JPH0771400B2 - 誘導電動機の可変速制御装置 - Google Patents
誘導電動機の可変速制御装置Info
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- JPH0771400B2 JPH0771400B2 JP61212624A JP21262486A JPH0771400B2 JP H0771400 B2 JPH0771400 B2 JP H0771400B2 JP 61212624 A JP61212624 A JP 61212624A JP 21262486 A JP21262486 A JP 21262486A JP H0771400 B2 JPH0771400 B2 JP H0771400B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、速度を直接検出する装置を不要にした，高性
能の誘導電動機可変速制御装置に関する。
能の誘導電動機可変速制御装置に関する。
従来、高性能な誘導電動機可変速制御装置に例として、
例えば第５図の如く速度検出器（PG）３を有し、PWMイ
ンパータ１を電源とし、かつその制御にベクトル制御原
理を応用した制御装置等から成る可変速システムが知ら
れている（例えば「富士時報」Vol.57,No10,1984,P.609
〜615"GTOサイリスタのインバータへの応用”の項参
照）。
例えば第５図の如く速度検出器（PG）３を有し、PWMイ
ンパータ１を電源とし、かつその制御にベクトル制御原
理を応用した制御装置等から成る可変速システムが知ら
れている（例えば「富士時報」Vol.57,No10,1984,P.609
〜615"GTOサイリスタのインバータへの応用”の項参
照）。
ベクトル制御の原理については、既に多くの文献等に発
表されて公知であるが（例えば「富士時報」第53巻，第
９号,P.640〜648“交流機のトランスベクトル制御”の
項参照）、ここで簡単に説明する。
表されて公知であるが（例えば「富士時報」第53巻，第
９号,P.640〜648“交流機のトランスベクトル制御”の
項参照）、ここで簡単に説明する。
誘導機のベクトル制御は電動機の電流，電圧等をベクト
ル量とみなし、固定子巻線上から観測する交流量となつ
ているこれらの量を、電動機の回転磁界上から観測して
直流量に変換し、これを磁界に平行な成分と直交する成
分とに分離してそれぞれ独立に制御しようとするもので
ある。
ル量とみなし、固定子巻線上から観測する交流量となつ
ているこれらの量を、電動機の回転磁界上から観測して
直流量に変換し、これを磁界に平行な成分と直交する成
分とに分離してそれぞれ独立に制御しようとするもので
ある。
第６図は、誘導機の一次電流ベクトル1を固定座標α
軸，β軸（固定子巻線上にとつた座標系）上の成分、ｉ
α，βと回転座標Ｍ軸,T軸（磁束上にとつた軸をＭ軸、
これと直交する軸をＴ軸とした座標系）上の成分iM，iT
に分離した状態を示すものである。即ち、固定子座標
（α−β）と回転座標（Ｍ−Ｔ）上の各量の関係を示
す。なお、矢印を付してベクトル量を示すが、特に必要
な場合の外はその区別はしないものとする。
軸，β軸（固定子巻線上にとつた座標系）上の成分、ｉ
α，βと回転座標Ｍ軸,T軸（磁束上にとつた軸をＭ軸、
これと直交する軸をＴ軸とした座標系）上の成分iM，iT
に分離した状態を示すものである。即ち、固定子座標
（α−β）と回転座標（Ｍ−Ｔ）上の各量の関係を示
す。なお、矢印を付してベクトル量を示すが、特に必要
な場合の外はその区別はしないものとする。
以下、第５図により、速度検出器付ベクトル制御装置に
ついて説明する。
ついて説明する。
第５図において、誘導電動機２の一次電流は、３相−２
相変換器12で２相量α，βに変換される。またこの量は
ベクトル回転器（VD）11により回転座標（Ｍ−Ｔ座標
系）量iM，iTに座標変換される。このときＭ軸すなわち
磁束軸は、後述する電流モデル式磁束演算器（単に、電
流モデルとも云う。）10により演算された磁束の位相φ
1により決定される。なお、磁束の位相に添字「Ｉ」を
付して電流モデルによるものであることを示す。また、
この座標変換は次式により行われる。
相変換器12で２相量α，βに変換される。またこの量は
ベクトル回転器（VD）11により回転座標（Ｍ−Ｔ座標
系）量iM，iTに座標変換される。このときＭ軸すなわち
磁束軸は、後述する電流モデル式磁束演算器（単に、電
流モデルとも云う。）10により演算された磁束の位相φ
1により決定される。なお、磁束の位相に添字「Ｉ」を
付して電流モデルによるものであることを示す。また、
この座標変換は次式により行われる。
この様に一次電流をiM，iTに分離すれば、iMは磁束を作
る成分（磁化電流）となりiTはトルクを作る成分（トル
ク電流）となるのは、良く知られているところである。
る成分（磁化電流）となりiTはトルクを作る成分（トル
ク電流）となるのは、良く知られているところである。
磁化電流指令値iM *は磁束指令演算器４の出力として得
られる。磁束一定制御の場合は演算器４は一定のiM *を
与え、また高速領域で速度に依存して弱め界磁制御を行
う場合は、演算器４は速度上昇につれて減少していくiM
*を与える。磁化電流指令iM *は、ベクトル回転器VD11に
より一次電流から変換されたiMと加算点14で比較され、
この偏差がPI（比例積分）調節器６により増幅され、電
動機の一次電圧ベクトル指令1 *のＭ軸成分VM *が得ら
れる。
られる。磁束一定制御の場合は演算器４は一定のiM *を
与え、また高速領域で速度に依存して弱め界磁制御を行
う場合は、演算器４は速度上昇につれて減少していくiM
*を与える。磁化電流指令iM *は、ベクトル回転器VD11に
より一次電流から変換されたiMと加算点14で比較され、
この偏差がPI（比例積分）調節器６により増幅され、電
動機の一次電圧ベクトル指令1 *のＭ軸成分VM *が得ら
れる。
次に、設定器Ｓより与えられた速度指令値N*は加算点13
において速度検出器３より検出された速度検出値Ｎと比
較され、この偏差はPI調節器５により増幅されてトルク
電流指令iT *となる。このiT *はベクトル回転器11により
作られたiTと加算点15で比較され、この偏差はPI調節器
７で増幅され、一次電圧ベクトル指令1 *のＴ軸成分vT
*となる。このvM *，vT *は座標変換回路８に入力され、
電流モデル10により演算された磁束の位相φIにより、
固定子座標量に変換される。この変換は、次式により行
われる。
において速度検出器３より検出された速度検出値Ｎと比
較され、この偏差はPI調節器５により増幅されてトルク
電流指令iT *となる。このiT *はベクトル回転器11により
作られたiTと加算点15で比較され、この偏差はPI調節器
７で増幅され、一次電圧ベクトル指令1 *のＴ軸成分vT
*となる。このvM *，vT *は座標変換回路８に入力され、
電流モデル10により演算された磁束の位相φIにより、
固定子座標量に変換される。この変換は、次式により行
われる。
固定子座標量に変換された一次電圧指令vα *，vβ *はパ
ルス発生回路９でインバータパルスに変換され、これを
PWMインバータ１に与えることにより、誘導電動機２へ
の給電が行われることなる。
ルス発生回路９でインバータパルスに変換され、これを
PWMインバータ１に与えることにより、誘導電動機２へ
の給電が行われることなる。
ここで、電動機の電流、電圧を座標変換する際に用いる
磁束の位相φIは、電流モデル10によつて次式で演算さ
れる。
磁束の位相φIは、電流モデル10によつて次式で演算さ
れる。
（３），（４）式より磁束の位相φIはiM *，iT *及び速
度Ｎと電動機定数が既知であれば、演算にて求められる
ことがわかる。なお、磁束一定制御、または磁束がゆる
やかに変化する場合は、（４）式でT2＝０とすることも
可能である。すべり角速度演算器101は（４）式を、積
分器102は（３）式をそれぞれ演算する。
度Ｎと電動機定数が既知であれば、演算にて求められる
ことがわかる。なお、磁束一定制御、または磁束がゆる
やかに変化する場合は、（４）式でT2＝０とすることも
可能である。すべり角速度演算器101は（４）式を、積
分器102は（３）式をそれぞれ演算する。
以上の如き方式は制御性が優れており、高性能可変速駆
動装置として適しているが、速度検出器を備える事が条
件となつており、速度検出器を備えないシステムでは成
立たない。
動装置として適しているが、速度検出器を備える事が条
件となつており、速度検出器を備えないシステムでは成
立たない。
一方、速度検出器を備えることなく誘導電動機の速度制
御を行う例としては、トランジスタインバータや電流形
インバータ等から給電される誘導電動機のV/f一定制御
と呼ばれる駆動装置が良く知られている。この方式はイ
ンバータの出力周波数をオープンルーブで与え、インバ
ータの出力電圧は閉ループで制御し、電圧指令と周波数
指令を比例させる方法である。しかし、この方式は速度
制御の応答性も悪く、また制御精度も悪いので、高性能
速度制御装置としては対象外である。
御を行う例としては、トランジスタインバータや電流形
インバータ等から給電される誘導電動機のV/f一定制御
と呼ばれる駆動装置が良く知られている。この方式はイ
ンバータの出力周波数をオープンルーブで与え、インバ
ータの出力電圧は閉ループで制御し、電圧指令と周波数
指令を比例させる方法である。しかし、この方式は速度
制御の応答性も悪く、また制御精度も悪いので、高性能
速度制御装置としては対象外である。
したがつて、本発明は速度を直接検出する手段を設ける
ことなく、高性能な速度制御を可能とする誘導機の可変
速制御装置を提供することを目的とする。
ことなく、高性能な速度制御を可能とする誘導機の可変
速制御装置を提供することを目的とする。
〔問題点を解決するための手段〕 電動機誘起電圧を積分して電動機磁束ベクトルを演算す
る第１の磁束演算手段と、回転子の回転角速度とすべり
角速度の和を積分して電動機磁束ベクトルを演算する第
２の磁束演算手段と、第1,第２磁束演算手段にて求めら
れる各磁束ベクトルの位相偏差が零となるように調節す
る調節系と、を設け、この調節系の出力を回転子回転角
速度の推定値として電流モデルまたは電流モデルと速度
調節系へ帰還する。
る第１の磁束演算手段と、回転子の回転角速度とすべり
角速度の和を積分して電動機磁束ベクトルを演算する第
２の磁束演算手段と、第1,第２磁束演算手段にて求めら
れる各磁束ベクトルの位相偏差が零となるように調節す
る調節系と、を設け、この調節系の出力を回転子回転角
速度の推定値として電流モデルまたは電流モデルと速度
調節系へ帰還する。
本発明は、速度検出器を持たない誘導機を速度制御する
ために、電動機の磁束の位相φがすべり角速度ωSと回
転子角速度ω2の和を積分して得られること（（３），
（４）式の電流モデル）、またφは別の手段、即ち電動
機電圧，電流を用いて演算する電圧モデルによる方法
（またはホール素子等の感磁素子を用いて直接検出する
方法）等によつても得られる事に着目して、この両手段
で得られる磁束の位相を一致させるようにすることによ
り回転子速度を間接的に得ようとするものである。
ために、電動機の磁束の位相φがすべり角速度ωSと回
転子角速度ω2の和を積分して得られること（（３），
（４）式の電流モデル）、またφは別の手段、即ち電動
機電圧，電流を用いて演算する電圧モデルによる方法
（またはホール素子等の感磁素子を用いて直接検出する
方法）等によつても得られる事に着目して、この両手段
で得られる磁束の位相を一致させるようにすることによ
り回転子速度を間接的に得ようとするものである。
第１図は、本発明の実施例を示す速度検出器を持たない
誘導電動機の速度制御装置ブロツク図である。この例に
よると、公知の速度制御装置である速度検出器付（第５
図）の場合と制御の基本的な部分は全く同一（同じ番号
で示す）であるが，制御に用いる速度の実際値が直接得
られないので、演算によりこれを求めるようにしている
点が大きな相違点と云うことになる。
誘導電動機の速度制御装置ブロツク図である。この例に
よると、公知の速度制御装置である速度検出器付（第５
図）の場合と制御の基本的な部分は全く同一（同じ番号
で示す）であるが，制御に用いる速度の実際値が直接得
られないので、演算によりこれを求めるようにしている
点が大きな相違点と云うことになる。
以下、第１図について説明する。誘導電動機２の一次電
流は３相−２相変換器１で固定座標上の２相量α，βに
変換され、さらにベクトル回転器11により、磁束を基準
とする回転座標（Ｍ−Ｔ座標系）量iM，iTに変換される
（（１）式参照）。
流は３相−２相変換器１で固定座標上の２相量α，βに
変換され、さらにベクトル回転器11により、磁束を基準
とする回転座標（Ｍ−Ｔ座標系）量iM，iTに変換される
（（１）式参照）。
次に磁束指令演算器４の出力として得られる磁化電流指
令iM *は、上記iMと加算点14で比較され、この偏差がPI
調節器６により増幅され電動機一次電圧ベクトル指令
1 *のＭ軸成分vM *を与える。一方、速度調節器（PI調節
器）５の出力として得られるトルク電流指令iT *は上記i
Tと加算点15で比較され、この偏差はPI調節器７で増幅
され1 *のＴ軸成分vT *となる。このようにして得られ
たvM *，vT *は座標変換回路８を介して（２）式により固
定座標量vα *，vβ *に変換され、パルス発生回路９を介
してインバータパルスに変換されることは、第５図の公
知のものと同じである。このとき座標変換に用いる磁束
の位相φ1は第５図の場合と同様に、電流モデル10によ
り（３），（４）式を用いて演算される。
令iM *は、上記iMと加算点14で比較され、この偏差がPI
調節器６により増幅され電動機一次電圧ベクトル指令
1 *のＭ軸成分vM *を与える。一方、速度調節器（PI調節
器）５の出力として得られるトルク電流指令iT *は上記i
Tと加算点15で比較され、この偏差はPI調節器７で増幅
され1 *のＴ軸成分vT *となる。このようにして得られ
たvM *，vT *は座標変換回路８を介して（２）式により固
定座標量vα *，vβ *に変換され、パルス発生回路９を介
してインバータパルスに変換されることは、第５図の公
知のものと同じである。このとき座標変換に用いる磁束
の位相φ1は第５図の場合と同様に、電流モデル10によ
り（３），（４）式を用いて演算される。
ここで、速度実際値ω2のかわりに、速度推定値 を用いて磁束を演算する場合を考える。この両者が一致
している場合は、次の（５）式が成り立つ。
している場合は、次の（５）式が成り立つ。
このとき、電動機内の磁束の位相と制御回路内で演算さ
れたそれとは一致している。
れたそれとは一致している。
いま、 がω2よりΔω2だけ大きくなつたとする。この場合、電
動機内の磁束の角速度と制御回路内で演算されたそれと
は偏差Δω2を有しているため、それらを積分して得ら
れる磁束の位相に偏差Δφが生じる。そこで、この偏差
を零にする調節ループを第５図に付加する。第１図の符
合200が、この調節ループである。電動機内の磁束をで
きるだけ正しく検出するために、ここでは、電動機の一
次電圧，一次電流および電動機定数から磁束を演算する
電圧モデル法を用いているが、こうするかわりに感磁素
子等により直接検出した電動機磁束を用いることも、も
ちろん可能である。
動機内の磁束の角速度と制御回路内で演算されたそれと
は偏差Δω2を有しているため、それらを積分して得ら
れる磁束の位相に偏差Δφが生じる。そこで、この偏差
を零にする調節ループを第５図に付加する。第１図の符
合200が、この調節ループである。電動機内の磁束をで
きるだけ正しく検出するために、ここでは、電動機の一
次電圧，一次電流および電動機定数から磁束を演算する
電圧モデル法を用いているが、こうするかわりに感磁素
子等により直接検出した電動機磁束を用いることも、も
ちろん可能である。
第１図の符合22が電圧モデル磁束演算器（単に、電圧モ
デルとも云う。）である。この電圧モデル22は例えば第
２図に示されるように、積分器22aおよび係数器22b,22
c,22d等より構成され、次式により二次鎖交磁束Ψ2を演
算する。
デルとも云う。）である。この電圧モデル22は例えば第
２図に示されるように、積分器22aおよび係数器22b,22
c,22d等より構成され、次式により二次鎖交磁束Ψ2を演
算する。
（６），（７）式から磁束は、電動機一次電圧，一次電
流ベクトルを正しく検出し、電動機定数を正確に測定し
ておくことにより、正しく求められることがわかる。
流ベクトルを正しく検出し、電動機定数を正確に測定し
ておくことにより、正しく求められることがわかる。
二次鎖交磁束2を固定座標α軸，β軸（固定子巻線上
にとつた座標系）上の成分Ψα，Ψβで表すと、次の
（８）式となる。
にとつた座標系）上の成分Ψα，Ψβで表すと、次の
（８）式となる。
これらを公知のVA（ベクトルアナライザ）23に入力する
と、磁束の位相φvが次のような二相量として求まる。
なお、磁束の位相の添字「Ｖ」を付して電圧モデルによ
るものであることを示す。
と、磁束の位相φvが次のような二相量として求まる。
なお、磁束の位相の添字「Ｖ」を付して電圧モデルによ
るものであることを示す。
これらの値はベクトル回転器24に入力され、電流モデル
で演算された磁束の位相φIとの偏差Δφを次の（11）
式で演算する。なお、磁束の位相φIもφVと同様に成分
の形（10）式で表す。
で演算された磁束の位相φIとの偏差Δφを次の（11）
式で演算する。なお、磁束の位相φIもφVと同様に成分
の形（10）式で表す。
Δθ＝sin（Δφ）＝sin（φV−φI） ＝sinφVcosφI−cosφVsinφI ……（11） 第３図に偏差が生じた場合のベクトル図の例を示す。Δ
φの極性はこの場合、φIを基準に正転方向（反時計方
向）を正とする。従つて第３図の場合、Δφ＜０とな
る。
φの極性はこの場合、φIを基準に正転方向（反時計方
向）を正とする。従つて第３図の場合、Δφ＜０とな
る。
（11）式により求められた偏差Δφは調節器25に入力さ
れ、こゝでこの偏差を積分して角速度ωVを出力する。
第３図の場合、調節器25は負方向へ積分する。このωV
は積分器102にてωS *とともに積分され、（３）式の演
算により磁束の位相φIが求まる。すなわち、調節ルー
プ200により調節器25はこの偏差Δφが零になるように
動作し、磁束の位相が一致すると、原則的には電動機内
と制御装置内の磁束の回転角速度ω1とは、次の（12）
式のように一致する。
れ、こゝでこの偏差を積分して角速度ωVを出力する。
第３図の場合、調節器25は負方向へ積分する。このωV
は積分器102にてωS *とともに積分され、（３）式の演
算により磁束の位相φIが求まる。すなわち、調節ルー
プ200により調節器25はこの偏差Δφが零になるように
動作し、磁束の位相が一致すると、原則的には電動機内
と制御装置内の磁束の回転角速度ω1とは、次の（12）
式のように一致する。
ω1＝ωV＋ωS *＝ω2＋ωS ……（12） ここで、すべり角速度実際値ωSは、Δφが零のときは
トルク電流，磁化電流の指令値と実際値とが一致するの
で、（４）式から明らかなようにすべり角速度指令値ω
S *と一致する。
トルク電流，磁化電流の指令値と実際値とが一致するの
で、（４）式から明らかなようにすべり角速度指令値ω
S *と一致する。
以上のことから、調節器25の出力ωVは、回転角速度の
推定値 となる。従つて、調節器25の出力ωvを加算点13にて速
度指令値N*との差をとり、速度調節器５にて増幅すれ
ば、第５図と同じ速度制御系を構成することができる。
推定値 となる。従つて、調節器25の出力ωvを加算点13にて速
度指令値N*との差をとり、速度調節器５にて増幅すれ
ば、第５図と同じ速度制御系を構成することができる。
第４図は本発明の別の実施例を示す構成図である。ここ
では、第１図でのVA（ベクトルアナライザ）23が取り除
かれ、磁束がそのままベクトル回転器24に入力されてい
る。このようにすると、一定磁束の領域では第１図の場
合と同じであるが、磁束が減少したとき偏差が磁束の大
きさに比例するため調節系のループゲインが低下する欠
点はあるが、第１図に比べ構成が簡単になるという利点
が得られる。
では、第１図でのVA（ベクトルアナライザ）23が取り除
かれ、磁束がそのままベクトル回転器24に入力されてい
る。このようにすると、一定磁束の領域では第１図の場
合と同じであるが、磁束が減少したとき偏差が磁束の大
きさに比例するため調節系のループゲインが低下する欠
点はあるが、第１図に比べ構成が簡単になるという利点
が得られる。
本発明によれば、速度検出器を用いることなく速度検出
器付の誘導機可変速制御装置と同等の制御を実現するこ
とができる。また、速度制御付ベクトル制御の基本構成
を変えることなく、制御ループの追加だけで速度検出器
なし高性能制御が可能となる。したがつて、本発明は速
度検出器がつけられない用途、または速度信号を確実に
伝達できないような用途で特に効果を発揮するものであ
る。
器付の誘導機可変速制御装置と同等の制御を実現するこ
とができる。また、速度制御付ベクトル制御の基本構成
を変えることなく、制御ループの追加だけで速度検出器
なし高性能制御が可能となる。したがつて、本発明は速
度検出器がつけられない用途、または速度信号を確実に
伝達できないような用途で特に効果を発揮するものであ
る。
第１図は本発明の実施例を示す構成図、第２図は第１図
に示す電圧モデルの具体例を示す回路図、第３図は電流
モデルと電圧モデルによる各磁束の位相偏差を説明する
ためのベクトル図、第４図は本発明の他の実施例を示す
構成図、第５図は誘導電動機可変速制御装置の従来例を
示す構成図、第６図は誘導電動機の電流ベクトルを示す
ベクトル図である。 符号説明 １……PWMインバータ、２……誘導電動機、３……速度
検出器、４……磁束指令演算器、５……速度調節器（AS
R）、６……磁化電流調節器（ACR）、７……トルク電流
調節器（ACR）、８……座標変換回路、９……パルス発
生回路、10……電流モデル磁束演算器、11、24……ベク
トル回転器、12,21……３相−２相変換器、13,14,15…
…加算点、20……電圧変成器、22b,22c,22d……係数
器、23……べクトルアナライザ、25……調節器、101…
…すべり角速度演算器、200……調節ループ。
に示す電圧モデルの具体例を示す回路図、第３図は電流
モデルと電圧モデルによる各磁束の位相偏差を説明する
ためのベクトル図、第４図は本発明の他の実施例を示す
構成図、第５図は誘導電動機可変速制御装置の従来例を
示す構成図、第６図は誘導電動機の電流ベクトルを示す
ベクトル図である。 符号説明 １……PWMインバータ、２……誘導電動機、３……速度
検出器、４……磁束指令演算器、５……速度調節器（AS
R）、６……磁化電流調節器（ACR）、７……トルク電流
調節器（ACR）、８……座標変換回路、９……パルス発
生回路、10……電流モデル磁束演算器、11、24……ベク
トル回転器、12,21……３相−２相変換器、13,14,15…
…加算点、20……電圧変成器、22b,22c,22d……係数
器、23……べクトルアナライザ、25……調節器、101…
…すべり角速度演算器、200……調節ループ。
Claims (2)
- 【請求項１】出力電圧の大きさ，周波数および位相の制
御が可能な電力変換器を介して給電される誘導電動機の
一次電流を該電動機の磁束と平行な成分（磁化電流）と
これに直交する成分（トルク電流）とに分離し、各々を
独立に調節して少なくとも電動機トルクを制御する誘導
電動機の可変速制御装置において、 電動機誘起電圧を積分することにより電動機磁束ベクト
ルを演算する第１の磁束演算手段と、 回転子の回転角速度とすべり角速度の和を積分すること
により電動機磁束ベクトルを演算する第２の磁束演算手
段と、 第1,第２磁束演算手段にて求められる各磁束ベクトルの
位相偏差が零となるように調節する調節系と、 を設け、該調節系の出力を回転子の回転角速度の推定値
として前記第２磁束演算手段で用いることを特徴とする
誘導電動機の可変速制御装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の誘導電動機
の可変速制御装置において、前記調節系の出力を速度検
出値として速度調節系でも用いることを特徴とする誘導
電動機の可変速制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61212624A JPH0771400B2 (ja) | 1986-09-11 | 1986-09-11 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61212624A JPH0771400B2 (ja) | 1986-09-11 | 1986-09-11 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6369491A JPS6369491A (ja) | 1988-03-29 |
| JPH0771400B2 true JPH0771400B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=16625759
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61212624A Expired - Lifetime JPH0771400B2 (ja) | 1986-09-11 | 1986-09-11 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JPH0771400B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
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|---|---|---|---|---|
| JP3827052B2 (ja) | 1999-05-21 | 2006-09-27 | 富士電機機器制御株式会社 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
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Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5755781A (en) * | 1980-09-17 | 1982-04-02 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | Speed control of induction motor |
-
1986
- 1986-09-11 JP JP61212624A patent/JPH0771400B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5755781A (en) * | 1980-09-17 | 1982-04-02 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | Speed control of induction motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6369491A (ja) | 1988-03-29 |
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