き算して誘導
機の速度起電力を求め該速度起電力が設計値に一致する
よう前記励磁電流指令手段の電流指令を修正する磁束調
整手段と、前記各回転速度での前記磁束調整手段の収束
調整値の励磁電流を記憶しておき誘導機の運転時に該記
憶した励磁電流の関数で前記電流制御系に励磁電流指令
を与える励磁電流調整手段とを備えたことを特徴とす
る。
【００１４】また、本発明は、無負荷状態にした誘導機
を前記速度制御系で一定速度に制御し、前記励磁電流調
整手段が記憶する励磁電流を前記励磁電流指令手段の指
令値とした運転状態において誘導機への供給電流をステ
ップ状に零に変化させる零電流制御手段と、この零電流
制御手段による零電流変化直後での前記電圧検出部の検
出電圧から誘導機の励磁インダクタンス及び等価漏れイ
ンダクタンスを求める手段と、前記零電流制御後の前記
検出電圧の減衰特性から二次時定数を求める手段とを備
えたことを特徴とする。
を前記速度制御系で一定速度に制御し、前記励磁電流調
整手段が記憶する励磁電流を前記励磁電流指令手段の指
令値とした運転状態において誘導機への供給電流をステ
ップ状に零に変化させる零電流制御手段と、この零電流
制御手段による零電流変化直後での前記電圧検出部の検
出電圧から誘導機の励磁インダクタンス及び等価漏れイ
ンダクタンスを求める手段と、前記零電流制御後の前記
検出電圧の減衰特性から二次時定数を求める手段とを備
えたことを特徴とする。
【００１５】また、本発明は、前記励磁電流調整手段に
より調整された励磁電流とした誘導機の運転において、
誘導機の速度制御状態から正負にステップ状に変化する
定トルク電流制御運転に切換えるトルク電流指令手段
と、前記定トルク電流をステップ状に切換えたときの前
記電圧検出部の検出電圧の変動幅とトルク電流の変動幅
により誘導機の等価漏れインダクタンスの磁束軸直交成
分を求めるインピーダンス演算手段とを備えたことを特
徴とする。
より調整された励磁電流とした誘導機の運転において、
誘導機の速度制御状態から正負にステップ状に変化する
定トルク電流制御運転に切換えるトルク電流指令手段
と、前記定トルク電流をステップ状に切換えたときの前
記電圧検出部の検出電圧の変動幅とトルク電流の変動幅
により誘導機の等価漏れインダクタンスの磁束軸直交成
分を求めるインピーダンス演算手段とを備えたことを特
徴とする。
【００１６】
【作用】図１は誘導電動機のＴ−Ｉ形等価回路を示し、
本発明はこの等価回路に鉄損抵抗を追加した回路での各
定数を測定し、この測定に図２に示す電流制御系を持つ
ベクトル制御可変速装置を利用する。なお、誘導機には
負荷装置を結合しない無負荷運転（トルク計測無し）で
定数を測定する。
本発明はこの等価回路に鉄損抵抗を追加した回路での各
定数を測定し、この測定に図２に示す電流制御系を持つ
ベクトル制御可変速装置を利用する。なお、誘導機には
負荷装置を結合しない無負荷運転（トルク計測無し）で
定数を測定する。
【００１７】図２の可変速装置は、誘導電動機１には電
圧形インバータになる半導体電力変換器２から交流電圧
を供給し、その電流をベクトル制御条件に電流制御系３
によって制御する。電流制御系３への電流指令は、速度
制御系４又はトルク電流指令手段５からのトルク電流分
Ｉ1qと、励磁電流指令手段６からの励磁電流分Ｉ1dとが
与えられる。
圧形インバータになる半導体電力変換器２から交流電圧
を供給し、その電流をベクトル制御条件に電流制御系３
によって制御する。電流制御系３への電流指令は、速度
制御系４又はトルク電流指令手段５からのトルク電流分
Ｉ1qと、励磁電流指令手段６からの励磁電流分Ｉ1dとが
与えられる。
【００１８】（１）直流電流試験（請求項１に対応） 電力変換器２の出力電流の位相をある相に固定し、直流
電流指令部７によって直流電流ＩをＩ1，Ｉ1／２，−Ｉ
1，−Ｉ1／２の４種類に設定切換をする。これら電流指
令による電力変換器２の出力電圧のＵ，Ｖ，Ｗ相電圧を
電圧計測部８で計測し、この計測値から電圧検出部９に
よって回転座標の電圧ＶId，ＶIqを求める。なお、電圧
検出部９の代わりに電流制御系３の出力電圧指令を用い
ることでも良い。また、２軸成分の電圧に代えて計測値
の相電圧でも良い。
電流指令部７によって直流電流ＩをＩ1，Ｉ1／２，−Ｉ
1，−Ｉ1／２の４種類に設定切換をする。これら電流指
令による電力変換器２の出力電圧のＵ，Ｖ，Ｗ相電圧を
電圧計測部８で計測し、この計測値から電圧検出部９に
よって回転座標の電圧ＶId，ＶIqを求める。なお、電圧
検出部９の代わりに電流制御系３の出力電圧指令を用い
ることでも良い。また、２軸成分の電圧に代えて計測値
の相電圧でも良い。
【００１９】このような電流指令と出力電圧をグラフに
描くと図３に示すようになる。ここで、測定点の傾きが
等価回路の一次抵抗Ｒ1成分になり、一次抵抗演算手段
１０により求められる。
描くと図３に示すようになる。ここで、測定点の傾きが
等価回路の一次抵抗Ｒ1成分になり、一次抵抗演算手段
１０により求められる。
【００２０】次に、電圧演算手段１１は、図３の特性か
ら電流を零まで補外することにより、電圧成分のオフセ
ットを求める。このオフセットは、正負電流極性での電
圧オフセットの差を２＊Ｖｃｅ成分とし、電力変換器２
の電圧降下成分Ｖｃｅを求める。また、正負電流極性で
の電圧オフセットの平均値をその相の電圧検出オフセッ
ト成分として求める。
ら電流を零まで補外することにより、電圧成分のオフセ
ットを求める。このオフセットは、正負電流極性での電
圧オフセットの差を２＊Ｖｃｅ成分とし、電力変換器２
の電圧降下成分Ｖｃｅを求める。また、正負電流極性で
の電圧オフセットの平均値をその相の電圧検出オフセッ
ト成分として求める。
【００２１】（２）無負荷運転／零電流試験（請求項２
及び３に対応） 速度制御系４によって誘導機１を無負荷運転し、この状
態で磁束調整手段１２は、電圧検出部９の検出電圧又は
電流制御系３の電圧指令出力からトルク軸電圧Ｖ1qを
得、これら電圧からトルク分電流Ｉ1qと誘導機の一次抵
抗Ｒ1による電圧降下成分を引き算して速度起電力Ｅ1q
を求め、この速度起電力Ｅ1qが設計値と一致するように
励磁電流指令手段６の出力を修正し、無負荷運転時の励
磁電流Ｉ1dを収束させる。
及び３に対応） 速度制御系４によって誘導機１を無負荷運転し、この状
態で磁束調整手段１２は、電圧検出部９の検出電圧又は
電流制御系３の電圧指令出力からトルク軸電圧Ｖ1qを
得、これら電圧からトルク分電流Ｉ1qと誘導機の一次抵
抗Ｒ1による電圧降下成分を引き算して速度起電力Ｅ1q
を求め、この速度起電力Ｅ1qが設計値と一致するように
励磁電流指令手段６の出力を修正し、無負荷運転時の励
磁電流Ｉ1dを収束させる。
【００２２】ここで、ベクトル制御では、二次磁束を制
御するものであるが、一次速度起電力と設計値を一致さ
せれば、一次磁束が設計値となり、二次磁束もほぼ設計
値に等しくなる。そこで、この速度起電力Ｅ1qが設計値
となるように調整すれば良い。
御するものであるが、一次速度起電力と設計値を一致さ
せれば、一次磁束が設計値となり、二次磁束もほぼ設計
値に等しくなる。そこで、この速度起電力Ｅ1qが設計値
となるように調整すれば良い。
【００２３】逆に、Ｅ1qが調整できれば、磁気飽和を考
慮した場合でも磁束は実測により確立が確認されている
ため、このときの励磁電流Ｉ1dのパターンを記憶してお
き、誘導機の運転時に励磁電流指令とすることができ
る。
慮した場合でも磁束は実測により確立が確認されている
ため、このときの励磁電流Ｉ1dのパターンを記憶してお
き、誘導機の運転時に励磁電流指令とすることができ
る。
【００２４】上記励磁電流の収束時の電圧Ｖ1qとトルク
分電流Ｉ1q及び一次抵抗Ｒ1から、励磁電流調整手段１
３は無負荷時の誘起電圧Ｅ1qを求める。この演算は、次
式になる。
分電流Ｉ1q及び一次抵抗Ｒ1から、励磁電流調整手段１
３は無負荷時の誘起電圧Ｅ1qを求める。この演算は、次
式になる。
【００２５】
【数１】Ｅ1q0＝Ｖ1q−Ｒ1＊Ｉ1q これら演算は、各回転速度別になされて記憶しておき、
誘導機の実際の運転時に励磁電流指令として発生する。
誘導機の実際の運転時に励磁電流指令として発生する。
【００２６】また、これら励磁電流を指令値とした無負
荷一定速度の運転状態で誘導機への供給電流をステップ
状に零に変化させたときの誘導機の電圧変化から励磁イ
ンダクタンスＭ’と等価漏れインダクタンスＬσ及び二
次時定数τ2を求めることができる。
荷一定速度の運転状態で誘導機への供給電流をステップ
状に零に変化させたときの誘導機の電圧変化から励磁イ
ンダクタンスＭ’と等価漏れインダクタンスＬσ及び二
次時定数τ2を求めることができる。
【００２７】ここで、無負荷運転状態で零電流制御にす
ることで各定数値Ｍ’，Ｌσ，τ2が求められる理由を
説明する。まず、無負荷運転時の誘導機の二次磁束に
ｄ”軸（制御軸でなく誘導機の実際の磁束軸）を一致さ
せると、鎖交磁束は図４に示すように、ｄ”，ｑ”軸の
一次漏れ磁束と、ｄ”軸の二次鎖交磁束とが存在する。
ることで各定数値Ｍ’，Ｌσ，τ2が求められる理由を
説明する。まず、無負荷運転時の誘導機の二次磁束に
ｄ”軸（制御軸でなく誘導機の実際の磁束軸）を一致さ
せると、鎖交磁束は図４に示すように、ｄ”，ｑ”軸の
一次漏れ磁束と、ｄ”軸の二次鎖交磁束とが存在する。
【００２８】この二次鎖交磁束は、一次電流の二次磁束
と同一位相成分Ｉ1d”に励磁インダクタンスＭを掛けた
ものとなる。
と同一位相成分Ｉ1d”に励磁インダクタンスＭを掛けた
ものとなる。
【００２９】
【数２】φ2d”＝Ｍ・Ｉ1d” 但し、Ｉ1dは計測できないものであり、ＭはＭ’とは異
なりＴ型等価回路の値である。
なりＴ型等価回路の値である。
【００３０】次に、一次電圧に制限がなく、瞬時に一次
電流を零にできれば、一次漏れインダクタンス（Ｌ1−
Ｍ）に鎖交していた磁束の磁気エネルギーは電流制御系
の駆動回路に吸収されて瞬時に零となる。このとき、図
５に示すように、Ｉ1d”が零になると回転に二次漏れイ
ンダクタンスＬ2に鎖交していた二次鎖交磁束成分を維
持しようとＩ2d”が転流して発生する。
電流を零にできれば、一次漏れインダクタンス（Ｌ1−
Ｍ）に鎖交していた磁束の磁気エネルギーは電流制御系
の駆動回路に吸収されて瞬時に零となる。このとき、図
５に示すように、Ｉ1d”が零になると回転に二次漏れイ
ンダクタンスＬ2に鎖交していた二次鎖交磁束成分を維
持しようとＩ2d”が転流して発生する。
【００３１】
【数３】Ｉ2d”＝φ2d”／Ｌ2 このときのＩ2dによる一次巻線の誘起起電力は、
【００３２】
【数４】Ｅ2q”＝ω1・Ｍ・Ｉ2d” Ｍ：運転角周波数 ここで、零電流変化の直前と直後の二次磁束は一定であ
り、上記各式から、次の式が成立する。
り、上記各式から、次の式が成立する。
【００３３】
【数５】 Ｅ2q”＝ω1・Ｍ・Ｍ／Ｌ2・Ｉ1d” ＝ω1・Ｍ”・Ｉ1d” 但し、Ｍ”＝（Ｍ2／Ｌ2） となる。
【００３４】以上のことから、電流を零に急変したとき
の一次誘起電圧は、急変前のＴ−Ｉ形等価回路の励磁イ
ンダクタンスＭ’の磁束成分による電圧が表れる。ま
た、無負荷定常運転時の速度起電力Ｅ1qはＭ”と等価漏
れインダクタンスＬσの合成値が計測できているため、
これらの差より等価漏れインダクタンスＬσの磁束成分
を求めることができる。さらに、零電流状態を維持する
ときには電力変換機２から誘導機１へのエネルギー流入
がなく、二次抵抗のみに消費されるため、磁束は指数関
数的に減少する。この二次磁束の減衰を電圧Ｖ1dとして
計測すれば二次時定数τ2を求めることができる。
の一次誘起電圧は、急変前のＴ−Ｉ形等価回路の励磁イ
ンダクタンスＭ’の磁束成分による電圧が表れる。ま
た、無負荷定常運転時の速度起電力Ｅ1qはＭ”と等価漏
れインダクタンスＬσの合成値が計測できているため、
これらの差より等価漏れインダクタンスＬσの磁束成分
を求めることができる。さらに、零電流状態を維持する
ときには電力変換機２から誘導機１へのエネルギー流入
がなく、二次抵抗のみに消費されるため、磁束は指数関
数的に減少する。この二次磁束の減衰を電圧Ｖ1dとして
計測すれば二次時定数τ2を求めることができる。
【００３５】図６は、無負荷運転中にステップ状に零電
流に変化させたときの出力電圧、電流のｄ軸、ｑ軸成分
の計測波形を示す。電流は、ｄ軸、ｑ軸共に零になり、
ｑ軸電圧は電流指令変化時にＬσ相当の電圧降下が発生
し、その後に二次時定数τ2相当の指数関数的な減衰が
発生する。
流に変化させたときの出力電圧、電流のｄ軸、ｑ軸成分
の計測波形を示す。電流は、ｄ軸、ｑ軸共に零になり、
ｑ軸電圧は電流指令変化時にＬσ相当の電圧降下が発生
し、その後に二次時定数τ2相当の指数関数的な減衰が
発生する。
【００３６】これらの関係は、次式になる。
【００３７】
【数６】 Ｅ1d0＝Ｖ1d−Ｒ1＊Ｉ1d Ｅ1q0＝Ｖ1q （Ｌσ）d＝（Ｅ1q−Ｅ2q）／（Ｉ1d・ω1） （Ｍ’）d＝Ｅ2q／（Ｉ1d・ω1） なお、零電流制御は、電力変換器２と誘導機１を結合し
たまま、誘導機１の誘起電圧と同一の電圧出力を電力変
換器２から出力することで電位差を零にして零電流を得
ることができ、電力変換器２の出力電圧又は電流制御系
３の出力電圧を計測すれば、誘導機の速度起電力を計測
したことになる。
たまま、誘導機１の誘起電圧と同一の電圧出力を電力変
換器２から出力することで電位差を零にして零電流を得
ることができ、電力変換器２の出力電圧又は電流制御系
３の出力電圧を計測すれば、誘導機の速度起電力を計測
したことになる。
【００３８】（３）過渡トルク電流試験（請求項４に対
応） 負荷トルクが計測できる場合には、トルク基準にてトル
ク電流に関係するｑ軸漏れリアクタンスＬσｑの定数調
整を行うことができる。しかし、現地で再調整が必要と
なった場合やトルク精度がそれほど必要がなく簡単に調
整を済ませたい場合には誘導機単体で調整できると都合
が良い。
応） 負荷トルクが計測できる場合には、トルク基準にてトル
ク電流に関係するｑ軸漏れリアクタンスＬσｑの定数調
整を行うことができる。しかし、現地で再調整が必要と
なった場合やトルク精度がそれほど必要がなく簡単に調
整を済ませたい場合には誘導機単体で調整できると都合
が良い。
【００３９】しかし、無負荷ではトルク電流が存在せ
ず、Ｒ2のｑ軸成分は計測できない。
ず、Ｒ2のｑ軸成分は計測できない。
【００４０】誘導機の加減速運転により誘導機自体の慣
性モーメントを加速するトルクを利用して二次抵抗Ｒ2
の調整をする方法もあるが、速度急変時にはすべり誤差
が発生し易く、磁束の軸ズレが生じる。このため、正確
な二次抵抗測定ができない。
性モーメントを加速するトルクを利用して二次抵抗Ｒ2
の調整をする方法もあるが、速度急変時にはすべり誤差
が発生し易く、磁束の軸ズレが生じる。このため、正確
な二次抵抗測定ができない。
【００４１】また、二次抵抗補償のためには、負荷時の
誘導機電圧を計算できる定数が必要であり、加減速時の
磁束の軸ズレがあるとこの定数も正確に計測できない。
誘導機電圧を計算できる定数が必要であり、加減速時の
磁束の軸ズレがあるとこの定数も正確に計測できない。
【００４２】そこで、誘導機単体での定数測定方法とし
て、二次抵抗を調整するのでなく、磁束とトルク電流が
成立する他の制御条件を求めるようにした。
て、二次抵抗を調整するのでなく、磁束とトルク電流が
成立する他の制御条件を求めるようにした。
【００４３】二次鎖交磁束の調整と同様に、二次磁束の
時定数より電流制御系の応答が十分に速いことを条件に
して、過渡時の二次磁束変化が少ない条件での計測を行
う。
時定数より電流制御系の応答が十分に速いことを条件に
して、過渡時の二次磁束変化が少ない条件での計測を行
う。
【００４４】無負荷運転時（すべり≒０）には、二次抵
抗Ｒ2の変動を受けず、磁束は励磁電流Ｉ1dとほぼ比例
する。そこで、前述の速度起電力Ｅ1の調整結果の励磁
電流指令で無負荷運転して定常状態になった後、トルク
電流をステップ状に変化させれば、変化直後は二次磁束
とトルク電流が同時に制御できたことになる。
抗Ｒ2の変動を受けず、磁束は励磁電流Ｉ1dとほぼ比例
する。そこで、前述の速度起電力Ｅ1の調整結果の励磁
電流指令で無負荷運転して定常状態になった後、トルク
電流をステップ状に変化させれば、変化直後は二次磁束
とトルク電流が同時に制御できたことになる。
【００４５】ここで、問題は、図７に示すように、無負
荷時にも鉄損電流、メカロス電流があるため、一次電流
Ｉ1dと磁束との間に位相θだけの軸ズレが存在する。
荷時にも鉄損電流、メカロス電流があるため、一次電流
Ｉ1dと磁束との間に位相θだけの軸ズレが存在する。
【００４６】この軸ズレを補償できないと磁束に直角に
トルク電流成分を設定できない。電圧検出が正確であれ
ば、零電流指令時の電圧位相から磁束が判定できるが、
デッドタイムの誤差成分が位相誤差として現れるため、
位相データはあまり正確でない。
トルク電流成分を設定できない。電圧検出が正確であれ
ば、零電流指令時の電圧位相から磁束が判定できるが、
デッドタイムの誤差成分が位相誤差として現れるため、
位相データはあまり正確でない。
【００４７】そこで、鉄損補償手段１５は、無負荷運転
時の速度制御系４には少しのトルク指令が出力されてお
り、それに対応したすべりが出力されている。このすべ
り周波数と励磁電流Ｉ1dと初期設定または零電流計測で
求めた二次時定数より無負荷時のトルク電流（メカロス
電流Ｉｍｅｃｈ）を逆算すれば、無負荷時の機械損が計
測できる。
時の速度制御系４には少しのトルク指令が出力されてお
り、それに対応したすべりが出力されている。このすべ
り周波数と励磁電流Ｉ1dと初期設定または零電流計測で
求めた二次時定数より無負荷時のトルク電流（メカロス
電流Ｉｍｅｃｈ）を逆算すれば、無負荷時の機械損が計
測できる。
【００４８】以上までのことから、速度制御系４による
誘導機１の無負荷運転が安定した後、電流制御系３には
トルク電流指令手段５によって定格電流のトルク電流成
分（＋Ｉ2q’、−Ｉ2q’）の指令をステップ状に与え
る。ここで、メカロス電流ＩｍｅｃｈはＩ2q’に含む
が、鉄損電流ＩRMは含めない。
誘導機１の無負荷運転が安定した後、電流制御系３には
トルク電流指令手段５によって定格電流のトルク電流成
分（＋Ｉ2q’、−Ｉ2q’）の指令をステップ状に与え
る。ここで、メカロス電流ＩｍｅｃｈはＩ2q’に含む
が、鉄損電流ＩRMは含めない。
【００４９】このときのベクトル図は、図８に示すよう
になり、トルク電流を変化させたときの誘導機の端子電
圧Ｖ1q，Ｖ1dの変化分はトルク電流によるｑ軸成分の一
次抵抗Ｒ1と等価漏れインダクタンスＬσによる電圧降
下成分であり、トルク電流の変化幅とこのときの電圧の
変動幅を検出し、これらの変動幅からインピーダンス演
算手段１６で二次抵抗Ｒ2の補償用の一次抵抗のトルク
成分（Ｒ1）q及び等価漏れインダクタンスのトルク成分
（Ｌσ）qを次式から求めることができる。
になり、トルク電流を変化させたときの誘導機の端子電
圧Ｖ1q，Ｖ1dの変化分はトルク電流によるｑ軸成分の一
次抵抗Ｒ1と等価漏れインダクタンスＬσによる電圧降
下成分であり、トルク電流の変化幅とこのときの電圧の
変動幅を検出し、これらの変動幅からインピーダンス演
算手段１６で二次抵抗Ｒ2の補償用の一次抵抗のトルク
成分（Ｒ1）q及び等価漏れインダクタンスのトルク成分
（Ｌσ）qを次式から求めることができる。
【００５０】
【数７】 （Ｒ1）q＝ΔＶ1q／（２＊Ｉ2q’） （Ｌσ）q＝−ΔＶ1d／（２＊Ｉ2q’＊ω1） このときの電圧成分は、磁束とトルク電流が設計通り発
生しているときのもので、二次抵抗Ｒ2の補償をする場
合はこの電圧を目標値として収束させれば結果的に磁束
とトルク電流が確立する。
生しているときのもので、二次抵抗Ｒ2の補償をする場
合はこの電圧を目標値として収束させれば結果的に磁束
とトルク電流が確立する。
【００５１】
【実施例】図９は、本発明の一実施例を示すブロック図
である。誘導機１にベクトル制御した交流電圧を供給す
るインバータ主回路２１は、キャリア周波数を高くでき
るＩＧＢＴを主スイッチ素子とした構成にされる。な
お、主スイッチは、他のトランジスタ、ＧＴＯ、ＦＥＴ
でも良い。
である。誘導機１にベクトル制御した交流電圧を供給す
るインバータ主回路２１は、キャリア周波数を高くでき
るＩＧＢＴを主スイッチ素子とした構成にされる。な
お、主スイッチは、他のトランジスタ、ＧＴＯ、ＦＥＴ
でも良い。
【００５２】インバータ主回路２１の主スイッチのゲー
ト制御はＰＷＭ波形発生部２２によってなされ、その出
力電圧の周波数と位相制御は電流制御部２３によってな
される。電流制御部２３へのトルク分電流指令Ｉ1qは、
速度制御部２４又は上位コントローラ２５のトルク指令
出力を切換え、さらにリミッタ部２６を介して与えられ
る。
ト制御はＰＷＭ波形発生部２２によってなされ、その出
力電圧の周波数と位相制御は電流制御部２３によってな
される。電流制御部２３へのトルク分電流指令Ｉ1qは、
速度制御部２４又は上位コントローラ２５のトルク指令
出力を切換え、さらにリミッタ部２６を介して与えられ
る。
【００５３】電流制御部２３への励磁分電流指令Ｉ
1dは、上位コントローラ２５から与えられる。
1dは、上位コントローラ２５から与えられる。
【００５４】これら電流指令は、すべり演算部２７にも
取り込まれ、その演算結果のすべり角周波数ωSと誘導
機１のロータ角周波数ωrが加算されて電流制御部２３
へ一次角周波数ω1として与えられる。すべり演算には
設定二次抵抗Ｒ2を使い、この補償を二次抵抗補償部２
７Ａで行う。
取り込まれ、その演算結果のすべり角周波数ωSと誘導
機１のロータ角周波数ωrが加算されて電流制御部２３
へ一次角周波数ω1として与えられる。すべり演算には
設定二次抵抗Ｒ2を使い、この補償を二次抵抗補償部２
７Ａで行う。
【００５５】誘導機１の速度検出は、パルスエンコーダ
２８の回転位相の検出出力から速度演算部２９にて速度
信号に変換する。
２８の回転位相の検出出力から速度演算部２９にて速度
信号に変換する。
【００５６】インバータ主回路２１から誘導機１への電
圧又は誘導機１の誘起電圧は、電圧検出部３０によって
検出される。また、電流は、電流検出部３１によって検
出される。
圧又は誘導機１の誘起電圧は、電圧検出部３０によって
検出される。また、電流は、電流検出部３１によって検
出される。
【００５７】以上の構成になるベクトル制御装置を利用
して、本実施例では、誘導機１の定数測定を行う。この
ための各種指令の発生及び演算は、上位コントローラ２
５のソフトウエア要素として設けられる。
して、本実施例では、誘導機１の定数測定を行う。この
ための各種指令の発生及び演算は、上位コントローラ２
５のソフトウエア要素として設けられる。
【００５８】この上位コントローラ２５による指令の発
生は、ベクトル制御に必要な速度制御部２４への速度指
令や励磁電流指令及びトルク電流指令等を発生し、誘導
機の定数測定に必要な図２の励磁電流指令手段６、直流
電流指令手段７になる。
生は、ベクトル制御に必要な速度制御部２４への速度指
令や励磁電流指令及びトルク電流指令等を発生し、誘導
機の定数測定に必要な図２の励磁電流指令手段６、直流
電流指令手段７になる。
【００５９】また、上位コントローラ２５は、定数測定
に必要な図２の電圧検出部９の演算機能と同図の破線ブ
ロック内に示す各演算・調整・補償手段の機能をソフト
ウエア構成として持つ。
に必要な図２の電圧検出部９の演算機能と同図の破線ブ
ロック内に示す各演算・調整・補償手段の機能をソフト
ウエア構成として持つ。
【００６０】本実施例における定数測定のうち、前述の
（１）直流電流試験による一次抵抗Ｒ1の測定とオフセ
ット電圧測定において、一次抵抗成分は、各軸毎に電流
極性により２つのデータが得られるが、一次抵抗演算に
は３相６個の平均値を一次抵抗計測値として求める。
（１）直流電流試験による一次抵抗Ｒ1の測定とオフセ
ット電圧測定において、一次抵抗成分は、各軸毎に電流
極性により２つのデータが得られるが、一次抵抗演算に
は３相６個の平均値を一次抵抗計測値として求める。
【００６１】また、電圧検出オフセット成分は以後の電
圧検出でのオフセット補正データとして使用することに
より、定数測定精度を一層高めることもできる。
圧検出でのオフセット補正データとして使用することに
より、定数測定精度を一層高めることもできる。
【００６２】次に、前述の（３）過渡トルク電流試験に
よるインピーダンス測定には、速度制御とトルク制御の
切換を図１０に示すようにトルク制御による測定後は速
度制御に戻す。この理由は、初期の二次時定数に誤差が
あるとすべりにも誤差が生じ、ひいては磁束に軸ズレが
発生する。そこで、電圧が収束し計測後は直ちに速度制
御に戻し、磁束が元に戻るのを待つ。
よるインピーダンス測定には、速度制御とトルク制御の
切換を図１０に示すようにトルク制御による測定後は速
度制御に戻す。この理由は、初期の二次時定数に誤差が
あるとすべりにも誤差が生じ、ひいては磁束に軸ズレが
発生する。そこで、電圧が収束し計測後は直ちに速度制
御に戻し、磁束が元に戻るのを待つ。
【００６３】さらに、計測にデッドタイム等の外乱によ
る電圧誤差を検出することもあるため、複数回の繰り返
し計測によって異常データの削除と平均化により測定精
度の向上を図る。
る電圧誤差を検出することもあるため、複数回の繰り返
し計測によって異常データの削除と平均化により測定精
度の向上を図る。
【００６４】また、二次抵抗Ｒ2のオンライン補償は、
インピーダンス測定後に上位コントローラ２５が二次抵
抗補償部２７Ａの補償入力をオンすることでＲ2の温度
変動があってもベクトル制御を確立する。
インピーダンス測定後に上位コントローラ２５が二次抵
抗補償部２７Ａの補償入力をオンすることでＲ2の温度
変動があってもベクトル制御を確立する。
【００６５】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、以下の
効果がある。
効果がある。
【００６６】（１）ベクトル制御される誘導電動機に負
荷装置を接続することなく無負荷の状態で回路定数を計
測できる。
荷装置を接続することなく無負荷の状態で回路定数を計
測できる。
【００６７】（２）ベクトル制御する制御装置自体で回
路定数を計測するため、計測装置と制御装置の電圧・電
流検出ゲインの不一致による制御誤差が発生しない。
路定数を計測するため、計測装置と制御装置の電圧・電
流検出ゲインの不一致による制御誤差が発生しない。
【００６８】（３）電流零という一次抵抗の影響を受け
ず、しかも二次磁束成分の電圧を直接計測できる条件で
調整するため、磁束調整精度が高い。また、実際の運転
状態に近い磁気飽和状態での磁束を計測しており、磁気
飽和を考慮した計測結果が得られる。
ず、しかも二次磁束成分の電圧を直接計測できる条件で
調整するため、磁束調整精度が高い。また、実際の運転
状態に近い磁気飽和状態での磁束を計測しており、磁気
飽和を考慮した計測結果が得られる。
【００６９】（４）磁束調整結果が励磁電流の形で得ら
れ、従来は磁束指令と励磁インダクタンスから励磁電流
を計算していたがその演算が不要となる。
れ、従来は磁束指令と励磁インダクタンスから励磁電流
を計算していたがその演算が不要となる。
【００７０】（５）無負荷状態という二次抵抗の変動を
受けない条件にて磁束を制御しているため、磁束精度が
良い状態で回路定数を得ることができる。
受けない条件にて磁束を制御しているため、磁束精度が
良い状態で回路定数を得ることができる。
【００７１】（６）磁束軸の方が磁気飽和し易いため、
厳密に言うと等価回路定数もｄ軸とｑ軸とではインダク
タンスの違いが生じる。本発明では、ｄ軸とｑ軸個々の
電流成分による漏れインダクタンスを分離した計測が可
能であり、二次抵抗補償などに用いるときにもｄ軸とｑ
軸にインピーダンスを使い分けることにより、精度の向
上を図ることができる。
厳密に言うと等価回路定数もｄ軸とｑ軸とではインダク
タンスの違いが生じる。本発明では、ｄ軸とｑ軸個々の
電流成分による漏れインダクタンスを分離した計測が可
能であり、二次抵抗補償などに用いるときにもｄ軸とｑ
軸にインピーダンスを使い分けることにより、精度の向
上を図ることができる。
【図１】本発明の定数測定モデルとして使用する誘導機
の等価回路。
の等価回路。
【図２】本発明のクレーム対応図。
【図３】一次抵抗とオフセット電圧計測の特性図。
【図４】無負荷運転時の誘導機の磁束関係図。
【図５】零電流時の磁束関係図。
【図６】零電流時の電流・電圧波形図。
【図７】鉄損電流とメカロスによる軸ズレの関係図。
【図８】インピーダンス演算のベクトル図。
【図９】本発明の一実施例を示すブロック図。
【図１０】過渡トルク電流試験波形図。
１…誘導機 ３…電流制御系 ４…速度制御系 ５…トルク電流指令手段 ６…励磁電流指令手段 ７…直流電流指令部 ２２…ＰＷＭ発生部 ２３…電流制御部 ２４…速度制御部 ２５…上位コントローラ
Claims (4)
- 【請求項１】 半導体電力変換装置から誘導機に供給す
る電流を制御する電流制御系を有してベクトル制御する
誘導機の可変速装置において、前記電流制御系に直流電
流指令を発生する直流電流指令部と、前記電流制御系の
直流電流制御における誘導機への印加電圧を求める電圧
検出部と、前記直流電流指令を変化させた電流に対する
前記電圧検出部の検出電圧の特性の傾きから誘導機の一
次抵抗を求める一次抵抗演算手段と、前記直流電流指令
を零にしたときの前記検出電圧を補外し、力行時と回生
時のオフセット電圧から前記半導体電力変換装置の主回
路の電圧降下成分及び前記電圧検出部の各相のオフセッ
ト成分を求める電圧演算手段とを備えたことを特徴とす
る可変速装置。 - 【請求項２】 半導体電力変換装置から誘導機に供給す
る電流を制御する電流制御系を有してベクトル制御する
誘導機の可変速装置において、無負荷状態にした誘導機
を各回転速度で一定に制御するトルク電流指令を前記電
流制御系に与える速度制御系と、指定された励磁電流指
令を前記電流制御系に与える励磁電流指令手段と、誘導
機への印加電圧を求める電圧検出部と、前記速度制御系
による誘導機の一定速度の無負荷運転状態での前記電圧
検出部の検出電圧から励磁電流成分又はトルク電流成分
と誘導機の一次抵抗による電圧降下成分を引き算して誘
導機の速度起電力を求め該速度起電力が設計値に一致す
るよう前記励磁電流指令手段の電流指令を修正する磁束
調整手段と、前記各回転速度での前記磁束調整手段の収
束調整値の励磁電流を記憶しておき誘導機の運転時に該
記憶した励磁電流の関数で前記電流制御系に励磁電流指
令を与える励磁電流調整手段とを備えたことを特徴とす
る可変速装置。 - 【請求項３】 無負荷状態にした誘導機を前記速度制御
系で一定速度に制御し、前記励磁電流調整手段が記憶す
る励磁電流を前記励磁電流指令手段の指令値とした運転
状態において誘導機への供給電流をステップ状に零に変
化させる零電流制御手段と、この零電流制御手段による
零電流変化直後での前記電圧検出部の検出電圧から誘導
機の励磁インダクタンス及び等価漏れインダクタンスを
求める手段と、前記零電流制御後の前記検出電圧の減衰
特性から二次時定数を求める手段とを備えたことを特徴
とする請求項２記載の可変速装置。 - 【請求項４】 前記励磁電流調整手段により調整された
励磁電流とした誘導機の運転において、誘導機の速度制
御状態から正負にステップ状に変化する定トルク電流制
御運転に切換えるトルク電流指令手段と、前記定トルク
電流をステップ状に切換えたときの前記電圧検出部の検
出電圧の変動幅とトルク電流の変動幅により誘導機の等
価漏れインダクタンスの磁束軸直交成分を求めるインピ
ーダンス演算手段とを備えたことを特徴とする請求項２
記載の可変速装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21933893A JPH0775399A (ja) | 1993-09-03 | 1993-09-03 | 可変速装置 |
| US08/286,245 US5594670A (en) | 1993-09-03 | 1994-08-08 | Apparatus for measuring circuit constant of induction motor with vector control system and method therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21933893A JPH0775399A (ja) | 1993-09-03 | 1993-09-03 | 可変速装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0775399A true JPH0775399A (ja) | 1995-03-17 |
Family
ID=16733896
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21933893A Pending JPH0775399A (ja) | 1993-09-03 | 1993-09-03 | 可変速装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0775399A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5861728A (en) * | 1996-05-09 | 1999-01-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method for measuring motor parameters of induction motor and control apparatus |
| JP2000342000A (ja) * | 1999-03-24 | 2000-12-08 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機の制御装置およびその制御方法 |
| JP2002010677A (ja) * | 2000-06-21 | 2002-01-11 | Hitachi Ltd | モータ制御装置 |
| JP2011173704A (ja) * | 2010-02-25 | 2011-09-08 | Toshiba Elevator Co Ltd | エレベータを駆動する誘導電動機の２次時定数測定方法およびシステム |
| JP2013138604A (ja) * | 2013-03-11 | 2013-07-11 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| JP2014517283A (ja) * | 2011-05-16 | 2014-07-17 | サントル ナスィオナル ド ラ ルシェルシュ スィアンティフィク（セ．エン．エル．エス．） | 電力変換器 |
| CN104104299A (zh) * | 2013-04-04 | 2014-10-15 | Ls产电株式会社 | 用于感应电动机的无传感器向量控制装置 |
| CN107741536A (zh) * | 2017-11-08 | 2018-02-27 | 国家电网公司 | 线路空载充电向量检查方法 |
| CN108490350A (zh) * | 2018-03-14 | 2018-09-04 | 山东科技大学 | 一种大功率永磁电机故障诊断系统及诊断方法 |
| CN108572297A (zh) * | 2018-04-11 | 2018-09-25 | 中国矿业大学 | 开关磁阻电机功率变换器母线特征电流故障诊断方法 |
| US10241152B2 (en) | 2013-08-02 | 2019-03-26 | Danfoss Power Electronics A/S | Automated motor adaptation |
-
1993
- 1993-09-03 JP JP21933893A patent/JPH0775399A/ja active Pending
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5861728A (en) * | 1996-05-09 | 1999-01-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method for measuring motor parameters of induction motor and control apparatus |
| JP2000342000A (ja) * | 1999-03-24 | 2000-12-08 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機の制御装置およびその制御方法 |
| JP2002010677A (ja) * | 2000-06-21 | 2002-01-11 | Hitachi Ltd | モータ制御装置 |
| JP4577949B2 (ja) * | 2000-06-21 | 2010-11-10 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2011173704A (ja) * | 2010-02-25 | 2011-09-08 | Toshiba Elevator Co Ltd | エレベータを駆動する誘導電動機の２次時定数測定方法およびシステム |
| JP2014517283A (ja) * | 2011-05-16 | 2014-07-17 | サントル ナスィオナル ド ラ ルシェルシュ スィアンティフィク（セ．エン．エル．エス．） | 電力変換器 |
| JP2013138604A (ja) * | 2013-03-11 | 2013-07-11 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| JP2014204668A (ja) * | 2013-04-04 | 2014-10-27 | エルエス産電株式会社Ｌｓｉｓ Ｃｏ．， Ｌｔｄ | 誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置 |
| CN104104299A (zh) * | 2013-04-04 | 2014-10-15 | Ls产电株式会社 | 用于感应电动机的无传感器向量控制装置 |
| US9407188B2 (en) | 2013-04-04 | 2016-08-02 | Lsis Co., Ltd. | Sensorless vector control apparatus for induction motor |
| US10241152B2 (en) | 2013-08-02 | 2019-03-26 | Danfoss Power Electronics A/S | Automated motor adaptation |
| CN107741536A (zh) * | 2017-11-08 | 2018-02-27 | 国家电网公司 | 线路空载充电向量检查方法 |
| CN108490350A (zh) * | 2018-03-14 | 2018-09-04 | 山东科技大学 | 一种大功率永磁电机故障诊断系统及诊断方法 |
| CN108490350B (zh) * | 2018-03-14 | 2020-07-31 | 山东科技大学 | 一种大功率永磁电机故障诊断系统及诊断方法 |
| CN108572297A (zh) * | 2018-04-11 | 2018-09-25 | 中国矿业大学 | 开关磁阻电机功率变换器母线特征电流故障诊断方法 |
| CN108572297B (zh) * | 2018-04-11 | 2020-05-08 | 中国矿业大学 | 开关磁阻电机功率变换器母线特征电流故障诊断方法 |
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