JPH0546794B2 - - Google Patents
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- JPH0546794B2 JPH0546794B2 JP58230979A JP23097983A JPH0546794B2 JP H0546794 B2 JPH0546794 B2 JP H0546794B2 JP 58230979 A JP58230979 A JP 58230979A JP 23097983 A JP23097983 A JP 23097983A JP H0546794 B2 JPH0546794 B2 JP H0546794B2
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- JP
- Japan
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- axis component
- induction motor
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- axis
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 55
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 24
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 12
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 7
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 6
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 13
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 3
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 2
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は可変周波数、可変電圧電源等の電力
変換器により誘導電動機を駆動する制御装置に関
する。
変換器により誘導電動機を駆動する制御装置に関
する。
誘導電動機の制御技術の進歩により今まで直流
電動機が使用されてきた高速応答を必要とするサ
ーボの分野にまで誘導電動機が進出しようとして
いる。誘導電動機の高速応答制御法として、従来
より、トルク伝達関数定数化制御法、磁界加速法
などが知られているが、前者は誘導電動機の一次
電流の振幅と角周波数をトルク指令の変化に応じ
て少しの遅れもなく制御できることが前提であ
り、トルク指令がステツプ状に変化した場合には
誘導電動機の漏れインダクタンスのために無限大
の電圧とする。また、後者は誘導電動機の空〓回
転磁界の大きさを一定に保ちつつ、一次電流の大
きさと位相をトルク指令の変化に応じて少しの遅
れもなく制御することが必要であり、かつそれが
可能であるとしている。しかし、この場合もトル
ク指令がステツプ状に変化した場合を考えると一
次電流、二次電流の大きさおよび位相をステツプ
状に変化させる必要があり誘導電動機の漏れイン
ダクタンスを考慮すると無限大の電圧を必要とす
る。従つて、現実に誘導電動機に印加し得る電圧
が有限である以上、両者共にトルクの過渡応答に
遅れを生ずるのは明らかである。
電動機が使用されてきた高速応答を必要とするサ
ーボの分野にまで誘導電動機が進出しようとして
いる。誘導電動機の高速応答制御法として、従来
より、トルク伝達関数定数化制御法、磁界加速法
などが知られているが、前者は誘導電動機の一次
電流の振幅と角周波数をトルク指令の変化に応じ
て少しの遅れもなく制御できることが前提であ
り、トルク指令がステツプ状に変化した場合には
誘導電動機の漏れインダクタンスのために無限大
の電圧とする。また、後者は誘導電動機の空〓回
転磁界の大きさを一定に保ちつつ、一次電流の大
きさと位相をトルク指令の変化に応じて少しの遅
れもなく制御することが必要であり、かつそれが
可能であるとしている。しかし、この場合もトル
ク指令がステツプ状に変化した場合を考えると一
次電流、二次電流の大きさおよび位相をステツプ
状に変化させる必要があり誘導電動機の漏れイン
ダクタンスを考慮すると無限大の電圧を必要とす
る。従つて、現実に誘導電動機に印加し得る電圧
が有限である以上、両者共にトルクの過渡応答に
遅れを生ずるのは明らかである。
本発明は上記の欠点を解消するためになされた
もので、誘導電動機の漏れインダクタンスにより
誘導電動機に流れる実電流が指令値より遅れを生
じることを考慮した上で、誘導電動機の二次鎖交
磁束と二次電流とが互いに直交するベクトルを形
成するよう制御することにより、過渡状態におい
てもトルクに振動を生じなく、従つて従来の直流
機と同等の高速応答が要求される用途に利用でき
る誘導電動機の制御装置を提供することを目的と
する。
もので、誘導電動機の漏れインダクタンスにより
誘導電動機に流れる実電流が指令値より遅れを生
じることを考慮した上で、誘導電動機の二次鎖交
磁束と二次電流とが互いに直交するベクトルを形
成するよう制御することにより、過渡状態におい
てもトルクに振動を生じなく、従つて従来の直流
機と同等の高速応答が要求される用途に利用でき
る誘導電動機の制御装置を提供することを目的と
する。
まず、第１及び第２の発明の原理を誘導電動機
の基本方程式を用いて説明する。誘導電動機の基
本方程式は、角周波数ωで回転する直交座標系
（de軸−qe軸座標系とする。）において(1)式のよ
うに書き表わされる。
の基本方程式を用いて説明する。誘導電動機の基
本方程式は、角周波数ωで回転する直交座標系
（de軸−qe軸座標系とする。）において(1)式のよ
うに書き表わされる。
vdes
vqes
０
０＝Rs÷PLs
ωLs
PM
（ω−pωr）Ｍ −ωLs
Rs÷PLs
−（ω−pωr）Ｍ
PMPM
ωM
Rr÷PLr
（ω−pωr）Lr −ωM
PM
−（ω−pωr）Lr
Rr÷PLrides
iqes
ider
iqer (1)
ただし、(1)式において、Rs、Rrはそれぞれ誘
導電動機の一次抵抗値および二次抵抗値を、Ls、
Lrはそれぞれ漏れインダクタンス分を含んだ一
次および二次インダクタンス値を、Ｍは一次巻線
二次巻線間の相互インダクタンス値を、ｐは誘導
電動機の極対数を、ωrは回転子の機械角速度を、
ＰはＰ＝ｄ／dtなる微分演算子を、また、Vdes、
Vqesは一次電圧のde軸およびqe軸成分を、ides、
iqesは一次電流のde軸およびqe軸成分を、ider、
iqerは二次電流のde軸およびqe軸成分を表わす。
さらに(1)式を状態方程式に変形すると、 Ｐides iqes λder λqer＝−Rs／σLs−Rr（１−σ）／σLr −ω MRr／Lr ０ ω −Rs／σLs−Rr（１−σ）／σLr ０ MRr／Lr MRr／σLsLr 2 −pωrＭ／σLsLr −Rr／Lr −（ω−pωr）＊ ＊pωrＭ／σLsLr MRr／σLsLr 2 ω−pωr −Rr／Lrides iqes λder λqer＋１／σLsvdes vqes ０ ０ (2) ただし、(2)式において、λder、λqerはそれぞ
れ(3)、(4)式で示される二次鎖交磁束のde軸およ
びqe軸成分を、またσはもれ係数を表わし(5)式
で与えられる。
導電動機の一次抵抗値および二次抵抗値を、Ls、
Lrはそれぞれ漏れインダクタンス分を含んだ一
次および二次インダクタンス値を、Ｍは一次巻線
二次巻線間の相互インダクタンス値を、ｐは誘導
電動機の極対数を、ωrは回転子の機械角速度を、
ＰはＰ＝ｄ／dtなる微分演算子を、また、Vdes、
Vqesは一次電圧のde軸およびqe軸成分を、ides、
iqesは一次電流のde軸およびqe軸成分を、ider、
iqerは二次電流のde軸およびqe軸成分を表わす。
さらに(1)式を状態方程式に変形すると、 Ｐides iqes λder λqer＝−Rs／σLs−Rr（１−σ）／σLr −ω MRr／Lr ０ ω −Rs／σLs−Rr（１−σ）／σLr ０ MRr／Lr MRr／σLsLr 2 −pωrＭ／σLsLr −Rr／Lr −（ω−pωr）＊ ＊pωrＭ／σLsLr MRr／σLsLr 2 ω−pωr −Rr／Lrides iqes λder λqer＋１／σLsvdes vqes ０ ０ (2) ただし、(2)式において、λder、λqerはそれぞ
れ(3)、(4)式で示される二次鎖交磁束のde軸およ
びqe軸成分を、またσはもれ係数を表わし(5)式
で与えられる。
λder＝Mides＋Lrider (3)
λger＝Miqes＋Lriqer (4)
σ＝１−M2／LsLr (5)
同様にして誘導電動機の発生トルクTeは
Te＝pM（iqesλder−idesλqer）／Lr (6)
(2)式、(6)式から判るように、(2)式は状態行列の
中に時間の関数である角周波数ωおよび回転子角
速度を含むと言う点で非線形であり、また(6)式は
２つの状態変数の積を含む点で非線形となつてい
る。従つて、このままでは速やかな応答が要求さ
れる用途に使用した場合、トルクに過渡振動を生
じる等の不具合が発生する。
中に時間の関数である角周波数ωおよび回転子角
速度を含むと言う点で非線形であり、また(6)式は
２つの状態変数の積を含む点で非線形となつてい
る。従つて、このままでは速やかな応答が要求さ
れる用途に使用した場合、トルクに過渡振動を生
じる等の不具合が発生する。
ところで、ベクトル制御の原理は、誘導電動機
に供給すべき一次電流を二次鎖交磁束ベクトルに
同期して回転する座標軸（de−qe軸）上のベク
トル量としてとらえ、この一次電流ベクトルを二
次磁束ベクトルに平行な成分（即ち、励磁電流成
分）と直交する成分（即ち、トルク電流成分）と
に分解し、それぞれの電流成分を独立して制御す
ることにより誘導電動機のトルクを二次鎖交磁束
と干渉することなく制御することにある。ところ
で、上記の目的を達成するためには、誘導電動機
のもれインダクタンスを考慮した状態方程式(2)式
を基礎として、まず二次鎖交磁束ベクトルが上述
した角周波数ωで回転する直交座標系（de軸−
qe軸座標系とする。）の一方の座標軸（ここでは
de軸とする。）に一致し、二次鎖交磁束のqe軸成
分λqerが常にゼロになるよう角周波数ωを制御
すればよい。すなわち、二次鎖交磁束のde軸成
分λqerを(7)式によつて容易に実測できる一次電
流のde軸成分idesから演算によつて推定し、(7)式
によつて得られたλderの推定値λde′rを元に(8)式
に従つて上記角周波数ωを演算すると、(7)式(8)式
を(2)式に代入して(9)式が得られる。
に供給すべき一次電流を二次鎖交磁束ベクトルに
同期して回転する座標軸（de−qe軸）上のベク
トル量としてとらえ、この一次電流ベクトルを二
次磁束ベクトルに平行な成分（即ち、励磁電流成
分）と直交する成分（即ち、トルク電流成分）と
に分解し、それぞれの電流成分を独立して制御す
ることにより誘導電動機のトルクを二次鎖交磁束
と干渉することなく制御することにある。ところ
で、上記の目的を達成するためには、誘導電動機
のもれインダクタンスを考慮した状態方程式(2)式
を基礎として、まず二次鎖交磁束ベクトルが上述
した角周波数ωで回転する直交座標系（de軸−
qe軸座標系とする。）の一方の座標軸（ここでは
de軸とする。）に一致し、二次鎖交磁束のqe軸成
分λqerが常にゼロになるよう角周波数ωを制御
すればよい。すなわち、二次鎖交磁束のde軸成
分λqerを(7)式によつて容易に実測できる一次電
流のde軸成分idesから演算によつて推定し、(7)式
によつて得られたλderの推定値λde′rを元に(8)式
に従つて上記角周波数ωを演算すると、(7)式(8)式
を(2)式に代入して(9)式が得られる。
pλde′r＝−Rr／Lrλde′r＋MRr／Lrides (7)
ω＝pωr＋MRriqes／Lrλde′r (8)
Ｐλder−λ′der
λqer＝−Rr／Lr
−MRriqes／Lrλ′derMRriqes／Lrλ′der
−Rr／Lrλder−λ′der
λqer (9)
(9)式を（λder−λde′r）とλqerについて解く
と、 λder−λ′der＝c2ω−Rrｔ／Lrcps（−∫pωsdt）＋c
3ε−Rrｔ／Lrsin（−∫pωsdt）(10) λqer＝c2ε−Rrｔ／Lrsin（−∫pωsdt）−c3ε−Rrｔ
／Lrcos（−∫pωsdt）(11) ただし、c2、c3は任意の定数である。(10)式、(11)
式からλde′rを(7)式に、またωを(8)式に従つて制
御すればλder−λde′rおよびλqerは初期値のいか
んにかかわらずpωsの角周波数で振動しながら二
次時定数Lr／Rrを減衰してゼロになることがわ
かる。従つて、制御開始後Lr／Rrより十分長い
時間が経過すればλderはλde′rに等しく、λqerは
ゼロであると見なすことができ、二次鎖交磁束ベ
クトルはde軸に一致する。この時、誘導電動機
の発生トルクは(6)式にλqer＝０を代入すること
により、 Te＝ｐＭ／Lriqesλder (12) となり、二次鎖交磁束のde軸成分λder（これは
λqer＝０であるので全二次鎖交磁束でもある。）
を一定に制御する一定励磁の場合には、トルク
Teはiqesと時間要素の入らない比例定数ＰＭ／Lr λderの積となり、iqesにより線形に制御される。
と、 λder−λ′der＝c2ω−Rrｔ／Lrcps（−∫pωsdt）＋c
3ε−Rrｔ／Lrsin（−∫pωsdt）(10) λqer＝c2ε−Rrｔ／Lrsin（−∫pωsdt）−c3ε−Rrｔ
／Lrcos（−∫pωsdt）(11) ただし、c2、c3は任意の定数である。(10)式、(11)
式からλde′rを(7)式に、またωを(8)式に従つて制
御すればλder−λde′rおよびλqerは初期値のいか
んにかかわらずpωsの角周波数で振動しながら二
次時定数Lr／Rrを減衰してゼロになることがわ
かる。従つて、制御開始後Lr／Rrより十分長い
時間が経過すればλderはλde′rに等しく、λqerは
ゼロであると見なすことができ、二次鎖交磁束ベ
クトルはde軸に一致する。この時、誘導電動機
の発生トルクは(6)式にλqer＝０を代入すること
により、 Te＝ｐＭ／Lriqesλder (12) となり、二次鎖交磁束のde軸成分λder（これは
λqer＝０であるので全二次鎖交磁束でもある。）
を一定に制御する一定励磁の場合には、トルク
Teはiqesと時間要素の入らない比例定数ＰＭ／Lr λderの積となり、iqesにより線形に制御される。
次に、λderを可変制御する場合を考えると、
(7)式(8)式を満足するようにλde′rおよびωを制御
し、制御開始後Lr／Rrより十分長い時間を経た
後では(2)式は(R)式のように書き下せる。
(7)式(8)式を満足するようにλde′rおよびωを制御
し、制御開始後Lr／Rrより十分長い時間を経た
後では(2)式は(R)式のように書き下せる。
Ｐides
iqes
λder＝−Rs／σLs−Rr（１−σ）／σLr
−ω
MRr／Lrω
−Rs／σLs−Rr（Ｌ−σ／σLr
０ MRr／σLsLr 2
−PωrＭ／σLsLr
−Rr／Lr
Ｘides
iqes
λder＋１／σLsvdes
vqes
０ (14)
さらに(R)式をブロツク線図で表わすと誘導電動
機の伝達関数は第１図のようになる。第１図のブ
ロツク線図を見て明らかなようにde軸の制御量
およびqe軸の制御量の間には相互にωλqes、ωλdes
なる干渉項が存在して互いに独立な制御を阻害し
ている。ここでまずqe軸からde軸への干渉項
ωλqesに着目し、誘導電動機の一次電圧のde軸成
分Vdesを制御変数Vde′sを導入して(14)式のように
制御するものとする。
機の伝達関数は第１図のようになる。第１図のブ
ロツク線図を見て明らかなようにde軸の制御量
およびqe軸の制御量の間には相互にωλqes、ωλdes
なる干渉項が存在して互いに独立な制御を阻害し
ている。ここでまずqe軸からde軸への干渉項
ωλqesに着目し、誘導電動機の一次電圧のde軸成
分Vdesを制御変数Vde′sを導入して(14)式のように
制御するものとする。
Vdes＝Vde′s−ωσLsiqes (14)
ここに、σLsiqesは一次鎖交磁束のqe軸成分λqes
に、従つてωσLsiqesはλqesによつてde軸一次側に
発生する速度起電力に相当する。ここで(14)式を(R)
式の第一行に代入すると、(R)式の第一行、第三行
より、 Ｐides λder＝−Rs／σLs−Rr（１−σ）／σLｒ MRr／LrMRr／σLsLr 2 −Rr／Lrides λder＋１／σLSv′des ０ (15) となり、誘導電動機の一次電流のde軸成分idesお
よび二次鎖交磁束のde軸成分λderがそれぞれVde′s
により線形に制御できることがわかる。
に、従つてωσLsiqesはλqesによつてde軸一次側に
発生する速度起電力に相当する。ここで(14)式を(R)
式の第一行に代入すると、(R)式の第一行、第三行
より、 Ｐides λder＝−Rs／σLs−Rr（１−σ）／σLｒ MRr／LrMRr／σLsLr 2 −Rr／Lrides λder＋１／σLSv′des ０ (15) となり、誘導電動機の一次電流のde軸成分idesお
よび二次鎖交磁束のde軸成分λderがそれぞれVde′s
により線形に制御できることがわかる。
すなわち、λderを可変制御する場合、制御変
数Vde′sに(14)式に示すようなωとiqesに応答した補
正を加えて一次電圧のde軸成分の指令値とする
ことにより、誘導電動機の中のde軸制御量から
qe軸制御量への干渉を生じることなくides、λder
を線形に制御できる。なお、Vde′sは例えば一次
電流のde軸成分の指令値id＊ ｅｓと実測値idesの偏
差に応答した信号として生成すればよい。次に
de軸からqe軸への干渉項ωλdesに着目すると、(R)
式の第二行に上述のλqer＝０とするための条件
式(16)式もしくは一次鎖交磁束のde軸成分λdesの
関係式(17)を代入することにより、(18)式、(19)式を得
る。
数Vde′sに(14)式に示すようなωとiqesに応答した補
正を加えて一次電圧のde軸成分の指令値とする
ことにより、誘導電動機の中のde軸制御量から
qe軸制御量への干渉を生じることなくides、λder
を線形に制御できる。なお、Vde′sは例えば一次
電流のde軸成分の指令値id＊ ｅｓと実測値idesの偏
差に応答した信号として生成すればよい。次に
de軸からqe軸への干渉項ωλdesに着目すると、(R)
式の第二行に上述のλqer＝０とするための条件
式(16)式もしくは一次鎖交磁束のde軸成分λdesの
関係式(17)を代入することにより、(18)式、(19)式を得
る。
ω＝pωr＋MRriqes／Lrλder (16)
λdes＝σLsides＋Ｍ／Lrλder (17)
Piqes＝（−Rs／σLs）iqes−ωλdes／σLs＋vqes／σ
Ls(18) Piqes＝（−Rs／σLs−Rr／σLr）iqes −pωrλder／σM−ω（ides−λder／Ｍ） ＋vqes／σLs (19) (18)式の右辺第二項の速度起電力による干渉項に
着目して、誘導電動機の一次電圧のqe軸成分Vqes
を制御変数Vqe′sを導入して(20)式のように制御す
るものとする。
Ls(18) Piqes＝（−Rs／σLs−Rr／σLr）iqes −pωrλder／σM−ω（ides−λder／Ｍ） ＋vqes／σLs (19) (18)式の右辺第二項の速度起電力による干渉項に
着目して、誘導電動機の一次電圧のqe軸成分Vqes
を制御変数Vqe′sを導入して(20)式のように制御す
るものとする。
Vqes＝Vqe′s＋ωλdes (20)
この場合には、(20)式を(18)式に代入して得られる
（21）式からも判るようにiqesは制御変数Vqe′sの
みによつて線形に制御できる。すなわちde軸制
御量から Piqes＝−Rs／σLsiqes＋vqe′s／σLs （21） qe軸制御量への干渉が完全に排除され(14)式と
合わせて制御することにより完全な非干渉かつ線
形な制御が可能となる。また、(19)式の右辺第三項
の速度起電力による干渉項に着目し、veqsを制御
変数vqe″sを導入することにより（22）式のよう
に制御するものとする。
（21）式からも判るようにiqesは制御変数Vqe′sの
みによつて線形に制御できる。すなわちde軸制
御量から Piqes＝−Rs／σLsiqes＋vqe′s／σLs （21） qe軸制御量への干渉が完全に排除され(14)式と
合わせて制御することにより完全な非干渉かつ線
形な制御が可能となる。また、(19)式の右辺第三項
の速度起電力による干渉項に着目し、veqsを制御
変数vqe″sを導入することにより（22）式のよう
に制御するものとする。
vqes＝v″qes＋ωσLs（ides−λdes／Ｍ） （22）
Piqes＝（−Rs／σLs−Rr／σLr）iqes−pωrλder／σ
M＋v″qes／σLs（23） この場合には、（22）式を（19）式に代入して
得られる（23）式から判るように、伝達特性が回
転子の速度起電力による帰還ループを有する他励
直流電動機の電機子回路のものに酷似している。
すなわち、制御変数Vde′sおよびVqe″sを導入し(14)
式および（22）式によつて一次電圧の二軸成分
VdesおよびVqesを制御することにより誘導電動機
を従来の他励直流電動機と同等の伝達特性をもつ
ものとして制御することができる。
M＋v″qes／σLs（23） この場合には、（22）式を（19）式に代入して
得られる（23）式から判るように、伝達特性が回
転子の速度起電力による帰還ループを有する他励
直流電動機の電機子回路のものに酷似している。
すなわち、制御変数Vde′sおよびVqe″sを導入し(14)
式および（22）式によつて一次電圧の二軸成分
VdesおよびVqesを制御することにより誘導電動機
を従来の他励直流電動機と同等の伝達特性をもつ
ものとして制御することができる。
以上、誘導電動機の状態方程式を用いて説明し
たが、次にこの状態方程式から得られた第１及び
第２の発明の原理を三相誘導電動機の制御装置に
適用した構成例について説明する。
たが、次にこの状態方程式から得られた第１及び
第２の発明の原理を三相誘導電動機の制御装置に
適用した構成例について説明する。
第２図は誘導電動機に供給すべき同期角周波数
指令ωを(7)式、(8)式に従つて演算し（以上第一の
発明の一実施例）、また(14)式(20)式に従つて速度起
電力による干渉項を全く排除した場合（以上第二
の発明の一実施例）の制御装置の構成例を示すも
のである。第２図において、PWMインバータ１
は誘導電動機（IM）２に電圧指令V* u、V* v、V* w
に従い、一次電圧Vu、Vv、Vwを供給する。４
ａ，４ｂ，４ｃはそれぞれ誘導電動機２のＵ相、
Ｖ相、Ｗ相の一次電流に応答した電流帰還信号
iu，iv，iwを出力する変流器である。５は三相→
二相変換回路で、例えば演算増幅器から成る加減
算回路および掛算器もしくはＤ／Ａコンバータに
よつて構成され、電流帰還信号iu，iv，iwを誘導
電動機２の二次磁束ベクトルの角周波数ωに同期
して回転する座標軸上の成分idesおよびiqesに変
換する。この変換は次の（24）式に基いて行われ
る。
指令ωを(7)式、(8)式に従つて演算し（以上第一の
発明の一実施例）、また(14)式(20)式に従つて速度起
電力による干渉項を全く排除した場合（以上第二
の発明の一実施例）の制御装置の構成例を示すも
のである。第２図において、PWMインバータ１
は誘導電動機（IM）２に電圧指令V* u、V* v、V* w
に従い、一次電圧Vu、Vv、Vwを供給する。４
ａ，４ｂ，４ｃはそれぞれ誘導電動機２のＵ相、
Ｖ相、Ｗ相の一次電流に応答した電流帰還信号
iu，iv，iwを出力する変流器である。５は三相→
二相変換回路で、例えば演算増幅器から成る加減
算回路および掛算器もしくはＤ／Ａコンバータに
よつて構成され、電流帰還信号iu，iv，iwを誘導
電動機２の二次磁束ベクトルの角周波数ωに同期
して回転する座標軸上の成分idesおよびiqesに変
換する。この変換は次の（24）式に基いて行われ
る。
ただし、（24）式中のsinθ、cosθは後述する回
路１１の正弦波出力である。６は(7)式を具体化し
た一次遅れ演算回路で、idesから二次鎖交磁束の
de軸成分の推定値λde′rに比例した信号を生成す
る。７，８および９は(8)式を具体化した同期角周
波数演算回路で、iqesを６の一次遅れ演算回路の
出力で割る割算器７と、誘導電動機の回転子角周
波数ωrを極対数ｐ倍する係数乗算回路８と、割
算器７の出力として生成されるすべり角周波数
pωsと上記係数乗算回路８の出力pωrを加算する
加算器９とから構成される。１０は角周波数ωを
積分して二次磁束ベクトルの位相角θを出力する
積分回路、１１は位相角θをもつた正弦波信号
sinθおよび余弦波信号cosθを出力する関数発生器
で、例えばＶ／ｆ変換器、カウンター、及び
ROMなどで容易に構成できる。１２は二次鎖交
磁束指令値λ* der／Ｍと一次遅れ演算回路６の出力
とを比較する比較器、１３は比較器１２の出力す
る二次鎖交磁束の偏差に比例した信号に応答して
誘導電動機の例示電流指令i* desと、座標変換回路
５により得られる励磁電流帰還信号idesを比較す
る比較器で、励磁電流制御回路１５は比較器１４
により検出された励磁電流偏差（I* des−ides）を増
幅し、誘導電動機２の励磁電流idesが常に所定の
指令値i* desに等しくなるようにde軸成分の電圧指
令vde′sを制御する。１６は速度指令ω* rと、回転
計発電機（TG）３により得られる誘導電動機２
の回転速度ωrを比較する比較器である。１７は
比較器１６の出力する速度偏差（ω* r−ωr）に応
答して誘導電動機２のトルク電流指令i* qesを生成
する速度制御回路である。１８はトルク電流指令
i* qesとトルク電流帰還信号iqesを比較する比較器
で、比較器１８で検出されたトルク電流偏差
（i* qes−iqes）はトルク電流制御回路１９で演算さ
れ電圧指令v′* qesとなる。２１は(14)式および(20)式
を
具体化した速度起電力補償回路で、電圧指令v′* des
およびv′* qesに補償項を加減算することにより電圧
指令v* desおよびv* qesを生成する。２０は演算増幅
器による加減算回路および掛算器もしくはＤ／Ａ
コンバータで構成される二相→三相変換回路であ
つて、これにより２１の速度起電力補償回路で生
成される二相の電圧指令v* des、v* qesは三相の電圧
指令V* u、V* v、V* wに変換される。この変換は次の
（25）式に基いて行われる。
路１１の正弦波出力である。６は(7)式を具体化し
た一次遅れ演算回路で、idesから二次鎖交磁束の
de軸成分の推定値λde′rに比例した信号を生成す
る。７，８および９は(8)式を具体化した同期角周
波数演算回路で、iqesを６の一次遅れ演算回路の
出力で割る割算器７と、誘導電動機の回転子角周
波数ωrを極対数ｐ倍する係数乗算回路８と、割
算器７の出力として生成されるすべり角周波数
pωsと上記係数乗算回路８の出力pωrを加算する
加算器９とから構成される。１０は角周波数ωを
積分して二次磁束ベクトルの位相角θを出力する
積分回路、１１は位相角θをもつた正弦波信号
sinθおよび余弦波信号cosθを出力する関数発生器
で、例えばＶ／ｆ変換器、カウンター、及び
ROMなどで容易に構成できる。１２は二次鎖交
磁束指令値λ* der／Ｍと一次遅れ演算回路６の出力
とを比較する比較器、１３は比較器１２の出力す
る二次鎖交磁束の偏差に比例した信号に応答して
誘導電動機の例示電流指令i* desと、座標変換回路
５により得られる励磁電流帰還信号idesを比較す
る比較器で、励磁電流制御回路１５は比較器１４
により検出された励磁電流偏差（I* des−ides）を増
幅し、誘導電動機２の励磁電流idesが常に所定の
指令値i* desに等しくなるようにde軸成分の電圧指
令vde′sを制御する。１６は速度指令ω* rと、回転
計発電機（TG）３により得られる誘導電動機２
の回転速度ωrを比較する比較器である。１７は
比較器１６の出力する速度偏差（ω* r−ωr）に応
答して誘導電動機２のトルク電流指令i* qesを生成
する速度制御回路である。１８はトルク電流指令
i* qesとトルク電流帰還信号iqesを比較する比較器
で、比較器１８で検出されたトルク電流偏差
（i* qes−iqes）はトルク電流制御回路１９で演算さ
れ電圧指令v′* qesとなる。２１は(14)式および(20)式
を
具体化した速度起電力補償回路で、電圧指令v′* des
およびv′* qesに補償項を加減算することにより電圧
指令v* desおよびv* qesを生成する。２０は演算増幅
器による加減算回路および掛算器もしくはＤ／Ａ
コンバータで構成される二相→三相変換回路であ
つて、これにより２１の速度起電力補償回路で生
成される二相の電圧指令v* des、v* qesは三相の電圧
指令V* u、V* v、V* wに変換される。この変換は次の
（25）式に基いて行われる。
この三相の電圧指令に従い、PWMインバータ
１は誘導電動機２に一次電圧Vu、Vv、Vwを供
給する。
１は誘導電動機２に一次電圧Vu、Vv、Vwを供
給する。
第３図は第２の発明の他の実施例で、(14)式およ
び（22）式に従つて速度起電力による干渉項を補
償したもので従来の他励直流電動機と同等の特性
を持たせるよう構成したものである。なお、速度
起電力による干渉項の補償方法は制御特性の要求
度により簡単な関係式のみ部分的に実施してもよ
く、補償項の関係式は前述の各式の形に厳密に限
定されない。なお、上記実施例ではアナログ演算
回路の構成例を示したが、デイジタル回路で構成
することができ、更にマイクロプロセツサなどを
用いてプログラム処理による演算回路で構成する
こともできる。
び（22）式に従つて速度起電力による干渉項を補
償したもので従来の他励直流電動機と同等の特性
を持たせるよう構成したものである。なお、速度
起電力による干渉項の補償方法は制御特性の要求
度により簡単な関係式のみ部分的に実施してもよ
く、補償項の関係式は前述の各式の形に厳密に限
定されない。なお、上記実施例ではアナログ演算
回路の構成例を示したが、デイジタル回路で構成
することができ、更にマイクロプロセツサなどを
用いてプログラム処理による演算回路で構成する
こともできる。
以上述べたようにこの発明による制御装置は、
誘導電動機のもれインダクタンスによる遅れを考
慮した状態方程式を基本にして、誘導電動機の二
次鎖交磁束と二次電流とが互いに直交するベクト
ルを形成する（第一の発明の効果）よう(7)式(8)式
に従つて同期角周波数ωを制御すると共に非干渉
制御することにより誘導電動機の出力トルクの伝
達関数を線形化できる（第二の発明の効果）。な
お、速度起電力による干渉項の補償方法は制御特
性の要求度により簡単な関係式のみ部分的に実施
してもよく、補償項の関係式は前述の各式の形に
厳密に限定されない。
誘導電動機のもれインダクタンスによる遅れを考
慮した状態方程式を基本にして、誘導電動機の二
次鎖交磁束と二次電流とが互いに直交するベクト
ルを形成する（第一の発明の効果）よう(7)式(8)式
に従つて同期角周波数ωを制御すると共に非干渉
制御することにより誘導電動機の出力トルクの伝
達関数を線形化できる（第二の発明の効果）。な
お、速度起電力による干渉項の補償方法は制御特
性の要求度により簡単な関係式のみ部分的に実施
してもよく、補償項の関係式は前述の各式の形に
厳密に限定されない。
以上述べた第１及び第２の発明によれば従来の
直流他励電動機でなくしては成し得なかつた速や
かな応答が要求される分野にも誘導電動機を利用
できる。
直流他励電動機でなくしては成し得なかつた速や
かな応答が要求される分野にも誘導電動機を利用
できる。
第１図は第１及び第２の発明の原理を説明する
ための誘導電動機の等価ブロツク線図、第２図は
第１及び第２の発明の一実施例の構成図、第３図
は第２の発明の他の実施例の構成図である。 図中、５，２０……座標変換回路、６……一次
遅れ演算回路、７……割算器、２１，２２……速
度起電力補償回路、９……加算回路、１３，１
５，１７，１９……演算回路、１２，１４，１
６，１８……比較器、１１……関数発生器、２…
…誘導電動機、３……回転検出器。なお、図中同
一符号は同一又は相当部分を示す。
ための誘導電動機の等価ブロツク線図、第２図は
第１及び第２の発明の一実施例の構成図、第３図
は第２の発明の他の実施例の構成図である。 図中、５，２０……座標変換回路、６……一次
遅れ演算回路、７……割算器、２１，２２……速
度起電力補償回路、９……加算回路、１３，１
５，１７，１９……演算回路、１２，１４，１
６，１８……比較器、１１……関数発生器、２…
…誘導電動機、３……回転検出器。なお、図中同
一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- １ 誘導電動機の瞬時回転磁束軸に平行なde軸
と該瞬時回転磁束軸に直交したqe軸からなる回
転座標系の二軸成分として与えられる該誘導電動
機の一次電圧指令を操作量として該誘導電動機を
制御するものにおいて、該誘導電動機の回転周波
数に応答した信号ωrと該誘導電動機のすべり角
周波数ωsとを加算して同期角周波数指令ωを生
成する加算器と、該同期角周波数指令ωに応答し
た位相角指令θを生成する位相角演算回路と、該
位相角指令θに応答した正弦波信号sinθと余弦波
信号cosθとを生成する関数発生器と、上記誘導電
動機の一次電流に応答した信号を上記同期角周波
数指令ωで回転する上記回転座標系のde軸成分
とqe軸成分とに変換する変換手段と、上記誘導
電動機の二次抵抗値および二次インダクタンス値
によつて決る時定数を有する一次遅れ演算回路
と、上記変換手段より出力される一次電流のqe
軸成分を、上記変換手段より出力される一次電流
のde軸成分を該一次遅れ演算回路に入力して得
られる出力信号で割算し、上記すべり角周波数
ωsを生成する割算回路と、上記同期角周波数指
令ωと、上記変換手段より出力される一次電流の
de軸成分およびqe軸成分と、上記誘導電動機の
一次インダクタンス値および漏れ係数とを入力し
て上記誘導電動機の速度起電力に応答した電圧の
de軸成分およびqe軸成分を演算する速度起電力
補償回路とを加え、上記速度起電力補償回路から
出力される速度起電力に応答した電圧のde軸成
分およびqe軸成分により、２次鎖交磁束指令値
より求めた励磁電流指令Ides＊と上記変換手段よ
り出力される一次電流のde軸成分Idesとの偏差を
零とする一次電圧指令のde軸成分、並びに、ト
ルク指令値より求めたトルク電流指令Iqes＊と上
記変換手段より出力される一次電流のqe軸成分
Iqesとの偏差を零とする一次電圧指令のqe軸成分
を補正することを特徴とする誘導電動機の制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58230979A JPS60121982A (ja) | 1983-12-05 | 1983-12-05 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58230979A JPS60121982A (ja) | 1983-12-05 | 1983-12-05 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60121982A JPS60121982A (ja) | 1985-06-29 |
| JPH0546794B2 true JPH0546794B2 (ja) | 1993-07-14 |
Family
ID=16916318
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58230979A Granted JPS60121982A (ja) | 1983-12-05 | 1983-12-05 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60121982A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3262146B2 (ja) * | 1993-09-28 | 2002-03-04 | 富士電機株式会社 | 交流電動機の可変速駆動装置 |
| JP6698906B1 (ja) * | 2019-04-02 | 2020-05-27 | 三菱電機株式会社 | 内燃機関の放電状態検出装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59165980A (ja) * | 1983-03-10 | 1984-09-19 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
-
1983
- 1983-12-05 JP JP58230979A patent/JPS60121982A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59165980A (ja) * | 1983-03-10 | 1984-09-19 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60121982A (ja) | 1985-06-29 |
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