JPH0773440B2 - 誘導電動機の可変速制御装置 - Google Patents
誘導電動機の可変速制御装置Info
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- JPH0773440B2 JPH0773440B2 JP62265391A JP26539187A JPH0773440B2 JP H0773440 B2 JPH0773440 B2 JP H0773440B2 JP 62265391 A JP62265391 A JP 62265391A JP 26539187 A JP26539187 A JP 26539187A JP H0773440 B2 JPH0773440 B2 JP H0773440B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、速度を直接検出する速度検出器を持たない、
誘導電動機の高性能速度制御装置に関する。
誘導電動機の高性能速度制御装置に関する。
速度検出器を備えることなく誘導電動機の速度制御を行
う例として、トランジスタインバータや電流形インバー
タ等から給電される誘導電動機（誘導機）をV/f一定制
御する駆動装置が良く知られている。この方式はインバ
ータの出力周波数をオープンループで与え、インバータ
の出力電圧は閉ループで制御し、電圧（Ｖ）指令と周波
数（ｆ）指令を比例させるものである。しかし、この方
式は速度制御の応答性も悪く、又制御精度も悪いので、
高性能速度制御装置としては余り用いられていない。高
性能な誘導電動機可変速装置としてはベクトル制御を応
用した制御装置があるが、この制御装置は速度検出機を
備えないと成り立たない。そこで、出願人は速度量を検
出器で検出せずに演算で推定し、その推定値を速度量と
して制御する制御装置を出願している（特願昭61−2126
25号：以下、出願済み装置とも云う。）。
う例として、トランジスタインバータや電流形インバー
タ等から給電される誘導電動機（誘導機）をV/f一定制
御する駆動装置が良く知られている。この方式はインバ
ータの出力周波数をオープンループで与え、インバータ
の出力電圧は閉ループで制御し、電圧（Ｖ）指令と周波
数（ｆ）指令を比例させるものである。しかし、この方
式は速度制御の応答性も悪く、又制御精度も悪いので、
高性能速度制御装置としては余り用いられていない。高
性能な誘導電動機可変速装置としてはベクトル制御を応
用した制御装置があるが、この制御装置は速度検出機を
備えないと成り立たない。そこで、出願人は速度量を検
出器で検出せずに演算で推定し、その推定値を速度量と
して制御する制御装置を出願している（特願昭61−2126
25号：以下、出願済み装置とも云う。）。
第４図はかゝる出願済み装置を示す構成図である。こゝ
では、誘導電動機（誘導機）の制御にベクトル制御原理
が適用されているが、これは電動機の電流，電圧等をベ
クトル量とみなし、固定子巻線上から観測すると交流量
となつているこれらの量を、電動機の回転磁界上から観
測して直流量に変換し、これを磁界に平行な成分と直交
する成分とに分離してそれぞれ独立に制御しようとする
もので、既に多くの文献等に発表されて公知である。同
図の装置も公知である速度検出器付の速度制御装置（た
とえば、富士時報Vol.57,No.10,1984,P.609〜615“GTO
サイリスタのインバータへの応用”の項参照）と制御の
基本部は全く同じであるが、こゝでは速度の実施値が直
接得られないため、演算によつて速度を求めるようにし
ている点が大きな特徴である。以下、第４図について説
明する。
では、誘導電動機（誘導機）の制御にベクトル制御原理
が適用されているが、これは電動機の電流，電圧等をベ
クトル量とみなし、固定子巻線上から観測すると交流量
となつているこれらの量を、電動機の回転磁界上から観
測して直流量に変換し、これを磁界に平行な成分と直交
する成分とに分離してそれぞれ独立に制御しようとする
もので、既に多くの文献等に発表されて公知である。同
図の装置も公知である速度検出器付の速度制御装置（た
とえば、富士時報Vol.57,No.10,1984,P.609〜615“GTO
サイリスタのインバータへの応用”の項参照）と制御の
基本部は全く同じであるが、こゝでは速度の実施値が直
接得られないため、演算によつて速度を求めるようにし
ている点が大きな特徴である。以下、第４図について説
明する。
同図において、誘導電動機（IM）２の一次電流は３相−
２相変換器12で２相量ｉα,iβに変換される。また、こ
の量はベクトル回転器11により回転座標（Ｍ−Ｔ座標
系）量iM,iTに座標変換される。このとき、Ｍ軸すなわ
ち磁束軸は、電流モデル式磁束演算器（以下、単に電流
モデルとも云う。）10により演算された磁束の位相φＩ
によつて決定される。電流モデルは次式に従つて演算を
行う。
２相変換器12で２相量ｉα,iβに変換される。また、こ
の量はベクトル回転器11により回転座標（Ｍ−Ｔ座標
系）量iM,iTに座標変換される。このとき、Ｍ軸すなわ
ち磁束軸は、電流モデル式磁束演算器（以下、単に電流
モデルとも云う。）10により演算された磁束の位相φＩ
によつて決定される。電流モデルは次式に従つて演算を
行う。
（１）式からわかるように、この電流モデル方式は回転
子角速度量がないと成り立たないため、調節ループ200
で演算により求めた回転子角速度推定値 を用いて電流モデルを構成している。この調節ループ20
0による速度演算については後述する。座標変換はこの
φＩから、次式に従つて行われる。
子角速度量がないと成り立たないため、調節ループ200
で演算により求めた回転子角速度推定値 を用いて電流モデルを構成している。この調節ループ20
0による速度演算については後述する。座標変換はこの
φＩから、次式に従つて行われる。
この様に、一次電流i1をiM,iTに分離すれば、iMは磁束
を作る成分（磁化電流）となり、iTはトルクを作る成分
（トルク電流）となることは良く知られているところで
ある。
を作る成分（磁化電流）となり、iTはトルクを作る成分
（トルク電流）となることは良く知られているところで
ある。
この磁化電流指令iM ＊は、磁化電流指令演算器４の出力
として与えられる。磁束一定制御の場合は演算器４は一
定のiM ＊を与え、又、高速領域で速度に依存して弱め界
磁制御を行う場合、演算器４は速度上昇につれて減少し
ていくiM ＊を与える。磁化電流指令iM ＊は、ベクトル回
転器11により一次電流から変換されたiMと加算点14で比
較され、この偏差がPI（比例積分）調節器６により増幅
されて電動機の一次電圧ベクトル指令V1 ＊のＭ軸成分VM
＊となる。
として与えられる。磁束一定制御の場合は演算器４は一
定のiM ＊を与え、又、高速領域で速度に依存して弱め界
磁制御を行う場合、演算器４は速度上昇につれて減少し
ていくiM ＊を与える。磁化電流指令iM ＊は、ベクトル回
転器11により一次電流から変換されたiMと加算点14で比
較され、この偏差がPI（比例積分）調節器６により増幅
されて電動機の一次電圧ベクトル指令V1 ＊のＭ軸成分VM
＊となる。
一方、速度設定器100より与えられた指令値Ｎ＊は、加
算点13により調節ループ200より演算された速度推定値 と比較され、この偏差はPI調節器５により増幅されてト
ルク電流指令iT ＊となる。このiT ＊はベクトル回転器11
により作られたiT ＊と加算点15で比較され、この偏差は
PI調節器７で増幅されて一次電圧ベクトル指令V1 ＊のＴ
軸成分VT ＊となる。このVM ＊,VT ＊は座標変換回路８に
入力され、電流モデル10により演算された磁束の位相φ
Ｉにより、次式の如く固定子座標量に変換される。
算点13により調節ループ200より演算された速度推定値 と比較され、この偏差はPI調節器５により増幅されてト
ルク電流指令iT ＊となる。このiT ＊はベクトル回転器11
により作られたiT ＊と加算点15で比較され、この偏差は
PI調節器７で増幅されて一次電圧ベクトル指令V1 ＊のＴ
軸成分VT ＊となる。このVM ＊,VT ＊は座標変換回路８に
入力され、電流モデル10により演算された磁束の位相φ
Ｉにより、次式の如く固定子座標量に変換される。
固定子座標量に変換された一軸電圧指令ｖα ＊,v
β ＊は、パルス発生回路９でインバータパルスに変換さ
れ、PWMインバータ１に与えられ誘導電動機２へ給電さ
れることになる。
β ＊は、パルス発生回路９でインバータパルスに変換さ
れ、PWMインバータ１に与えられ誘導電動機２へ給電さ
れることになる。
次に、速度推定方式について説明する。第４図に示すよ
うに、電動機の一次電圧V1と一次電流i1を誘起電圧演算
回路22に入力して、誘導機の二次誘起電圧ベクトル２
の固定座標量Ｅα,Eβを算出する。この算出方法は次の
とおりである。なお、矢印を付してベクトル量を示す
が、特に必要な場合の外は省略する。
うに、電動機の一次電圧V1と一次電流i1を誘起電圧演算
回路22に入力して、誘導機の二次誘起電圧ベクトル２
の固定座標量Ｅα,Eβを算出する。この算出方法は次の
とおりである。なお、矢印を付してベクトル量を示す
が、特に必要な場合の外は省略する。
誘起電圧演算回路22は、次式に従つて誘起電圧を演算す
る。
る。
また、二次誘起電圧２と二次鎖交磁束２との関係
は、次の（６）式で表わされる。
は、次の（６）式で表わされる。
（６）式からわかるように、二次誘起電圧は二次鎖交磁
束Ψ２より位相がπ/2だけ進んでいる。二次鎖交磁束Ψ
２の固定座標α軸からの位相をφＶとすると、二次誘起
電圧２の固定座標量Ｅα,Eβは次の（７）式で示され
る。
束Ψ２より位相がπ/2だけ進んでいる。二次鎖交磁束Ψ
２の固定座標α軸からの位相をφＶとすると、二次誘起
電圧２の固定座標量Ｅα,Eβは次の（７）式で示され
る。
第５図に、（７）式の関係を示す誘起電圧のベクトル図
を示す。
を示す。
次に、上記演算により求めたＥα,Eβを、ベクトル回転
器（VD）24により電流モデル10で演算された磁束軸へ座
標変換する。ここで、電流モデルで演算された磁束ΨＩ
のα軸からの位相をφＩとすると、φＶとφＩの関係が
求まる。
器（VD）24により電流モデル10で演算された磁束軸へ座
標変換する。ここで、電流モデルで演算された磁束ΨＩ
のα軸からの位相をφＩとすると、φＶとφＩの関係が
求まる。
（７）式に（８）式を代入すると、次の（９），（10）
式が求まる。
式が求まる。
EM＝−EcosφIsinφＶ＋EsinφIcosφＶ ＝−Esin（φＶ−φＩ） ……（９） ET＝EsinφIsinφＶ＋EcosφIcosφＶ ＝Ecos（φＶ−φＩ） ……（10） （９）式において、誘起電圧ベクトル２より検出され
た二次鎖交磁束ベクトル２の位相φＶと、速度推定値 を用いた電流モデルで演算された磁束ベクトルの位相φ
Ｉとが一致しない場合にEMが発生する。第６図にφＩと
φＶとが一致しない場合の誘起電圧のベクトル図を示
す。同図に示すφＩは を積分器102で積分して求められる。調節器25はEM＝０
となるように動作し、磁束の位相を一致させる。磁束の
位相が一致すると、電動機内と制御装置内の磁束の角速
度ω１は（11）式のように一致する。
た二次鎖交磁束ベクトル２の位相φＶと、速度推定値 を用いた電流モデルで演算された磁束ベクトルの位相φ
Ｉとが一致しない場合にEMが発生する。第６図にφＩと
φＶとが一致しない場合の誘起電圧のベクトル図を示
す。同図に示すφＩは を積分器102で積分して求められる。調節器25はEM＝０
となるように動作し、磁束の位相を一致させる。磁束の
位相が一致すると、電動機内と制御装置内の磁束の角速
度ω１は（11）式のように一致する。
ここで、すべり角速度実際値ωＳは、両磁束の位相が一
致しているとき、トルク電流，磁化電流の各指令値と実
際値とが一致するので、（２）式から明らかのように、
すべり各速度指令値ωＳ ＊と一致する。これにより、調
節ループ200の出力 は回転子角速度の真値と等しくなり、正しい速度が演算
されることになる。なお、極性回路23はETにより磁束の
相回転を判断し、その相回転に合うようにEMの極性を決
定する。
致しているとき、トルク電流，磁化電流の各指令値と実
際値とが一致するので、（２）式から明らかのように、
すべり各速度指令値ωＳ ＊と一致する。これにより、調
節ループ200の出力 は回転子角速度の真値と等しくなり、正しい速度が演算
されることになる。なお、極性回路23はETにより磁束の
相回転を判断し、その相回転に合うようにEMの極性を決
定する。
以上の如き装置では、第４図に示すように、出力電圧を
検出するための検出用トランス（20）や、交流電圧を直
流電圧に座標交換する回路（24）を必要とするため回路
構成が複雑となり、制御装置のコスト増につながると云
う問題点がある。又、検出用トランスを用いた場合、PW
Mインバータのため出力電圧の上昇率dv/dtが高く、その
ためトランスの１次側と２次側との間のストレイキヤパ
シタンスの影響によつて２次側に電流が流れ、２次側の
インピーダンスによつて検出ノイズが発生し、正確な検
出値が得られないと云う問題もある。
検出するための検出用トランス（20）や、交流電圧を直
流電圧に座標交換する回路（24）を必要とするため回路
構成が複雑となり、制御装置のコスト増につながると云
う問題点がある。又、検出用トランスを用いた場合、PW
Mインバータのため出力電圧の上昇率dv/dtが高く、その
ためトランスの１次側と２次側との間のストレイキヤパ
シタンスの影響によつて２次側に電流が流れ、２次側の
インピーダンスによつて検出ノイズが発生し、正確な検
出値が得られないと云う問題もある。
したがつて、本発明は速度及び電動機電圧を直接検出す
ることなく、高性能な速度制御が可能な制御装置を提供
することを目的とする。
ることなく、高性能な速度制御が可能な制御装置を提供
することを目的とする。
磁化電流，トルク電流の各指令値、磁束の角速度および
電動機定数から電動機磁束に平行な電動機電圧成分の指
令値を演算するとゝもに、該電動機電圧成分の指令値と
磁化電流調節器からの出力との偏差を演算する演算器
と、該演算器出力を零にすべく調節する調節器とを設け
る。
電動機定数から電動機磁束に平行な電動機電圧成分の指
令値を演算するとゝもに、該電動機電圧成分の指令値と
磁化電流調節器からの出力との偏差を演算する演算器
と、該演算器出力を零にすべく調節する調節器とを設け
る。
〔作用〕 速度検出器を持たない制御装置において、電流モデル方
式（（３），（４）式より）で演算された制御装置内の
磁束軸φＩ上の電圧ベクトルV1の磁束軸と平行な電圧成
分VM ＊と、電動機内部の磁束軸上のVMとは、両磁束軸に
偏差がある場合には一致しないことに着目し、両成分が
常に一致するように回転子角速度を推定することによ
り、速度および電動機電圧を直接検出することなく、高
精度の速度制御を可能にする。
式（（３），（４）式より）で演算された制御装置内の
磁束軸φＩ上の電圧ベクトルV1の磁束軸と平行な電圧成
分VM ＊と、電動機内部の磁束軸上のVMとは、両磁束軸に
偏差がある場合には一致しないことに着目し、両成分が
常に一致するように回転子角速度を推定することによ
り、速度および電動機電圧を直接検出することなく、高
精度の速度制御を可能にする。
第１図は本発明の実施例を示す、速度検出器を持たない
誘導電動機の速度制御装置を示すブロツク図である。こ
の例によると、第４図の速度検出器を持たない速度制御
装置の場合と制御の基本部は全く同一（同一のものは同
じ番号で示す。）であるが、調節ループ300の構成が異
なつている。以下、第１図について説明する。
誘導電動機の速度制御装置を示すブロツク図である。こ
の例によると、第４図の速度検出器を持たない速度制御
装置の場合と制御の基本部は全く同一（同一のものは同
じ番号で示す。）であるが、調節ループ300の構成が異
なつている。以下、第１図について説明する。
電圧ベクトルのＭ軸成分電圧VMは、トルク電流，磁化電
流の各指令値iT ＊,iM ＊と電動機定数R1,Lσから、次の
（12）式に従つて演算で求めることができる。
流の各指令値iT ＊,iM ＊と電動機定数R1,Lσから、次の
（12）式に従つて演算で求めることができる。
VM ＊＝R1iM ＊−Ｌσω1iT ＊ ……（12） しかし、こゝでは上記の演算を行わずに、電流調節器６
の出力を直接、Ｍ軸成分電圧VM ＊＊としている。ここ
で、VM ＊とVM ＊＊の関係について考察する。
の出力を直接、Ｍ軸成分電圧VM ＊＊としている。ここ
で、VM ＊とVM ＊＊の関係について考察する。
すなわち、電流モデル方式で求めた制御装置内の磁束軸
（Ｍ−Ｔ軸）と、電動機内の磁束軸とが一致している場
合には、電動機内部のトルク電流，磁化電流の各実際値
と、制御装置内部で電動機に流れている一次電流ベクト
ルを座標変換して求めたトルク電流，磁化電流の各検出
値は互いに等しくなる。そこで、この検出値と指令値を
電流調節器に入力すれば、電流調節器の出力は、電流の
指令値と検出値を互いに等しくする電圧ベクトルのＭ−
Ｔ軸成分の電圧を与えることになる。
（Ｍ−Ｔ軸）と、電動機内の磁束軸とが一致している場
合には、電動機内部のトルク電流，磁化電流の各実際値
と、制御装置内部で電動機に流れている一次電流ベクト
ルを座標変換して求めたトルク電流，磁化電流の各検出
値は互いに等しくなる。そこで、この検出値と指令値を
電流調節器に入力すれば、電流調節器の出力は、電流の
指令値と検出値を互いに等しくする電圧ベクトルのＭ−
Ｔ軸成分の電圧を与えることになる。
第2A図は両磁束軸が一致する場合の電圧，電流の関係を
示すベクトル図、第2B図は両磁束軸が一致しない場合の
電圧，電流の関係を示すベクトル図である。
示すベクトル図、第2B図は両磁束軸が一致しない場合の
電圧，電流の関係を示すベクトル図である。
すなわち、両磁束軸が一致する場合は、第2A図の如く演
算値VM ＊と調節器出力VM ＊＊とは互いに一致する。これ
に対し、両磁束軸が一致しない場合には、電動機内のト
ルク電流，磁化電流の実際値iT′,iM′と制御装置内の
検出値iT,iMは異なり、第１図に符号6,7で示す電流調節
器はこの電圧V1を出力するために必要な電圧VM ＊＊,VT
＊＊をそれぞれ出力し、その結果、（12）式の演算によ
つて求めたVM ＊とVM ＊＊とは一致しなくなる。そこで、
VM ＊とVM ＊＊との偏差をΔＥとすると、以下に示す関係
が得られる。
算値VM ＊と調節器出力VM ＊＊とは互いに一致する。これ
に対し、両磁束軸が一致しない場合には、電動機内のト
ルク電流，磁化電流の実際値iT′,iM′と制御装置内の
検出値iT,iMは異なり、第１図に符号6,7で示す電流調節
器はこの電圧V1を出力するために必要な電圧VM ＊＊,VT
＊＊をそれぞれ出力し、その結果、（12）式の演算によ
つて求めたVM ＊とVM ＊＊とは一致しなくなる。そこで、
VM ＊とVM ＊＊との偏差をΔＥとすると、以下に示す関係
が得られる。
ΔＥ＝VM ＊＊−VM ＊ ＝VM ＊＊−R1iM ＊＋Ｌσω1iT ＊ ……（13） このΔＥは、速度推定値と速度実際値が異なり、磁束軸
が一致しないために生じたものであるから、この実施例
では上記偏差ΔＥを調節ループ300内の調節器25に入力
し、常にΔＥが零になる調節ループを形成して速度を演
算するようにしている。
が一致しないために生じたものであるから、この実施例
では上記偏差ΔＥを調節ループ300内の調節器25に入力
し、常にΔＥが零になる調節ループを形成して速度を演
算するようにしている。
第３図は上述の如き偏差ΔＥを演算する演算回路30の具
体例を示し、（13）式の演算を行うものである。すなわ
ち、乗算器31,32,33と加算点34を設け、乗算器31により
第（13）式の右辺第２頁を演算し、また乗算器32,33に
より同式の右辺第３項を演算し、これらと調節器出力VM
＊＊とを加算点34に図示の如き極性で与えることによ
り、ΔＥを演算する。
体例を示し、（13）式の演算を行うものである。すなわ
ち、乗算器31,32,33と加算点34を設け、乗算器31により
第（13）式の右辺第２頁を演算し、また乗算器32,33に
より同式の右辺第３項を演算し、これらと調節器出力VM
＊＊とを加算点34に図示の如き極性で与えることによ
り、ΔＥを演算する。
なお、この出力は第４図と同じく調節器25に与えられ、
その出力からは回転子角速度の推定値 が得られることになる。
その出力からは回転子角速度の推定値 が得られることになる。
〔発明の効果〕 本発明によれば、速度検出器を設けずに誘導機の高性能
速度制御ができるだけでなく、電圧検出器も必要としな
いので、回路構成が簡単になり制御装置のコストダウン
が可能となる。又、電圧検出器を用いた場合の検出ノイ
ズ等の影響がなくなるため、正確な検出値を得ることが
できる。さらに、従来の速度検出器付の制御装置に、比
較的簡単な構成の調節ループを付加するだけで、高性能
な速度制御が可能となる利点もある。
速度制御ができるだけでなく、電圧検出器も必要としな
いので、回路構成が簡単になり制御装置のコストダウン
が可能となる。又、電圧検出器を用いた場合の検出ノイ
ズ等の影響がなくなるため、正確な検出値を得ることが
できる。さらに、従来の速度検出器付の制御装置に、比
較的簡単な構成の調節ループを付加するだけで、高性能
な速度制御が可能となる利点もある。
第１図は本発明の実施例を示す構成図、第2A図は制御装
置内の磁束軸と電動機内の磁束軸とが一致した場合の電
圧，電流の関係を示すベクトル図、第2B図はこれら２つ
の磁束軸が一致しない場合の電圧，電流の関係を示すベ
クトル図、第３図はΔＥ（電圧偏差）演算回路の具体例
を示すブロツク図、第４図は出願済み装置を示す構成
図、第５図は二次誘起電圧を示すベクトル図、第６図は
演算された磁束の位相と実際の磁束の位相との間に偏差
が生じた場合の二次誘起電圧を示すベクトル図である。 符号説明 １……PWMインバータ、２……誘導電動機、４……磁化
電流指令演算器、５……速度調節器（SR）、６……磁化
電流調節器（ACR）、７……トルク電流調節器（ACR）、
８……座標変換回路、９……パルス発生回路、10……電
流モデル式磁束演算器（電流モデル）、11,24……ベク
トル回転器（VD）、12,21……３相−２相変換器、13,1
4,15,34……加算点、20……電圧変成器、22……誘起電
圧演算回路、23……極性回路、25……調節器、30……Δ
Ｅ演算回路、31,32,33……乗算器、100……速度設定
器、101……すべり角速度演算器、102……積分器、200,
300……調節ループ。
置内の磁束軸と電動機内の磁束軸とが一致した場合の電
圧，電流の関係を示すベクトル図、第2B図はこれら２つ
の磁束軸が一致しない場合の電圧，電流の関係を示すベ
クトル図、第３図はΔＥ（電圧偏差）演算回路の具体例
を示すブロツク図、第４図は出願済み装置を示す構成
図、第５図は二次誘起電圧を示すベクトル図、第６図は
演算された磁束の位相と実際の磁束の位相との間に偏差
が生じた場合の二次誘起電圧を示すベクトル図である。 符号説明 １……PWMインバータ、２……誘導電動機、４……磁化
電流指令演算器、５……速度調節器（SR）、６……磁化
電流調節器（ACR）、７……トルク電流調節器（ACR）、
８……座標変換回路、９……パルス発生回路、10……電
流モデル式磁束演算器（電流モデル）、11,24……ベク
トル回転器（VD）、12,21……３相−２相変換器、13,1
4,15,34……加算点、20……電圧変成器、22……誘起電
圧演算回路、23……極性回路、25……調節器、30……Δ
Ｅ演算回路、31,32,33……乗算器、100……速度設定
器、101……すべり角速度演算器、102……積分器、200,
300……調節ループ。
Claims (1)
- 【請求項１】出力電圧の大きさ，周波数および位相の制
御が可能な電力変換器を介して給電される誘導電動機の
一次電流を該電動機の磁束と平行な成分（磁化電流）と
これに直交する成分（トルク電流）とに分離し、各々を
独立に調節する調節器をそれぞれ設けて、少なくとも電
動機トルクを制御する誘導電動機の可変速制御装置にお
いて、 前記磁化電流，トルク電流の各指令値、磁束の角速度お
よび電動機定数から電動機磁束に平行な電動機電圧成分
の指令値を演算するとゝもに、該電動機電圧成分の指令
値と磁化電流を調節する前記調節器からの出力との偏差
を演算する演算器と、 該演算器出力を零にすべく調節する調節器と、 を設け、該調節器出力を電動機角速度の推定値として用
いることを特徴とする誘導電動機の可変速制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265391A JPH0773440B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265391A JPH0773440B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01110092A JPH01110092A (ja) | 1989-04-26 |
| JPH0773440B2 true JPH0773440B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=17416525
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62265391A Expired - Lifetime JPH0773440B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0773440B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3827052B2 (ja) | 1999-05-21 | 2006-09-27 | 富士電機機器制御株式会社 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6152176A (ja) * | 1984-08-21 | 1986-03-14 | Hitachi Ltd | 誘導電動機のベクトル制御方法 |
-
1987
- 1987-10-22 JP JP62265391A patent/JPH0773440B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6152176A (ja) * | 1984-08-21 | 1986-03-14 | Hitachi Ltd | 誘導電動機のベクトル制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01110092A (ja) | 1989-04-26 |
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