JP3067660B2

JP3067660B2 - 誘導電動機の制御方法

Info

Publication number: JP3067660B2
Application number: JP8298412A
Authority: JP
Inventors: 俊昭奥山; 登藤本; 敏雄齋藤; 孝行松井; 譲久保田; 洋藤井
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1996-11-11
Filing date: 1996-11-11
Publication date: 2000-07-17
Anticipated expiration: 2015-07-17
Also published as: JPH09191700A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、誘導電動機の速度
制御方法に係り、特に、誘導電動機で発生する種々の損
失を低減するのに好適な誘導電動機の速度制御方法に関
する。

【０００２】

【従来の技術】誘導電動機の制御装置に関する従来技術
として、特開昭61−189193号公報に記載された技術が知
られている。この従来技術による制御装置は、必要とす
る誘導電動機のトルクに対し、一次電流が最小の値とな
るようにするため、誘導電動機の駆動制御装置に励磁電
流を制御する手段を備えるものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術では、一
次電流が最小の値となるように誘導電動機の制御を行っ
ているので、一次抵抗損を最小にすることができるが、
二次抵抗損やヒステリシス損，うず電流損等を含めたト
ータルの損失を必ずしも最小とすることができないとい
う問題点があった。このため、前記従来技術は、これら
の損失に相当する電力を駆動制御装置から供給すること
が必要となり、制御装置の容量が大きくならざるを得な
いという問題点があった。また、誘導電動機側において
は過熱の可能性があり、誘導電動機を高速で回転させる
場合には、ヒステリシス損やうず電流損が大きくなり、
場合によっては、誘導電動機の損傷を生ずる場合もあ
る。

【０００４】本発明の目的は、誘導電動機の低速運転領
域から高速運転領域にわたって、誘導電動機内で発生す
る全損失を低減することができる誘導電動機の制御方法
を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明の特徴は、誘導電動機を可変周波数電圧源により制御
する誘導電動機の制御方法において、前記誘導電動機の
トルク電流値と、周波数指令値と、を用いて、前記誘導
電動機の励磁電流指令値を演算し、前記誘導電動機の励
磁電流を前記励磁電流指令値に等しくするように制御す
ることにある。

【０００６】

【発明の実施の形態】

（実施例１）本発明の実施例である誘導電動機の制御装
置を以下に述べる。

【０００７】まず、本実施例に適用される、誘導電動機
（以下、適宜電動機と略す）が負荷から要求されるトル
クに対し、誘導電動機で発生する全損失が常に最小の値
となるような励磁電流の設定方法を説明する。

【０００８】一般に、誘導電動機は、励磁電流Ｉ_1dとト
ルク電流Ｉ_1qが図３に示すようにべクトル的に直交する
ような等価回路で表わすことができるものとし、説明を
簡単化するために、誘導電動機には磁気飽和が無いと仮
定し、磁束Φと励磁電流Ｉ_1dは比例するものとする。前
記等価回路を示す図２において、Ｌ_σは漏れインダクタ
ンス、Ｍ′は励磁インダクタンス、ｒ₁は一次抵抗、ｒ
₂′ は二次抵抗、ｓはすべりである。

【０００９】この図２に示す等価回路に対し、励磁電流
Ｉ_1d，一次電流Ｉ₁，一次換算トルク電流Ｉ_1q，トルク
Ｔ₁の間には、次の数１〜数４で示す関係が成立する。

【００１０】

【数１】Ｉ_1dr ²＋Ｉ_1qr ²＝Ｉ_1r ²…（数１）

【００１１】

【数２】Ｉ_1d ²＋Ｉ_1q ²＝Ｉ₁ ²…（数２）

【００１２】

【数３】

【００１３】

【数４】

【００１４】但し、上式において、添字ｒは定格運転時
の値を意味し、Ｉ_1rは一次定格電流、Ｉ_1qrは一次側換
算の二次定格トルク電流、Ｔ_rは定格トルク、Ｉ_1drは
定格励磁電流である。

【００１５】誘導電動機が定格トルクで運転されている
ときのトルク電流Ｉ_1qrと一次定格電流Ｉ_1rとの位相角
θ_rは、次に示す数５より求めることができる。

【００１６】

【数５】

【００１７】また、任意の運転状態における励磁電流Ｉ
_1dと定格励磁電流Ｉ_1drとの比を数６に示すようにｍと
おく。

【００１８】

【数６】ｍ＝Ｉ_1d／Ｉ_1dr…（数６）前記数２，数４，数５，数６からＩ_1q，Ｉ_1qr，Ｉ_1d，
Ｉ_1drを消去して、一次電流Ｉ₁に対して成立する式を
算出すると、次に示す数７を得ることができる。

【００１９】

【数７】

【００２０】いま、評価関数として、誘導電動機で発生
する全損失をとることにする。

【００２１】まず、誘導電動機の巻線抵抗に発生する抵
抗損としての一次抵抗損Ｌ_r1は、前述の数７を用いて次
式により求めることができる。

【００２２】

【数８】

【００２３】誘導電動機の回転子銅バーで発生する二次
抵抗損Ｌ_r2は、前述の数４，数５を用いて次式により求
めることができる。

【００２４】

【数９】

【００２５】また、誘導電動機の固定子鉄心中で発生す
るヒステリシス損Ｌ_hは、前述の数５，数６を用いてほ
ぼ次式により求めることができる。

【００２６】

【数１０】Ｌ_h＝Ｋ_h′・ω₁・Ｂ_m ² ＝Ｋ_h・ω₁・ｍ²・Ｉ_1r ²・sin²θ_r…（数１０）この数１０において、Ｂ_mは誘導電動機の空隙における
磁束密度、Ｋ_h′，Ｋ_hは固定子鉄心の重量や材質，構造
等によって決まる比例係数である。

【００２７】この数１０から理解できるように、ヒステ
リシス損Ｌ_hは、励磁電流の２乗、いいかえるとｍの２
乗に比例し、駆動制御装置の出力周波数に比例してい
る。

【００２８】さらに、固定子鉄心にはうず電流値Ｉ_eが
発生するが、このうず電流損Ｌ_eは、数１０と同様に、
前述の数５，数６とを用いて次式により求めることがで
きる。

【００２９】

【数１１】Ｌ_e＝Ｋ_e′・ω₁ ²・Ｂ_m ² ＝Ｋ_e・ω₁ ²・ｍ²・Ｉ_1r ²・sin²θ_r…（数１１）この数１１において、Ｋ_e′，Ｋ_eはヒステリシス損と同
様に、固定子鉄心の重量や材質，構造等によって決まる
比例係数である。

【００３０】前述した４種類の損失が、誘導電動機の全
損失のうち、制御可能な主たる損失であり、これらの和
が最小となるように励磁電流を制御すれば、誘導電動機
を理想的に制御できることになる。この全損失Ｌ_Tは、
数８〜数１１をまとめて次のように表すことができる。

【００３１】

【数１２】

【００３２】この全損失Ｌ_Tが最小となる条件を求める
ために、数１２を次のように変形する。

【００３３】

【数１３】

【００３４】この数１３において、全損失Ｌ_Tが最小の
値となるのは、次に示す数１４が成り立つ場合であり、
そのときのｍの値をｍ_oとすると、ｍ_oが数１４の値を
満たすとき、誘導電動機が必要とするトルクＴ₁に対
し、誘導電動機内で発生する全損失Ｌ_Tが最小の値とな
る。

【００３５】

【数１４】

【００３６】そして、全損失の最小値Ｌ_Toは、次式で求
めることができる。

【００３７】

【数１５】

【００３８】本発明は、以上説明した数式に基づいて誘
導電動機の励磁電流の制御を行うものであり、これによ
り誘導電動機を最高効率で運転することが可能となる。

【００３９】本実施例の誘導電動機の制御装置を図１を
用いて詳細に説明する。図１において、２は誘導電動
機、９３は回転速度検出器、３０２は電圧型電力変換
器、304は係数器、３０５ａ〜ｃは一次電流検出器、３
０６は電流検出器、３０７はすべり角周波数指令演算
器、３０８は励磁電流指令値演算器、３０９は加算器、
310は一次遅れ器、３１１は積分器、３１２は関数発生
器、３１３は２相−３相変換器、３１４，３１６，３１
７は比較器、３１５は速度調節器、３１８，３１９は演
算器である。

【００４０】本実施例の特徴部分である励磁電流指令値
演算器３０８は、インバータ出力角周波数ω₁＊と、負
荷トルクに対応したトルク電流値Ｉ_qを取込み、これら
のデータを用いて最適な励磁電流の値を決定する。

【００４１】図１において、誘導電動機２は、電圧型電
力変換器３０２の出力可変周波電力によって制御され
る。回転速度検出器（ＰＧ）９３は、誘導電動機２の回
転速度を検出し、その出力信号は、回転子角周波数を極
対数であるＰ倍する係数乗算器３０４に伝えられる。誘
導電動機２のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の巻線には、各相
の一次電流を検出し、一次電流に対応した電流帰還信号
Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wを出力する一次電流検出器３０５ａ，３
０５ｂ，３０５ｃが設けられている。この一次電流検出
器３０５ａ，３０５ｂ，３０５ｃの出力信号は、電流検
出器３０６に与えられる。この電流検出器３０６は、一
次電流検出器の出力信号を誘導電動機２の同期角周波数
（二次鎖交磁束ベクトルの角周波数）ω₁＊で回転し、
互いに直交する回転座標系の２軸成分、すなわち、励磁
電流成分Ｉ_dと、トルク電流成分Ｉ_qに変換する。このト
ルク電流成分Ｉ_qは、すべり角周波数演算器３０７と励
磁電流指令値演算器３０８等に与えられる。すべり角周
波数演算器３０７は、励磁電流指令値演算器３０８から
出力される励磁電流指令値Ｉ_d＊とトルク電流成分Ｉ_qを
用いて、すべり角周波数の指令値Ｐω_s＊を演算する。
そして、このすべり角周波数指令値Ｐω_s＊は、加算器
３０９に送られ、そこで、前述した係数乗算器３０４の
出力Ｐω_rと加算される。この加算結果が、前述した、
誘導電動機同期角周波数ω₁＊として出力される。

【００４２】励磁電流指令値演算器３０８は、絶対値信
号変換回路３０８ａと、指令値演算回路３０８ｂと、最
大値信号選択回路３０８ｃと、最大値保持レジスタ３０
８ｄとの４つの回路により構成されている。前述の電流
検出器３０６の出力信号であるトルク電流成分Ｉ_qは、
この励磁電流指令値演算器３０８内の絶対値信号変換回
路３０８ａに入力され、絶対値信号変換回路３０８ａ
は、常に正の信号であるトルク電流成分Ｉ_qの絶対値｜
Ｉ_q｜を指令値演算回路３０８ｂに対して出力する。指
令値演算回路３０８ｂは、前述した原理に基づいて、誘
導電動機で発生する全損失が最小となるように励磁電流
演算値Ｉ_doを、

【００４３】

【数１６】

【００４４】として演算することにより求める。その
際、指令値演算回路３０８ｂは、加算器３０９が出力し
ている角周波数ω₁＊を一次遅れ器３１０を通して取込
み、励磁電流演算値Ｉ_doの演算のために用いている。

【００４５】ここで、一次遅れ器３１０の役割について
簡単に説明する。もし、この一次遅れ器３１０が無いと
すると、次のような現象が起こり得る。すなわち、角周
波数ω₁＊が、何らかの原因で急に変動し、その値が大
きくなった場合、前述の数１６で決まる励磁電流演算値
Ｉ_doの値が小さくなり、この励磁電流演算値Ｉ_doをもと
にして演算されるすべり角周波数Ｐω_s＊が大きくなる
ので、結果として角周波数ω₁＊がさらに大きくなると
いうポジティブな制御が行われる現象が生じる。従っ
て、場合によっては、角周波数ω₁＊が発散してしまう
ことになる。一次遅れ器３１０は、このような角周波数
ω₁＊の急激な変化を抑えるために有効に作用する。

【００４６】指令値演算回路３０８ｂにより前述のよう
にして求められた励磁電流演算値Ｉ_doは、最大値信号選
択回路３０８ｃに送られる。最大値信号選択回路３０８
ｃは、指令値演算回路３０８ｂからの入力信号Ｉ_doと最
大値保持レジスタ３０８ｄからの入力信号Ｉ_drとの値を
比較し、Ｉ_doがＩ_drより小さいときにＩ_doの値を、Ｉ_do
がＩ_drより大きいときにＩ_drの値を、励磁電流指令値Ｉ
_d＊として、すべり角周波数演算器３０７等に対して出
力する。

【００４７】積分器３１１は、前述の角周波数ω₁＊を
積分して、二次鎖交磁束ベクトルの位相角指令θ＊を出
力し、その出力信号を関数発生器３１２に送る。関数発
生器３１２は、この位相角指令θ＊に対応した正弦波信
号sinθ＊及び余弦波信号cosθ＊を発生し、これらの
信号を電流検出器３０６及び２相−３相変換器313に送
る。

【００４８】回転速度検出器９３により検出された回転
子角周波数ω_rは、比較器３１４にも送られ、比較器３
１４により、回転子角周波数指令値ω_r＊と比較され
る。速度調節器３１５は、この比較器３１４からの回転
子角周波数の偏差を増幅し、トルク電流の指令値Ｉ_q＊
を演算して出力する。

【００４９】比較器３１７は、このトルク電流の指令値
Ｉ_q＊と、電流検出器３０６の出力であるトルク電流成
分Ｉ_qとを比較してその偏差を出力する。また、比較器
316は、電流検出器３０６の出力である励磁電流成分Ｉ
_dと、励磁電流指令値演算器３０８の出力である励磁電
流指令値Ｉ_d＊とを比較してその偏差を出力する。

【００５０】演算器３１８，３１９は、夫々、比較器３
１６及び３１７により検出された励磁電流偏差（Ｉ_d＊
−Ｉ_d）とトルク電流偏差（Ｉ_q＊−Ｉ_q）を増幅し、誘
導電動機１の励磁電流成分Ｉ_d及びトルク電流成分Ｉ_qが
常に所定の前記励磁電流指令値Ｉ_d＊及び前記トルク電
流指令値Ｉ_q＊に等しくなるように、一次電圧指令の励
磁電流軸の電圧成分Ｖ_d＊及び、一次電圧指令のトルク
電流軸の電圧成分Ｖ_q＊を制御する。

【００５１】２相−３相変換器３１３は、前記演算器３
１８，３１９から出力される励磁電流軸の電圧成分Ｖ_d
＊とトルク電流軸の電圧成分Ｖ_q＊を、３相の電圧指
令値Ｖ_u＊，Ｖ_v＊，Ｖ_w＊に変換して、電圧型電力変換
器３０２に与える。

【００５２】誘導電動機駆動制御回路において、励磁電
流指令値を決定する指令値演算回路３０８ｂで用いられ
る演算式では、トルクの代りにトルク電流が用いられて
いる。本発明の実施例のように、励磁電流を変化させる
場合には、誘導電動機が必要とする負荷トルクと、トル
ク電流とは、必ずしも比例関係にはなく、図１内に示す
演算式で求めた励磁電流は、必ずしも最適値とは成らな
い。しかし、例えば、誘導電動機の電流値が小さく、出
力トルクが小さい場合には、誘導電動機の回転数が下が
り、角周波数ω_rが小さくなるので、角周波数ω₁＊も小
さくなる。この角周波数ω₁＊が小さくなると、電流値
が大きくなり、負荷トルクに対応したトルクを出し得る
値まで、速やかに、トルク電流Ｉ_qも増加する。従っ
て、トルクの代りにトルク電流Ｉ_qを用いて励磁電流を
算出しても実用上さしつかえない。以上説明したよう
に、本実施例によれば、誘導電動機の必要なトルクに対
し、低周波数領域から高周波数領域の全領域にわたっ
て、誘導電動機で発生する一次抵抗損，二次抵抗損，ヒ
ステリシス損，うず電流損を合わせた全損失を最小にす
ることができるので、電源容量を小さくすることがで
き、設備のイニシャルコストの低減を図ることができる
他、消費エネルギーを節約できるという効果を奏する。
また、誘導電動機内部の損失が少ないので、誘導電動機
内部で発生する熱も少なく、温度上昇も抑えられるた
め、誘導電動機の寿命を延ばすことができ、信頼性の向
上を図ることができるという効果を奏する。

【００５３】特開昭60−219983号公報には、誘導電動機
の一次電流検出値から算出した二次電流成分と、磁化電
流成分とに基づいて、誘導電動機の銅損を最小にするよ
うに磁化電流成分を演算することが記載されているが、
鉄損の低減については考慮していない。それに対して本
実施例は、上述したように、ヒステリシス損等の鉄損に
ついても低減することができる。

【００５４】（実施例２）本発明の他の実施例である誘
導電動機の制御装置を以下に説明する。

【００５５】一般に、電圧制御により一次電圧を操作し
て誘導電動機をベクトル制御する方法として、一次電流
が変動しても磁束が変動しないような関係にある一次電
圧の指令値を、速度指令信号とトルク電流成分検出値及
び誘導電動機の電気定数に基づいて演算し、これに従い
出力電圧を制御するものがある。

【００５６】この制御方法においては、電流（トルク）
が急峻に変化しない定常状態では指令値に従って安定に
回転速度は制御されるので何等の問題もない。しかし、
過渡時においては、誘導電動機のインダクタンスと一次
電流との影響を受けて磁束が変化するため、誘導電動機
の発生トルクが変化し、速度制御が不安定になる可能性
がある。

【００５７】この対策として、誘導電動機一次電流を検
出し、その励磁電流成分が励磁電流指令値と一致するよ
うに電圧を制御する方法が考えられる。しかし、このよ
うなフィードバックループを設けると、ループゲインの
設定やオフセットを生じない電流調節器が必要で、さら
にその定数設定が必要なため、制御構成及び制御設計が
複雑になるといった問題が生じる。

【００５８】本実施例では、上記したような電流調節器
を用いることなく過渡時の磁束変動を抑制し、もって高
精度・高応答に誘導電動機を制御する方法について説明
する。

【００５９】本実施例の特徴は、誘導電動機に給電され
る電流の変化量を検出し、この変化量に応じて周波数変
換器の出力電圧の位相を補正することにある。

【００６０】ここで、上記給電電流とは、その一次電流
又はトルク成分電流に比例した電流であり、その変化量
は、指令値又は実測値のいずれから求めても良い。

【００６１】以下で本実施例の原理につき図面を参照し
て説明する。

【００６２】磁束変動は、特にそのｑ軸成分，トルク電
流成分の変化量に比例することが解った。また、このト
ルク電流成分の変化量は、励磁電流成分が一定であれ
ば、一次電流の変化量に比例する。

【００６３】従って、上記トルク電流成分又は一次電流
等の電動機給電電流の変化量に応じて周波数変換器の出
力電圧位相を補正すれば、ｑ軸成分の磁束の発生を抑制
することができる。このため、急峻な電流（トルク）変
化時においても磁束変動を抑制することができ、磁束を
指令値通りに保持することができるので、高精度及び高
応答の速度制御が実現できる。

【００６４】図５に、図２に示す誘導電動機の等価回路
に基づく電圧と電流及び磁束のベクトル図を示す。図５
において、ｄ−ｑ軸は同期角周波数ω₁で回転する直交
座標である。ここで電圧ベクトルＶ₁は誘導起電力Ｅ₁′
と誘導電動機内部インピーダンス降下(ｒ₁Ｉ₁＋ω₁・Ｌ
_σＩ₁）の和で与えられ、Ｖ₁とＥ₁′との間には内部イ
ンピーダンス降下に応じた内部相差角δを有する。ここ
でＥ₁′ のベクトルの方向をｑ軸に一致させると、一次
電圧Ｖ₁の大きさＶ_1a及び内部相差角δは、誘導電動機
一次電流Ｉ₁の成分Ｉ_1d，Ｉ_1q及び電動機定数に基づき
数１７，数１８で示される。

【００６５】

【数１７】

【００６６】

【数１８】Ｖ_1a＝(Ｅ₁′＋ω₁・Ｌ_σ・Ｉ_1d＋ｒ₁・Ｉ_1q)cosδ −(ｒ₁・Ｉ_1d−ω₁・Ｌ_σ・Ｉ_1q)sinδ …（数１８）ここでＥ₁′，Ｉ_1d，Ｉ_1qの実際値及び電動機定数に基
づいてＶ_1a，δを制御すれば結果としてＥ₁′ は電流に
無関係に一定、すなわち磁束φ_2dは一定に制御できる。
しかし、電流（トルク）が急峻に変化する過渡時におい
ては漏れインダクタンスＬ_σにより一次電流に遅れが生
じるため、制御上で用いたｄ−ｑ軸座標に対して、実際
の座標軸ｍ−ｔ軸は漏れ磁束（ｑ軸磁束Δφ_2q）に相当
した角度分だけずれる。そこで、このずれ角Δθを下述
の方法で検出し、該Δθでもって電圧の位相を補正しな
ければならない。

【００６７】上記したΔφ_2qによる軸ずれ角Δθは以下
のようにして検出できる。いま、誘導電動機の電流及び
磁束を変数にとる状態方程式は次式で与えられる。

【００６８】

【数１９】

【００６９】ここで、Ｐ：微分演算子，ｒ₂′ ：一次換
算二次抵抗，Ｍ：相互インダクタンス、Ｌ₂：二次イン
ダクタンス，Ｔ₂：二次時定数(Ｌ₂／ｒ₂），ω_r：回転
子角周波数、ω_s：すべり角周波数、また、変数（ベク
トル値）Ｉ₁，φ₂，Ｖ₁を直交ｄ−ｑ軸座標系で表わす
と次式である。

【００７０】

【数２０】

【００７１】インバータにより、誘導電動機一次電圧の
各ｄ−ｑ軸成分Ｖ_1d，Ｖ_1qが、指令値に比例して制御さ
れることを仮定すると、Ｖ_1d，Ｖ_1qは

【００７２】

【数２１】

【００７３】であるから、数２１を数１９に代入し、さ
らに磁束φ_2dが一定に制御されると仮定すると、ｑ軸成
分に関しての状態方程式は次式となる。

【００７４】

【数２２】

【００７５】これより、Ｐφ_2qをＩ_1qを用いて示せば

【００７６】

【数２３】

【００７７】となり、φ_2qはＩ_1qの漏れインダクタンス
降下相当分だけ変動する。そして、φ_2qの変動量Δφ_2q
をｄ−ｑ軸差標上における座標軸のずれ角Δθで表わす
と、

【００７８】

【数２４】

【００７９】となる。ここでΔφ_2q≪φ_2dであるから数
２４は

【００８０】

【数２５】

【００８１】となり、ΔθはΔＩ_1qの変化量から検出で
きることがわかる。

【００８２】次に、以上の原理に基づく本発明の実施例
である誘導電動機の制御装置を図４を用いて詳細に説明
する。積分器３により一次角周波数指令ω₁＊を積分し
て得られる位相基準信号θ＊を基準として、電流検出器
４により誘導電動機２の一次電流のｑ軸成分（トルク電
流成分）Ｉ_1qを検出し、該Ｉ_1qに基づいてすべり演算器
５０ですべり角周波数ω_sを演算し、該ω_sと速度指令ω
_r＊との加算により一次角周波数ω₁＊を制御する。一
方、電圧指令演算器６は磁束を発生させるためのｄ軸成
分（励磁電流）指令値Ｉ_1d＊と上記トルク電流検出値Ｉ
_1q及びω₁＊を入力し、前述の数１７，数１８に基づい
て電圧ベクトルの大きさＶ_1a＊と内部相差角δ＊（一次
電圧と誘導起電力との位相差）を演算する。ここで電圧
の位相は、微分器６７にトルク電流検出値Ｉ_1q＊を入力
して前述数２５に基づいて演算した軸ずれ角Δθ，上記
位相基準信号θ＊、及び内部相差角δ＊との加算より求
める。得られた電圧位相信号（θ＊＋δ＊−Δθ）及び
電圧の大きさＶ_1a＊は座標変換器７により３相電圧指令
値Ｖ_u＊〜Ｖ_w＊に変換され、該電圧指令値によりインバ
ータ１を制御する。

【００８３】上記制御により電流（トルク）の急変時に
おいて磁束変動φ_2qが生じ実際の座標値（ｍ−ｔ軸）が
ｄ−ｑ軸よりずれた場合でも、微分演算器６７の出力値
Δθでもって電圧位相が修正されｍ−ｔ軸にｄ−ｑ軸が
常に一致するように制御される。

【００８４】この実施例の制御特性について、図６を用
いで説明する。同図は、２.２ＫＷの誘導電動機を供試
機とし、インバータの速度指令ω_r＊にステップ変化を
与えた際の、過渡時の制御特性を示す。同図（ａ）は従
来特性、（ｂ）は本実施例の特性である。

【００８５】先ず、図６（ａ）では、速度指令ω_r＊の
変化に対して、実際の回転速度ω_rは追従せず、脈動す
る。これは、図から分るように、電圧指令Ｖ₁＊，位相
角δ＊と電流Ｉ_1d，Ｉ_1q、及び磁束φ_2d，φ_2qの脈動に
よる相乗作用によるものである。最終的には発散まで至
り、制御困難となる。

【００８６】これに対して本実施例では、図６（ｂ）に
示すように、過渡時に微少のφ_2qが発生しているが、こ
のφ_2qの変化量に応じて電圧位相が補正されることか
ら、磁束φ_2dは略一定に制御させることになる。この
時、電流Ｉ_1d，Ｉ_1q、及び実速度ω_rの波形から明らか
なように、制御が安定に行われていることが判る。

【００８７】従って、本実施例によれば、いかなる外乱
に対しても高速な制御応答が得られ、また、磁束が常に
一定に保たれることから、トルク及び速度が高精度に制
御できる。

【００８８】（実施例３）本発明の他の実施例である誘
導電動機の制御装置を図７を用いて説明する。本実施例
において図４と同一のものには同一の番号を付し、その
ものについての説明は省略する。図４の実施例では速度
検出器を用いない構成で本発明を適用したため、磁束変
動を防止する微分器６７の入力に電流検出値を用いた。
それに対して本実施例では、誘導電動機２に取付けた速
度検出器９３によって回転速度ω_rを検出し、該ω_rとそ
の指令値ω_r＊の偏差に応じて速度調節器（ＡＳＲ）４
０より出力されるトルク電流指令値Ｉ_1q＊を基に、微分
器６７により軸ずれ角Δθを演算し、電圧位相を修正し
ている。

【００８９】本実施例によれば、電圧位相補正により磁
束一定制御できることに加えて、速度検出器及び速度調
節器により回転速度を安定に制御することができる。

【００９０】図４，図７の実施例によれば、過渡的な電
流（トルク）変化に伴う磁束変動を抑制できるので、磁
束を略一定に保持することができ、高精度及び高応答な
速度制御を実現することができる。

【００９１】

【発明の効果】本発明によれば、誘導電動機の低速運転
領域から高速運転領域にわたって、誘導電動機内で発生
する全損失が低減でき、電源容量を小さくすることがで
きるため、消費エネルギーを節約できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好適な一実施例である誘導電動機の制
御装置の構成図である。

【図２】誘導電動機の等価回路を示す図である。

【図３】図２の等価回路における電流及び電圧のベクト
ル図である。

【図４】本発明の他の実施例である誘導電動機の制御装
置の構成図である。

【図５】図２の等価回路における電流及び電圧のベクト
ル図である。

【図６】本実施例の制御特性を示す図である。

【図７】本発明の他の実施例である誘導電動機の制御装
置の構成図である。

【符号の説明】

２…誘導電動機、３０２…電圧型電力変換器、３０６…
電流検出器、３０８…励磁電流指令値演算器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者松井孝行茨城県日立市久慈町4026番地株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者久保田譲茨城県日立市久慈町4026番地株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者藤井洋千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号株式会社日立製作所習志野工場内 (56)参考文献特開昭60−219983（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−189193（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】誘導電動機を可変周波数電圧源により制御
する誘導電動機の制御方法において、前記誘導電動機の
トルク電流値と、周波数指令値と、を用いて、前記誘導
電動機の励磁電流指令値を演算し、前記誘導電動機の励
磁電流を前記励磁電流指令値に等しくするように制御す
ることを特徴とする誘導電動機の制御方法。