JPH0773438B2 - 誘導電動機の可変速制御装置 - Google Patents
誘導電動機の可変速制御装置Info
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- JPH0773438B2 JPH0773438B2 JP62201231A JP20123187A JPH0773438B2 JP H0773438 B2 JPH0773438 B2 JP H0773438B2 JP 62201231 A JP62201231 A JP 62201231A JP 20123187 A JP20123187 A JP 20123187A JP H0773438 B2 JPH0773438 B2 JP H0773438B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、速度を直接検出する装置を不要にした、高性
能の誘導電動機可変速制御装置に関する。
能の誘導電動機可変速制御装置に関する。
従来、高性能の誘導電動機可変速制御装置の例として、
例えば第７図の如く速度検出器３を持ち、PWMインバー
タ１を電源とし、かつその制御にベクトル制御原理を応
用した制御装置からなる可変速システムが知られている
（例えば、「富士時報」第57巻第10号の第609〜615頁
“GTOサイリスタのインバータへの応用”の項参照）。
例えば第７図の如く速度検出器３を持ち、PWMインバー
タ１を電源とし、かつその制御にベクトル制御原理を応
用した制御装置からなる可変速システムが知られている
（例えば、「富士時報」第57巻第10号の第609〜615頁
“GTOサイリスタのインバータへの応用”の項参照）。
ベクトル制御の原理については、既に多くの文献等に発
表されて公知であるので（例えば、「富士時報」第53巻
第９号第640〜648頁“交流機のトランスベクトル制御”
の項参照）、ここで簡単に説明する。
表されて公知であるので（例えば、「富士時報」第53巻
第９号第640〜648頁“交流機のトランスベクトル制御”
の項参照）、ここで簡単に説明する。
誘導電動機のベクトル制御は電動機の電流，電圧等を空
間ベクトル量とみなし、固定子巻線上から観測すると交
流量となっているこれらの量を、電動機の回転磁界上で
観測することにより直流量に変換し、これを磁界に平行
な成分と直交する成分とに分離してそれぞれ独立に制御
しようとするものである。
間ベクトル量とみなし、固定子巻線上から観測すると交
流量となっているこれらの量を、電動機の回転磁界上で
観測することにより直流量に変換し、これを磁界に平行
な成分と直交する成分とに分離してそれぞれ独立に制御
しようとするものである。
第８図は、誘導電動機の一次電流ベクトル１を固定座
標軸α軸，β軸（固定子巻線上にとった座標系）上の成
分ｉα,iβと回転座標Ｍ軸,T軸（磁束上にとった軸をＭ
軸、これと直交する軸とした座標系）上の成分iM,iTに
分離した状態を示すものである。即ち、固定座標（α−
β）と回転座標（Ｍ−Ｔ）上の各量の関係を示す。なお
矢印→を付してベクトル量を示すが、特に必要な場合の
ほかはその区別をしないものとする。
標軸α軸，β軸（固定子巻線上にとった座標系）上の成
分ｉα,iβと回転座標Ｍ軸,T軸（磁束上にとった軸をＭ
軸、これと直交する軸とした座標系）上の成分iM,iTに
分離した状態を示すものである。即ち、固定座標（α−
β）と回転座標（Ｍ−Ｔ）上の各量の関係を示す。なお
矢印→を付してベクトル量を示すが、特に必要な場合の
ほかはその区別をしないものとする。
以下、第７図により速度検出器付きベクトル制御装置に
ついて説明する。
ついて説明する。
第７図において、誘導電動機２の一次電流は、３相−２
相変換器12で２相量ｉα,iβに変換される。また、この
量はベクトル回転器11により、回転座標量iM,iTに座標
変換される。このときＭ軸すなち磁束軸は、後述する電
流モデル式磁束演算器（単に、電流モデルとも云う）10
により演算された磁束の位相φＩにより決定される。こ
の座標変換は次式により行われる。
相変換器12で２相量ｉα,iβに変換される。また、この
量はベクトル回転器11により、回転座標量iM,iTに座標
変換される。このときＭ軸すなち磁束軸は、後述する電
流モデル式磁束演算器（単に、電流モデルとも云う）10
により演算された磁束の位相φＩにより決定される。こ
の座標変換は次式により行われる。
このように一次電流をiM,iTに分離すれば、iMは磁束を
作る成分（磁化電流）となり、iTはトルクを作る成分
（トルク電流）となるのは、良く知られているところで
ある。
作る成分（磁化電流）となり、iTはトルクを作る成分
（トルク電流）となるのは、良く知られているところで
ある。
磁化電流指令iM ＊は磁束指令演算器４の出力として得ら
れる。磁束一定制御の場合は演算器４は一定のiM ＊を与
え、また高速領域で速度に依存して弱め界磁制御を行う
場合は演算器４は速度上昇につれて減少していくiM ＊を
与える。磁化電流指令iM ＊は、ベクトル回転器11により
一次電流から変換されたiMと加算点14で比較され、この
偏差がPI（比例積分）調節器６により増幅され、電動機
の一次電圧ベクトル指令１ ＊のＭ軸成分vM ＊が得られ
る。
れる。磁束一定制御の場合は演算器４は一定のiM ＊を与
え、また高速領域で速度に依存して弱め界磁制御を行う
場合は演算器４は速度上昇につれて減少していくiM ＊を
与える。磁化電流指令iM ＊は、ベクトル回転器11により
一次電流から変換されたiMと加算点14で比較され、この
偏差がPI（比例積分）調節器６により増幅され、電動機
の一次電圧ベクトル指令１ ＊のＭ軸成分vM ＊が得られ
る。
次に設定器Ｓにより与えられた速度指令値Ｎ＊は加算点
13において速度検出器３からの速度検出値Ｎと比較さ
れ、この偏差はPI調節器５により増幅されたトルク電流
指令iT ＊となる。このiT ＊はベクトル回転器11により作
られたiTと加算点15で比較され、この偏差はPI調節器７
で増幅され、一次電圧ベクトル指令１ ＊のＴ軸成分vT
＊となる。なる。このvM ＊,vT ＊は座標変換回路８に入
力され、電流モデル10により演算された磁束の位相φＩ
により、固定子座標量に変換される。この変換は次式に
より行われる。
13において速度検出器３からの速度検出値Ｎと比較さ
れ、この偏差はPI調節器５により増幅されたトルク電流
指令iT ＊となる。このiT ＊はベクトル回転器11により作
られたiTと加算点15で比較され、この偏差はPI調節器７
で増幅され、一次電圧ベクトル指令１ ＊のＴ軸成分vT
＊となる。なる。このvM ＊,vT ＊は座標変換回路８に入
力され、電流モデル10により演算された磁束の位相φＩ
により、固定子座標量に変換される。この変換は次式に
より行われる。
固定子座標量に変換された一次電圧指令ｖα ＊,vβ ＊は
パルス発生回路９でインバータパルスに変換され、これ
をPWMインバータ１に与えることにより、誘導電動機２
への給電が行われる。
パルス発生回路９でインバータパルスに変換され、これ
をPWMインバータ１に与えることにより、誘導電動機２
への給電が行われる。
ここで、電動機の電流，電圧を座標変換する際に用いる
磁束軸位置角度φＩは、電流モデル10によって次式で演
算される。
磁束軸位置角度φＩは、電流モデル10によって次式で演
算される。
φＩ＝∫ω1dt＝∫（ω２＋ωＳ ＊）dt ……（３） 但し、K:定数、R2′：一次換算二次抵抗 M:一次二次相互インダクタンス T2＝（Ｍ＋l2′）/R2′ l2′：二次漏れインダクタンス（一次換算） ω1:磁束の回転角速度 ω2:回転子角速度 ωＳ ＊：すべり角速度指令値、p:対極数 である。（３），（４）式より磁束軸位置角度φＩはiM
＊,iT ＊および回転速度Ｎと電動機定数が既知であれ
ば、演算にて求められることがわかる。なお、磁束一定
制御の場合、または磁束が緩やかに変化する場合は、
（４）式でT2＝０とすることも可能である。すべり角速
度演算器101は（４）式を、積分器102は（３）式をそれ
ぞれ演算する。
＊,iT ＊および回転速度Ｎと電動機定数が既知であれ
ば、演算にて求められることがわかる。なお、磁束一定
制御の場合、または磁束が緩やかに変化する場合は、
（４）式でT2＝０とすることも可能である。すべり角速
度演算器101は（４）式を、積分器102は（３）式をそれ
ぞれ演算する。
以上の如き方式は制御性が優れており、高性能可変速駆
動装置として適しているが、速度検出器を備えることが
条件となっており、速度検出器を備えないシステムでは
成り立たない。
動装置として適しているが、速度検出器を備えることが
条件となっており、速度検出器を備えないシステムでは
成り立たない。
一方、速度検出器を備えることなく誘導電動機の速度制
御を行う例としては、トランジスタインバータや電流形
インバータ等から給電される誘導電動機のV/f一定制御
と呼ばれる制御方式が良く知られている。これはインバ
ータの出力周波数ｆをオープンループで与え、インバー
タの出力電圧Ｖは閉ループで制御し、電圧指令と周波数
指令を比例させる方式である。しかし、この方式は速度
制御の応答性も悪く、また制御精度も悪いので高性能速
度制御装置としては対象外である。したがって、本発明
は速度を直接検出する手段を設けることなく高性能な速
度制御を可能とする誘導電動機の可変速制御装置を提供
することを目的とする。
御を行う例としては、トランジスタインバータや電流形
インバータ等から給電される誘導電動機のV/f一定制御
と呼ばれる制御方式が良く知られている。これはインバ
ータの出力周波数ｆをオープンループで与え、インバー
タの出力電圧Ｖは閉ループで制御し、電圧指令と周波数
指令を比例させる方式である。しかし、この方式は速度
制御の応答性も悪く、また制御精度も悪いので高性能速
度制御装置としては対象外である。したがって、本発明
は速度を直接検出する手段を設けることなく高性能な速
度制御を可能とする誘導電動機の可変速制御装置を提供
することを目的とする。
この目的は、本発明によれば、出力電圧の大きさ，周波
数および位相が制御可能な電力変換器を介して給電され
る誘導電動機の一次電流を該電動機の磁束軸方向の成分
（磁化電流）とこれに直交する成分（トルク電流）とに
分離し、各々を独立に調節して少なくとも電動機トルク
を制御するために、回転子角速度とすべり角速度との和
の積分により磁束軸位置を求める磁束軸位置演算手段を
備えた誘導電動機の可変速制御装置において次の如き構
成とることによって達成される。即ち、電動機電圧，電
流，電動機定数を用いた演算か又はサーチコイル等を用
いた直接検出により誘起電圧ベクトルを求める手段と、
前記磁束軸位置演算手段が求めた磁束軸位置に基づいて
前記誘起電圧ベクトルの磁束軸方向の成分を求める成分
演算手段と、該成分演算手段が求めた成分が零になるよ
うに動作して回転子角速度の推定値を求める調節手段と
を設け、前記磁束軸位置演算手段に与えるべき回転子角
速度として前記調節手段からの回転子角速度の推定値を
用いることである。
数および位相が制御可能な電力変換器を介して給電され
る誘導電動機の一次電流を該電動機の磁束軸方向の成分
（磁化電流）とこれに直交する成分（トルク電流）とに
分離し、各々を独立に調節して少なくとも電動機トルク
を制御するために、回転子角速度とすべり角速度との和
の積分により磁束軸位置を求める磁束軸位置演算手段を
備えた誘導電動機の可変速制御装置において次の如き構
成とることによって達成される。即ち、電動機電圧，電
流，電動機定数を用いた演算か又はサーチコイル等を用
いた直接検出により誘起電圧ベクトルを求める手段と、
前記磁束軸位置演算手段が求めた磁束軸位置に基づいて
前記誘起電圧ベクトルの磁束軸方向の成分を求める成分
演算手段と、該成分演算手段が求めた成分が零になるよ
うに動作して回転子角速度の推定値を求める調節手段と
を設け、前記磁束軸位置演算手段に与えるべき回転子角
速度として前記調節手段からの回転子角速度の推定値を
用いることである。
本発明は、速度検出器を持たない誘導電動機の可変速制
御のために、磁束軸位置演算手段によって求めた磁束軸
位置に基づいて、誘起電圧検出手段により演算による間
接的な検出か又は直接検出で求めた誘起電圧ベクトルに
ついて、それの磁束軸方向の成分が求められ、その成分
が制御偏差入力として調節手段に与えられる。この調節
手段の出力は前記磁束軸位置演算手段のための回転子角
速度として用いられているが、これが電動機の実際の回
転子角速度に対して偏差が存在すると、演算で求められ
る磁束軸位置も電動機の実際の磁束軸位置に対して偏差
を持ち、したがって成分演算手段は電動機の実際の磁束
軸位置に対して偏差のある磁束軸位置に基づいて成分を
求めることになる。このため、誘起電圧ベクトルの磁束
軸方向成分が零とならない。そこで、調節手段が該成分
を零にすべく、磁束軸位置演算手段に与えられる回転子
角速度を修正する。この修正の結果、磁束軸位置演算手
段に与えられる回転子角速度は電動機の実際の回転子角
速度に一致するようになる。したがって、このようにし
て得られる回転子角速度の推定値は速度調節ループの主
フィードバック量としても利用することができる。
御のために、磁束軸位置演算手段によって求めた磁束軸
位置に基づいて、誘起電圧検出手段により演算による間
接的な検出か又は直接検出で求めた誘起電圧ベクトルに
ついて、それの磁束軸方向の成分が求められ、その成分
が制御偏差入力として調節手段に与えられる。この調節
手段の出力は前記磁束軸位置演算手段のための回転子角
速度として用いられているが、これが電動機の実際の回
転子角速度に対して偏差が存在すると、演算で求められ
る磁束軸位置も電動機の実際の磁束軸位置に対して偏差
を持ち、したがって成分演算手段は電動機の実際の磁束
軸位置に対して偏差のある磁束軸位置に基づいて成分を
求めることになる。このため、誘起電圧ベクトルの磁束
軸方向成分が零とならない。そこで、調節手段が該成分
を零にすべく、磁束軸位置演算手段に与えられる回転子
角速度を修正する。この修正の結果、磁束軸位置演算手
段に与えられる回転子角速度は電動機の実際の回転子角
速度に一致するようになる。したがって、このようにし
て得られる回転子角速度の推定値は速度調節ループの主
フィードバック量としても利用することができる。
この場合に、磁束軸位置演算手段に与える回転子角速度
として、成分演算手段により別に求めた誘起電圧ベクト
ルの磁束軸に直交する成分を磁束の回転角速度相当に変
換した値に調節手段の出力を加算して回転子角速度推定
値を得るようにすれば、調節手段の動作点は一次周波数
に関係なくほぼ一定の範囲に保たれる。
として、成分演算手段により別に求めた誘起電圧ベクト
ルの磁束軸に直交する成分を磁束の回転角速度相当に変
換した値に調節手段の出力を加算して回転子角速度推定
値を得るようにすれば、調節手段の動作点は一次周波数
に関係なくほぼ一定の範囲に保たれる。
第１図は、本発明の実施例を示す速度検出器を持たない
誘導電動機の可変速制御装置のブロック図である。この
実施例によると、第７図の従来の速度検出器付の場合と
制御の基本的な部分は全く同一（対応する構成要素は同
じ参照番号を付して示す。）であるが、制御に用いる速
度の実際値が得られないので、推定演算によりこれを求
めるようにしている点が大きな相違点と云うことにな
る。
誘導電動機の可変速制御装置のブロック図である。この
実施例によると、第７図の従来の速度検出器付の場合と
制御の基本的な部分は全く同一（対応する構成要素は同
じ参照番号を付して示す。）であるが、制御に用いる速
度の実際値が得られないので、推定演算によりこれを求
めるようにしている点が大きな相違点と云うことにな
る。
第１図によれば、誘導電動機２の一次電流が３相−２層
変換器12で固定子座標上の２相量ｉα,iβに変換され、
更にベクトル回転器11により磁束軸を基準とする回転座
標系（Ｍ−Ｔ座標系）の成分で表された量iM,iTに変換
される（前記（１）式参照）。次に、磁束指令演算器４
の出力として得られる磁化電流指令iM ＊は、上記iMと加
算点14で比較され、この比較により得られる偏差が磁化
電流調節器（PI調節器）６により増幅され電動機一次電
圧ベクトル指令１ ＊のＭ軸成分vM ＊を与える。一方、
速度調節器（PI調節器）５の出力として得られるトルク
電流指令iT ＊は上記iTと加算点14で比較され、この偏差
がトルク電流調節器（PI調節器）７で増幅され電動機一
次電圧ベクトル指令１ ＊のＴ軸成分vT ＊を与える。こ
の得られたvM ＊,vT ＊は座標変換回路８を介して（２）
式により固定座標量ｖα ＊,vβ ＊に変換され、パルス発
生回路９をインバータパルスに変換されることは、第６
図の従来の場合と同じである。このとき座標変換に用い
る磁束軸位置φＩは第７図の場合と同様に、電流モデル
10により（３），（４）式を用いて演算される。
変換器12で固定子座標上の２相量ｉα,iβに変換され、
更にベクトル回転器11により磁束軸を基準とする回転座
標系（Ｍ−Ｔ座標系）の成分で表された量iM,iTに変換
される（前記（１）式参照）。次に、磁束指令演算器４
の出力として得られる磁化電流指令iM ＊は、上記iMと加
算点14で比較され、この比較により得られる偏差が磁化
電流調節器（PI調節器）６により増幅され電動機一次電
圧ベクトル指令１ ＊のＭ軸成分vM ＊を与える。一方、
速度調節器（PI調節器）５の出力として得られるトルク
電流指令iT ＊は上記iTと加算点14で比較され、この偏差
がトルク電流調節器（PI調節器）７で増幅され電動機一
次電圧ベクトル指令１ ＊のＴ軸成分vT ＊を与える。こ
の得られたvM ＊,vT ＊は座標変換回路８を介して（２）
式により固定座標量ｖα ＊,vβ ＊に変換され、パルス発
生回路９をインバータパルスに変換されることは、第６
図の従来の場合と同じである。このとき座標変換に用い
る磁束軸位置φＩは第７図の場合と同様に、電流モデル
10により（３），（４）式を用いて演算される。
ここで、速度実際値ω２の代りに、速度推定値 を用いて磁束を演算した場合を考える。この両者が一致
している場合は、次の（５）式が成り立つ。
している場合は、次の（５）式が成り立つ。
このとき、電動機内の磁束軸と制御回路内で演算された
それとは一致している。いま、 がω２よりもΔω２だけ大きくなったとする。この場合
電動機内の磁束の角速度と制御回路内で演算されたそれ
とは偏差Δω２を有しているため、それらを積分して得
られる磁束軸位置に偏差Δφが生じる。そこでこの偏差
を零にする調節ループを第６図に付加する。第１図の符
号200がこの調節ループである。電動機一次電圧ベクト
ル１が変成器20を介して３相量として検出されて、こ
の回路部分200に入力され、ここで３相−２相変換器21
により２相量ｖα,vβに変換されて誘起電圧演算回路22
に導かれる。また一次電流ベクトル１が検出されて同
様に２相量ｉα,iβとして誘起電圧演算回路22に導かれ
る。この場合に２相量ｉα,iβは既に３相−２相変換器
12で得られているので、これを用いることができる。こ
の誘起電圧演算回路22は、第２図に示す微分器22a,係数
器22b,22cおよび２つの加算器22d,22eからなる電圧モデ
ルの原理にて、次の（６）式にしたがって二次誘起電圧
ベクトル２を演算する。
それとは一致している。いま、 がω２よりもΔω２だけ大きくなったとする。この場合
電動機内の磁束の角速度と制御回路内で演算されたそれ
とは偏差Δω２を有しているため、それらを積分して得
られる磁束軸位置に偏差Δφが生じる。そこでこの偏差
を零にする調節ループを第６図に付加する。第１図の符
号200がこの調節ループである。電動機一次電圧ベクト
ル１が変成器20を介して３相量として検出されて、こ
の回路部分200に入力され、ここで３相−２相変換器21
により２相量ｖα,vβに変換されて誘起電圧演算回路22
に導かれる。また一次電流ベクトル１が検出されて同
様に２相量ｉα,iβとして誘起電圧演算回路22に導かれ
る。この場合に２相量ｉα,iβは既に３相−２相変換器
12で得られているので、これを用いることができる。こ
の誘起電圧演算回路22は、第２図に示す微分器22a,係数
器22b,22cおよび２つの加算器22d,22eからなる電圧モデ
ルの原理にて、次の（６）式にしたがって二次誘起電圧
ベクトル２を演算する。
但し、Ｌσ＝l1＋l2′・M/（Ｍ＋l2′） また、二次誘起電圧ベクトル２と二次鎖交磁束ベクト
ル２との関係は次の（７）式で表される。２ ＝ｄ2/dt ……（７） （７）式からわかるように、二次誘起電圧ベクトル２
二次鎖交磁束ベクトル２に対して角度π/2だけ進んで
いる。二次鎖交磁束ベクトル２の固定座標系のα軸に
対する角度位置をφＥとすると、二次誘起電圧ベクトル
２のα軸成分Ｅα，β軸成分Ｅβは次の（８）式で表
される。
ル２との関係は次の（７）式で表される。２ ＝ｄ2/dt ……（７） （７）式からわかるように、二次誘起電圧ベクトル２
二次鎖交磁束ベクトル２に対して角度π/2だけ進んで
いる。二次鎖交磁束ベクトル２の固定座標系のα軸に
対する角度位置をφＥとすると、二次誘起電圧ベクトル
２のα軸成分Ｅα，β軸成分Ｅβは次の（８）式で表
される。
この誘起電圧を、ベクトル回転器24が電流モデル10で演
算された磁束軸へ座標変換して、EM,ETを出力する。こ
こで、電流モデルで演算された磁束２のα軸に対する
角度位置をφＩとすると、 と表される。（９）式に（８）式を代入すると、 EM＝−Esin（φＥ−φＩ） ……（10） ET＝−Ecos（φＥ−φＩ） ……（11） が得られる。（10）式からわかるように、二次誘起電圧
ベクトルで代表される二次鎖交磁束ベクトルの検出値の
位相φＥと電流モデルで演算された磁束ベクトルの位相
φＩが一致していると、EM＝０となる一方、偏差Δφ
（＝φＥ−φＩ）が生じると、EMは零にならない。
算された磁束軸へ座標変換して、EM,ETを出力する。こ
こで、電流モデルで演算された磁束２のα軸に対する
角度位置をφＩとすると、 と表される。（９）式に（８）式を代入すると、 EM＝−Esin（φＥ−φＩ） ……（10） ET＝−Ecos（φＥ−φＩ） ……（11） が得られる。（10）式からわかるように、二次誘起電圧
ベクトルで代表される二次鎖交磁束ベクトルの検出値の
位相φＥと電流モデルで演算された磁束ベクトルの位相
φＩが一致していると、EM＝０となる一方、偏差Δφ
（＝φＥ−φＩ）が生じると、EMは零にならない。
第３図に偏差Δφが生じた場合のベクトル図の零を示
す。同図（イ）は磁束ベクトルの相回転が正の場合、同
図（ロ）は負の場合である。Δφの極性は、この場合φ
Ｉを基準に反時計方向を正とする。従って、同図ではい
ずれもΔφ＜０となっている。（10）式で求められたEM
は、極性回路23を介して調節器25に入力される。調節器
25は、偏差Δφに対応するEMをETに応じた極性でもって
積分演算ないしは比例積分演算し、角速度ωＥを出力す
る。ところで、第３図（イ）の場合には、位相を一致さ
せるためには１の位相を負方向にへ変化させる必要が
ある。しかし、相回転が負の場合には、誘起電圧ベクト
ルが同図（イ）の場合に対して角度πだけ位相がシフト
するため、EMが負になる。そのため、同図（ロ）の場
合、EMの極性を反転させる必要がない。このように、磁
束ベクトルの相回転方向に応じて、EMの極性を切換えて
調節器25に与える必要がある。この働きをするのが極性
回路23である。相回転の方向を判別するには、例えば、
（11）式のETの極性を用いればよい。すなわち、ET＞０
のとき正転、ET＜０のとき逆転とする。
す。同図（イ）は磁束ベクトルの相回転が正の場合、同
図（ロ）は負の場合である。Δφの極性は、この場合φ
Ｉを基準に反時計方向を正とする。従って、同図ではい
ずれもΔφ＜０となっている。（10）式で求められたEM
は、極性回路23を介して調節器25に入力される。調節器
25は、偏差Δφに対応するEMをETに応じた極性でもって
積分演算ないしは比例積分演算し、角速度ωＥを出力す
る。ところで、第３図（イ）の場合には、位相を一致さ
せるためには１の位相を負方向にへ変化させる必要が
ある。しかし、相回転が負の場合には、誘起電圧ベクト
ルが同図（イ）の場合に対して角度πだけ位相がシフト
するため、EMが負になる。そのため、同図（ロ）の場
合、EMの極性を反転させる必要がない。このように、磁
束ベクトルの相回転方向に応じて、EMの極性を切換えて
調節器25に与える必要がある。この働きをするのが極性
回路23である。相回転の方向を判別するには、例えば、
（11）式のETの極性を用いればよい。すなわち、ET＞０
のとき正転、ET＜０のとき逆転とする。
以上のことから、第３図（イ），（ロ）いずれの場合も
共に、調節器25は負方向へ積分する。このωＥは積分器
102にてωＳ ＊と加算されて積分され、（３）式の演算
により磁束の位相φＩが求まる。すなわち、調節ループ
200により、調節器25はこの偏差Δφが零になるように
動作し、磁束の位相が一致すると、原則的に電動機内と
制御装置内の磁束の回転角速度ω１とは、次の（12）式
のように一致する。
共に、調節器25は負方向へ積分する。このωＥは積分器
102にてωＳ ＊と加算されて積分され、（３）式の演算
により磁束の位相φＩが求まる。すなわち、調節ループ
200により、調節器25はこの偏差Δφが零になるように
動作し、磁束の位相が一致すると、原則的に電動機内と
制御装置内の磁束の回転角速度ω１とは、次の（12）式
のように一致する。
ω１＝ωＥ＋ωＳ ＊＝ω２＋ωＳ ……（12） ここで、すべり角速度の実際値ωＳは、Δφが零のと
き、調節器14,15の働きによりトルク電流および磁化電
流の指令値と実際値とが一致するので、（４）式から明
らかのように、すべり角速度の指令値ωＳ ＊と一致す
る。
き、調節器14,15の働きによりトルク電流および磁化電
流の指令値と実際値とが一致するので、（４）式から明
らかのように、すべり角速度の指令値ωＳ ＊と一致す
る。
以上のことから、調節器25の出力ωＥは回転子角速度の
推定値 となる。従って、この回転子角速度の推定値 を加算点13にて、速度指令値Ｎ＊との偏差をとり、速度
調節器５にて増幅すれば第７図と同じ速度制御系が構成
できる。
推定値 となる。従って、この回転子角速度の推定値 を加算点13にて、速度指令値Ｎ＊との偏差をとり、速度
調節器５にて増幅すれば第７図と同じ速度制御系が構成
できる。
第４図は本発明の別の実施例を示すブロック図である。
ここでは、第１図に公知のVA（ベクトルアナライザ）26
が付加して構成される。この出力は（10）式，（11）式
でＥ＝１の場合に対応している。すなわち、誘起電圧ベ
クトルが単位ベクトルに変換されるために、調節ループ
のゲインが誘起電圧ベクトルの大きさに無関係に一定と
なるという利点が得られる。
ここでは、第１図に公知のVA（ベクトルアナライザ）26
が付加して構成される。この出力は（10）式，（11）式
でＥ＝１の場合に対応している。すなわち、誘起電圧ベ
クトルが単位ベクトルに変換されるために、調節ループ
のゲインが誘起電圧ベクトルの大きさに無関係に一定と
なるという利点が得られる。
第５図は本発明の更に別の実施例の要部を示すブロック
図である。すなわち、同図は第１図の実施例における調
節ループ200について変形例を示しており、加算器27,割
算器28および磁束指令演算器29が追加されている。EM＝
０の場合に、（10）式よりφＥ−φＩ＝０であるので、
（11）式よりET＝Ｅとなり、このＥは定常状態では次の
（13）式で表される。
図である。すなわち、同図は第１図の実施例における調
節ループ200について変形例を示しており、加算器27,割
算器28および磁束指令演算器29が追加されている。EM＝
０の場合に、（10）式よりφＥ−φＩ＝０であるので、
（11）式よりET＝Ｅとなり、このＥは定常状態では次の
（13）式で表される。
Ｅ＝Ｋω１Ψ２ ……（13） （13）式より、 Ｋω１＝E/Ψ２＝ET/Ψ２ ……（14） なる関係が得られる。そこで、ベクトル回転器24の出力
ETを割算器28により磁束指令演算器29の出力Ψ２で割
り、磁束の角速度ω１相当の値を求め、これを加算器27
において調節器25の出力に加算して、この加算結果ωＥ
を回転子角速度の推定値 として積分器102および加算器13（第１図参照）に与え
る。ET/Ψ２を加算しない第１図の実施例の場合には調
節器25の出力がインバータ周波数によって大幅に変化し
て調節器25の動作点が変化する。第５図の実施例のよう
にET/Ψ２を加算してやれば、ET/Ψ２がインバータ周波
数によって変化して調節器25はφＥとφＩとのずれ補正
分のみを受け持ち、調節器25の動作点が一定レベルにな
る。それにより、速度制御可能な全範囲で調節器による
両磁束軸間のずれ補正の効果を高めることができる。磁
束指令演算器29は、回転子角速度の推定値 に応じて動作し、磁化電流指令演算器４（第１図参照）
に対応した特性を有し、ゲインのみが相違する。したが
って、磁束指令演算器29は、磁化電流指令演算器４の出
力を入力とする係数器（また、過度項を考慮する場合に
は一次遅れ要素）として構成することもできる。あるい
は、磁化電流指令演算器４を微分要素としてこれの入力
として磁束指令演算器29の出力を与えるようにしてもよ
い。磁化電流指令演算器４による磁束弱め制御を行わな
い磁束一定制御の場合には磁束指令演算器29は省略する
ことができ、割算器28は単に係数器とすることができ
る。また第４図の実施例と同様に極性回路23の入力側に
ベクトルアナライザ26を追加することもできる。
ETを割算器28により磁束指令演算器29の出力Ψ２で割
り、磁束の角速度ω１相当の値を求め、これを加算器27
において調節器25の出力に加算して、この加算結果ωＥ
を回転子角速度の推定値 として積分器102および加算器13（第１図参照）に与え
る。ET/Ψ２を加算しない第１図の実施例の場合には調
節器25の出力がインバータ周波数によって大幅に変化し
て調節器25の動作点が変化する。第５図の実施例のよう
にET/Ψ２を加算してやれば、ET/Ψ２がインバータ周波
数によって変化して調節器25はφＥとφＩとのずれ補正
分のみを受け持ち、調節器25の動作点が一定レベルにな
る。それにより、速度制御可能な全範囲で調節器による
両磁束軸間のずれ補正の効果を高めることができる。磁
束指令演算器29は、回転子角速度の推定値 に応じて動作し、磁化電流指令演算器４（第１図参照）
に対応した特性を有し、ゲインのみが相違する。したが
って、磁束指令演算器29は、磁化電流指令演算器４の出
力を入力とする係数器（また、過度項を考慮する場合に
は一次遅れ要素）として構成することもできる。あるい
は、磁化電流指令演算器４を微分要素としてこれの入力
として磁束指令演算器29の出力を与えるようにしてもよ
い。磁化電流指令演算器４による磁束弱め制御を行わな
い磁束一定制御の場合には磁束指令演算器29は省略する
ことができ、割算器28は単に係数器とすることができ
る。また第４図の実施例と同様に極性回路23の入力側に
ベクトルアナライザ26を追加することもできる。
第６図は、更に別の実施例の要部を示し、これの原理も
先の（14）式に基づいている。ここでは誘起電圧演算回
路22の出力Ｅα,Eβが、演算器30に導かれ、ここで、 なる式に従って大きさが求められ、これが割算器28に入
力される。但し、（15）式で求められるＥは無極性であ
るので、演算器30はベクトル回転器24の出力ETを受け
て、これに応じた極性を付与システムＥを出力する。こ
の変形例の動作は第５図のそれと殆ど同じである。ま
た、第５図に対する上述の種々の変形例は第６図に対し
ても当てはまる。
先の（14）式に基づいている。ここでは誘起電圧演算回
路22の出力Ｅα,Eβが、演算器30に導かれ、ここで、 なる式に従って大きさが求められ、これが割算器28に入
力される。但し、（15）式で求められるＥは無極性であ
るので、演算器30はベクトル回転器24の出力ETを受け
て、これに応じた極性を付与システムＥを出力する。こ
の変形例の動作は第５図のそれと殆ど同じである。ま
た、第５図に対する上述の種々の変形例は第６図に対し
ても当てはまる。
以上の実施例では誘起電圧ベクトルを電動機の一次電
圧，電流および電動機定数を用いて演算にて求めている
が、もちろんサーチコイル等により直接検出することも
可能である。
圧，電流および電動機定数を用いて演算にて求めている
が、もちろんサーチコイル等により直接検出することも
可能である。
本発明によれば、速度検出器を用いることなく速度検出
器付の誘導電動機の可変速制御装置と同等の制御を実現
することができる。また、速度検出器付のベクトル制御
の基本構成を変更することなく、僅かな演算要素の追加
だけで速度検出器なしに高性能制御が可能となる。した
がって、本発明は速度検出器が付けられない用途、また
は速度信号を確実に伝達できないような用途で特に効果
を発揮するものである。
器付の誘導電動機の可変速制御装置と同等の制御を実現
することができる。また、速度検出器付のベクトル制御
の基本構成を変更することなく、僅かな演算要素の追加
だけで速度検出器なしに高性能制御が可能となる。した
がって、本発明は速度検出器が付けられない用途、また
は速度信号を確実に伝達できないような用途で特に効果
を発揮するものである。
１……PWMインバータ、２……誘導電動機、３……速度
検出器、４……磁化電流指令演算器、５……速度調節
器、６……磁化電流調節器、７……トルク電流調節器、
８……座標変換回路、９……パルス発生回路、10……電
流モデル磁束演算器、11,24……ベクトル回転器、12,21
……３相−２相変換器、13〜15……加算点、20……変成
器、22……誘起電圧演算回路、23……極性回路、25……
調節器、26……ベクトルアナライザ、27……加算器、28
……割算器、29……磁束指令演算器、30……演算器、10
1……すべり角速度演算器、102……積分器、200……調
節ループ。
検出器、４……磁化電流指令演算器、５……速度調節
器、６……磁化電流調節器、７……トルク電流調節器、
８……座標変換回路、９……パルス発生回路、10……電
流モデル磁束演算器、11,24……ベクトル回転器、12,21
……３相−２相変換器、13〜15……加算点、20……変成
器、22……誘起電圧演算回路、23……極性回路、25……
調節器、26……ベクトルアナライザ、27……加算器、28
……割算器、29……磁束指令演算器、30……演算器、10
1……すべり角速度演算器、102……積分器、200……調
節ループ。
Claims (6)
- 【請求項１】出力電圧の大きさ，周波数および位相が制
御可能な電力変換器を介して給電される誘導電動機の一
次電流を該電動機の磁束軸方向の成分（磁化電流）とこ
れに直交する成分（トルク電流）とに分離し、各々を独
立に調節して少なくとも電動機トルクを制御するため
に、回転子角速度とすべり角速度との和の積分により磁
束軸位置を求める磁束軸位置演算手段を備えた誘導電動
機の可変速制御装置において、 電動機電圧，電流，電動機定数を用いた演算か又はサー
チコイル等を用いた直接検出により誘起電圧ベクトルを
求める手段と、前記磁束軸位置演算手段が求めた磁束軸
位置に基づいて前記誘起電圧ベクトルの磁束軸方向の成
分を求める成分演算手段と、該成分演算手段が求めた成
分が零になるように動作して回転子角速度の推定値を求
める調節手段とを設け、前記磁束軸位置演算手段に与え
るべき回転子角速度として前記調節手段からの回転子角
速度の推定値を用いることを特徴とする誘導電動機の可
変速制御装置。 - 【請求項２】前記成分演算手段は前記誘起電圧ベクトル
の磁束軸方向の成分（第１の成分）のほかに磁束軸に直
交する第２の成分も求めるようになっていて、且つ、前
記調節手段は出力側に調節出力に前記第２の成分に比例
した量を加算する加算手段を備えていることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項に記載の誘導電動機の可変速制
御装置。 - 【請求項３】前記第２の成分は磁束相当値で割算してか
ら前記加算手段に導かれるようになっていることを特徴
とする特許請求の範囲第１項または第２項に記載の誘導
電動機の可変速制御装置。 - 【請求項４】前記成分演算手段は前記誘起電圧ベクトル
の磁束軸方向の成分（第１の成分）のほかに磁束軸に直
交する第２の成分も求めるようになっていて、且つ、前
記誘起電圧ベクトルの大きさに対して前記第２の成分の
応じた極性を付与された量を磁束相当値で割算する演算
手段が設けられていて、前記調節手段は出力側に調節出
力に該演算手段の出力を加算する加算手段を備えている
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の誘導電
動機の可変速制御装置。 - 【請求項５】前記成分演算手段は誘起電圧ベクトルを単
位ベクトルに変換してからその単位ベクトルについて成
分を算出することを特徴とする特許請求の範囲第１項な
いし第４項のいずれかに記載の誘導電動機の可変速制御
装置。 - 【請求項６】電動機速度を速度指令値に一致させるため
の速度調節手段を備え、該速度調節手段に導くべき速度
検出値として、前記調節手段からの回転子角速度の推定
値を用いることを特徴とする特許請求の範囲第１項ない
し第５項のいずれかに記載の誘導電動機の可変速制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62201231A JPH0773438B2 (ja) | 1986-09-11 | 1987-08-12 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21262586 | 1986-09-11 | ||
| JP61-212625 | 1986-09-11 | ||
| JP62201231A JPH0773438B2 (ja) | 1986-09-11 | 1987-08-12 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS648896A JPS648896A (en) | 1989-01-12 |
| JPH0773438B2 true JPH0773438B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=26512674
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62201231A Expired - Fee Related JPH0773438B2 (ja) | 1986-09-11 | 1987-08-12 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0773438B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3257566B2 (ja) * | 1992-06-16 | 2002-02-18 | 株式会社安川電機 | 誘導電動機のｐｇレスベクトル制御装置 |
| JP3152058B2 (ja) * | 1994-03-18 | 2001-04-03 | 富士電機株式会社 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
| WO1997024796A1 (de) * | 1995-12-29 | 1997-07-10 | D-Tech Gmbh Antriebstechnik Und Mikroelektronik | Kompensierte feldorientierte regelung (kfo) |
| JP3116831B2 (ja) * | 1996-08-08 | 2000-12-11 | 富士電機株式会社 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
| JP3827052B2 (ja) | 1999-05-21 | 2006-09-27 | 富士電機機器制御株式会社 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
| JP5115687B2 (ja) * | 2006-10-06 | 2013-01-09 | 富士電機株式会社 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| JP4535082B2 (ja) * | 2007-04-03 | 2010-09-01 | 株式会社日立製作所 | 同期発電機のセンサレス制御装置と制御方法 |
| JP5259303B2 (ja) | 2008-08-26 | 2013-08-07 | 株式会社東芝 | インバータ装置 |
-
1987
- 1987-08-12 JP JP62201231A patent/JPH0773438B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS648896A (en) | 1989-01-12 |
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Legal Events
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