JP2590524B2 - ベクトル制御装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 この発明は誘導電動機の二次時定数を補償するベクト
ル制御装置に関する。
ル制御装置に関する。
B.発明の概要 この発明は電流制御型インバータを用いて誘導電動機
（以下IMと称す）をベクトル制御する装置において、 速度を関数演算して得られた速度変動分と信号発生器
の出力の乗算値から二次時定数補償演算出力を得、この
補償演算出力とトルク電流とからすべり周波数演算に用
いる二次時定数を変化させるようにしたことにより、 理想的なベクトル制御を可能としたものである。
（以下IMと称す）をベクトル制御する装置において、 速度を関数演算して得られた速度変動分と信号発生器
の出力の乗算値から二次時定数補償演算出力を得、この
補償演算出力とトルク電流とからすべり周波数演算に用
いる二次時定数を変化させるようにしたことにより、 理想的なベクトル制御を可能としたものである。
C.従来の技術 IMのベクトル制御を行うにはIMの二次抵抗（二次時定
数）の値を知ることが重要な要素となる。IMの二次抵抗
は二次導体の温度によって変化するため、外気温，負荷
の状態（二次電流）等により、通常、最初に設定した値
から約1.5倍程度も変化するおそれがある。また、二次
抵抗変化の影響は電流制御型のベクトル制御方式が電圧
制御型ベクトル制御方式よりも大きいことが知られてい
る。いまIMをすべり周波数制御方式によるベクトル制御
によって電流制御型インバータで動作させているとき、
すべり周波数の演算に用いる二次時定数が前述したよう
に外気温や負荷等によって実際の値と異なっていると、
二次磁束は後述の（２）式，（３）式のようになる。
数）の値を知ることが重要な要素となる。IMの二次抵抗
は二次導体の温度によって変化するため、外気温，負荷
の状態（二次電流）等により、通常、最初に設定した値
から約1.5倍程度も変化するおそれがある。また、二次
抵抗変化の影響は電流制御型のベクトル制御方式が電圧
制御型ベクトル制御方式よりも大きいことが知られてい
る。いまIMをすべり周波数制御方式によるベクトル制御
によって電流制御型インバータで動作させているとき、
すべり周波数の演算に用いる二次時定数が前述したよう
に外気温や負荷等によって実際の値と異なっていると、
二次磁束は後述の（２）式，（３）式のようになる。
まず、すべり周波数ωssの演算式を示すと（１）式の
ようになる。
ようになる。
ωss＝1/τ２※・ｉ１β※/i１α※ …（１） 但し、（１）式は電源と同期した座標を用いて表現し
たものである。
たものである。
τ２：二次時定数,i１α：励磁電流,i１β：トルク電
流，※は指令値または演算に用いる値を示す。
流，※は指令値または演算に用いる値を示す。
次に二次磁束の式を示すと（２）式，（３）式のよう
になる。２β ＝Mi１β※（１−Ｋ）/1＋(KI)2 …（２）２α ＝Ｍ・ｉ１α・１＋KI2/1＋（KI2） …（３） 但し、λ２α，λ２β：二次磁束、２α，２βは
定常状態を示す。M:相互インダクタンス、Ｋ＝τ２／τ
２※、Ｉ＝ｉ１β※/i１α※である。
になる。２β ＝Mi１β※（１−Ｋ）/1＋(KI)2 …（２）２α ＝Ｍ・ｉ１α・１＋KI2/1＋（KI2） …（３） 但し、λ２α，λ２β：二次磁束、２α，２βは
定常状態を示す。M:相互インダクタンス、Ｋ＝τ２／τ
２※、Ｉ＝ｉ１β※/i１α※である。
上記（２）式から二次時定数τ２が実際の値と一致し
ないと（Ｋ≠１のとき）、二次磁束λ２α，λ２βのβ
成分が零とならない。つまり、ベクトル制御を理想的に
行うことができない問題がある。
ないと（Ｋ≠１のとき）、二次磁束λ２α，λ２βのβ
成分が零とならない。つまり、ベクトル制御を理想的に
行うことができない問題がある。
なお、上述の場合のIMのトルクTeは次式に示すように
なる。
なる。
Te＝KT・（２α・ｉ１β−２β・ｉ１α）…（４） 但し、KT：定数（Ｐ・M2／L2）、P:極対数、L2：二次
インダクタンスである。
インダクタンスである。
第４図は従来の技術の項で述べたベクトル制御の問題
点を解決するための二次時定数τ２の可変装置を示すブ
ロック図で、第４図において、１は速度指令ωsrとIM2
の速度ωとの偏差を検出する偏差検出器で、この偏差検
出器１の偏差出力は比例積分演算（PI）部３に入力され
る。PI部３の出力にはトルク電流it※を得て、この電流
it※を２相/3相変換器４に励磁電流指令io※とともに入
力する。
点を解決するための二次時定数τ２の可変装置を示すブ
ロック図で、第４図において、１は速度指令ωsrとIM2
の速度ωとの偏差を検出する偏差検出器で、この偏差検
出器１の偏差出力は比例積分演算（PI）部３に入力され
る。PI部３の出力にはトルク電流it※を得て、この電流
it※を２相/3相変換器４に励磁電流指令io※とともに入
力する。
前記トルク電流it※すべり周波数演算部５、IMと等価
なモデル６および乗算器７に与えられる。すべり周波数
演算部５はモデル６の出力により二次時定数τ２を変化
させて出力にすべり周波数ωｓを得る。演算部５の出力
に得られたωｓはIM2のωと加算されて２相/3相変換器
４に入力される。２相/3相変換器４はit※，io※および
ωｓとωとの換算出力を用いて、インバータ８を制御す
る出力を送出する。なお、９はωとモデル６との偏差を
得る検出器、10は積分器である。
なモデル６および乗算器７に与えられる。すべり周波数
演算部５はモデル６の出力により二次時定数τ２を変化
させて出力にすべり周波数ωｓを得る。演算部５の出力
に得られたωｓはIM2のωと加算されて２相/3相変換器
４に入力される。２相/3相変換器４はit※，io※および
ωｓとωとの換算出力を用いて、インバータ８を制御す
る出力を送出する。なお、９はωとモデル６との偏差を
得る検出器、10は積分器である。
上記のように構成された装置において、二次時定数τ
２を、IM2のωとモデル６との出力との偏差値からモデ
ル６を変えて演算する手段をとっていた。
２を、IM2のωとモデル６との出力との偏差値からモデ
ル６を変えて演算する手段をとっていた。
上記第５図に示した手段でベクトル制御の問題を解決
しようとする場合、慣性モーメント、モータ定数（二次
時定数以外）が不正確だと誤差を生じたり、また演算が
複雑になったりする問題点が発生する。
しようとする場合、慣性モーメント、モータ定数（二次
時定数以外）が不正確だと誤差を生じたり、また演算が
複雑になったりする問題点が発生する。
D.発明が解決しようとする課題 第５図に示す装置の問題点を解決するための手段とし
て、励磁電流指令ｉ１αにランダムノイズ信号を加えて
入力した場合、IMの実際の二次時定数（τ２）と制御上
用いる値（τ２※）が異なっていると、ランダムノイズ
信号i1nと同一周波数成分の回転変動が生ずるため、み
の回転変動（Δω）とランダムノイズ信号i1nの相関を
演算して、相関が零（すなわちΔωが零）となるように
τ２※を変化させていくことにより、実際値τ２と制御
値τ２※を一致させて、二次時定数τ２を補償する方式
が本出願人によって提案されている。また、上記手段と
原理は同一であるが、補償の精度向上と演算の簡単化の
ため、ランダムノイズ信号i1nの代わりに正弦波信号（i
n sin ωｆt,in cos ωｆｔ）を用いて二次時定数τ２
の補償を行っている方式も本出願人によって提案をみる
ところである。以上の方式は回転変動（Δω）を求める
際に速度指令ω＊と速度成分ωの差（e1n）を利用して
おり、速度制御運転（ASR運転）を想定した方式であ
る。
て、励磁電流指令ｉ１αにランダムノイズ信号を加えて
入力した場合、IMの実際の二次時定数（τ２）と制御上
用いる値（τ２※）が異なっていると、ランダムノイズ
信号i1nと同一周波数成分の回転変動が生ずるため、み
の回転変動（Δω）とランダムノイズ信号i1nの相関を
演算して、相関が零（すなわちΔωが零）となるように
τ２※を変化させていくことにより、実際値τ２と制御
値τ２※を一致させて、二次時定数τ２を補償する方式
が本出願人によって提案されている。また、上記手段と
原理は同一であるが、補償の精度向上と演算の簡単化の
ため、ランダムノイズ信号i1nの代わりに正弦波信号（i
n sin ωｆt,in cos ωｆｔ）を用いて二次時定数τ２
の補償を行っている方式も本出願人によって提案をみる
ところである。以上の方式は回転変動（Δω）を求める
際に速度指令ω＊と速度成分ωの差（e1n）を利用して
おり、速度制御運転（ASR運転）を想定した方式であ
る。
ところで、プラント・ライン等の制御にはしばしばト
ルク制御運転が要求されるが、トルクの運転が難しいた
め、直流機の場合は、電機子電流がトルクに比例するの
で、電機子電流を指令とした電流制御運転（ACR運転）
が代用される。IMのベクトル制御の場合、トルク指令電
流ｉ１β※がトルクに比例するので、ｉ１β※を指令と
したACR運転によりトルク制御が可能となる。
ルク制御運転が要求されるが、トルクの運転が難しいた
め、直流機の場合は、電機子電流がトルクに比例するの
で、電機子電流を指令とした電流制御運転（ACR運転）
が代用される。IMのベクトル制御の場合、トルク指令電
流ｉ１β※がトルクに比例するので、ｉ１β※を指令と
したACR運転によりトルク制御が可能となる。
しかしながら、IMのベクトル制御の場合、前述のよう
に、温度等の影響により二次抵抗R2が変化し、制御上の
τ２※と実際値に差が生じて、理想的なベクトル制御が
出来なくなり、ｉ１β※とトルクの比例関係を損なうと
いう問題点がある。このためACR運転時においては、正
確なトルク制御を行うためにはR2あるいはτ２の変化に
対する補償が必要となる。
に、温度等の影響により二次抵抗R2が変化し、制御上の
τ２※と実際値に差が生じて、理想的なベクトル制御が
出来なくなり、ｉ１β※とトルクの比例関係を損なうと
いう問題点がある。このためACR運転時においては、正
確なトルク制御を行うためにはR2あるいはτ２の変化に
対する補償が必要となる。
この発明は上述の問題点に鑑みてなされたもので、そ
の目的とするところはIMの速度信号を関数演算して速度
変動分を得、この速度変動分と信号発生部からの出力と
を演算して二次時定数補償値を得ると共に、励磁電流指
令に加えたノイズ信号によって生ずる回転変動分を算出
することにより、電流制御運転時においてもベクトル制
御を可能とすることである。
の目的とするところはIMの速度信号を関数演算して速度
変動分を得、この速度変動分と信号発生部からの出力と
を演算して二次時定数補償値を得ると共に、励磁電流指
令に加えたノイズ信号によって生ずる回転変動分を算出
することにより、電流制御運転時においてもベクトル制
御を可能とすることである。
E.課題を解決するための手段 この発明は、上述の目的を達成するために、２相/3相
変換部の出力に得られる電流指令と電流制御型インバー
タの出力電流との偏差に応じて前記インバータを制御し
てIMをベクトル制御する装置において、 前記２相/3相変換部にトルク指令を出力するトルク電
流演算部と、 一定周波数の正弦波又は余弦波信号を補正用のノイズ
信号として発生する信号発生器と、 この信号発生器の出力と励磁電流指令とを加算し、そ
の加算出力を前記２相/3相変換部に供給する加算器と、 前記IMの速度信号を関数計算として速度変動分を算出
する速度変動分算出部と、 前記信号発生器の出力と前記速度変動分算出部によっ
て算出された速度変動分との乗算値が入力され、この乗
算値を演算し出力に二次時定数補償値を送出する二次時
定数補償演算部と、 この二次時定数補償演算部の出力および前記トルク電
流と励磁電流指令あるいはトルク電流指令と前記加算器
出力とが供給され、両出力とからすべり周波数演算に用
いる二次時定数を変化させるすべり周波数演算部と、 このすべり周波数演算部の演算出力とIMの速度とを加
算し、その加算出力から２相/3相変換部に供給する三角
関数を得る三角関数発生部とを備え、前記２相/3相変換
部は入力されるトルク電流指令、励磁電流指令と信号発
生器との加算出力および三角関数から出力に電流指令を
送出するようにしたことを特徴とするものである。
変換部の出力に得られる電流指令と電流制御型インバー
タの出力電流との偏差に応じて前記インバータを制御し
てIMをベクトル制御する装置において、 前記２相/3相変換部にトルク指令を出力するトルク電
流演算部と、 一定周波数の正弦波又は余弦波信号を補正用のノイズ
信号として発生する信号発生器と、 この信号発生器の出力と励磁電流指令とを加算し、そ
の加算出力を前記２相/3相変換部に供給する加算器と、 前記IMの速度信号を関数計算として速度変動分を算出
する速度変動分算出部と、 前記信号発生器の出力と前記速度変動分算出部によっ
て算出された速度変動分との乗算値が入力され、この乗
算値を演算し出力に二次時定数補償値を送出する二次時
定数補償演算部と、 この二次時定数補償演算部の出力および前記トルク電
流と励磁電流指令あるいはトルク電流指令と前記加算器
出力とが供給され、両出力とからすべり周波数演算に用
いる二次時定数を変化させるすべり周波数演算部と、 このすべり周波数演算部の演算出力とIMの速度とを加
算し、その加算出力から２相/3相変換部に供給する三角
関数を得る三角関数発生部とを備え、前記２相/3相変換
部は入力されるトルク電流指令、励磁電流指令と信号発
生器との加算出力および三角関数から出力に電流指令を
送出するようにしたことを特徴とするものである。
F.作用 速度変動分算出部によって算出された速度変動分と信
号発生器の出力信号を二次時定数補償演算部演算する。
さらに、励磁電流指令及び二次時定数補償演算部の演算
出力からすべり周波数演算に用いる二次時定数を変化さ
せて実際の二次時定数を得る。このように得られたすべ
り周波数とIMの検出速度から、角周波数を得る。この角
周波数から三角関数を発生させ、この三角関数、トルク
電流指令および励磁電流指令と信号発生器との加算出力
から電流指令を２相/3相変換部の出力に得る。この電流
指令によりインバータを制御してIMをベクトル制御す
る。
号発生器の出力信号を二次時定数補償演算部演算する。
さらに、励磁電流指令及び二次時定数補償演算部の演算
出力からすべり周波数演算に用いる二次時定数を変化さ
せて実際の二次時定数を得る。このように得られたすべ
り周波数とIMの検出速度から、角周波数を得る。この角
周波数から三角関数を発生させ、この三角関数、トルク
電流指令および励磁電流指令と信号発生器との加算出力
から電流指令を２相/3相変換部の出力に得る。この電流
指令によりインバータを制御してIMをベクトル制御す
る。
G.実施例 以下図面を参照してこの発明の一実施例を説明するに
第５図と同一部分には同一符号を付して示す。
第５図と同一部分には同一符号を付して示す。
第１図において、偏差検出器１の出力に得られた速度
設定値enはPI部３により演算されてその出力にトルク電
流it※（ｉ１β※）を得る。トルク電流it※は２相/3相
変換器４に供給される。11は予め計算によって発生され
る信号i1nを送出する信号発生器で、この信号発生器11
から送出された信号i1nは二次時定数補償演算部12に供
給される。この二次時定数補償演算部12は乗算器12a,一
次遅れ部（τａ/stτａ）12b,ゲイン（Ka）設定部12c及
び二次時定数補償係数部（1/τ２※）から構成される。
22はIMの速度検出信号ωを入力とする速度変動分算出部
であって、関数発生器22aと偏差検出機22bによって構成
されている。前記信号i1nは乗算器12aの第１入力に供給
され、その第２入力に供給される速度変動分算出部22の
速度変動算出信号edと乗算されてその出力が一次遅れ部
12bに供給される。一次遅れ部12bの出力にはゲイン
（Ka）〜設定部12cのKaが乗算されてゲイン設定部12cの
出力に相関係数exが得られる。この相関係数exは二次時
定数補償係数部（1/τ２※）12dに供給される。二次時
定数補償演算部12は上記のような各構成により二次時定
数τ２※を演算してその出力をすべり周波数演算部５に
供給する。すべり周波数演算部５は除算器5aと二次時定
数1/τ２※係数部5bから構成される。除算器5aにはトル
ク電流it※と励磁電流指令io※（ｉ１α※）が供給され
て、it※／io※の除算を行ってその出力が二次時定数1/
τ２※係数部5bに供給される。この係数部5bには二次時
定数補償演算部12から二次時定数補償係数出力が供給さ
れる。この係数により演算部５で二次磁束（２β＝
０）が零となるように演算される。すべり周波数演算部
５の出力はIM2の速度ωと加算器13で加算される。この
加算出力が角周波数ωｏとなって三角関数発生部14に供
給される。三角関数発生部14からはsinωｏｔとcosωｏ
ｔが出力されて２相/3相変換器４に供給される。２相/3
相変換器４には信号発生器11の信号i1nと励磁電流指令i
o※との加算出力ioo※が加算器15から供給される。
設定値enはPI部３により演算されてその出力にトルク電
流it※（ｉ１β※）を得る。トルク電流it※は２相/3相
変換器４に供給される。11は予め計算によって発生され
る信号i1nを送出する信号発生器で、この信号発生器11
から送出された信号i1nは二次時定数補償演算部12に供
給される。この二次時定数補償演算部12は乗算器12a,一
次遅れ部（τａ/stτａ）12b,ゲイン（Ka）設定部12c及
び二次時定数補償係数部（1/τ２※）から構成される。
22はIMの速度検出信号ωを入力とする速度変動分算出部
であって、関数発生器22aと偏差検出機22bによって構成
されている。前記信号i1nは乗算器12aの第１入力に供給
され、その第２入力に供給される速度変動分算出部22の
速度変動算出信号edと乗算されてその出力が一次遅れ部
12bに供給される。一次遅れ部12bの出力にはゲイン
（Ka）〜設定部12cのKaが乗算されてゲイン設定部12cの
出力に相関係数exが得られる。この相関係数exは二次時
定数補償係数部（1/τ２※）12dに供給される。二次時
定数補償演算部12は上記のような各構成により二次時定
数τ２※を演算してその出力をすべり周波数演算部５に
供給する。すべり周波数演算部５は除算器5aと二次時定
数1/τ２※係数部5bから構成される。除算器5aにはトル
ク電流it※と励磁電流指令io※（ｉ１α※）が供給され
て、it※／io※の除算を行ってその出力が二次時定数1/
τ２※係数部5bに供給される。この係数部5bには二次時
定数補償演算部12から二次時定数補償係数出力が供給さ
れる。この係数により演算部５で二次磁束（２β＝
０）が零となるように演算される。すべり周波数演算部
５の出力はIM2の速度ωと加算器13で加算される。この
加算出力が角周波数ωｏとなって三角関数発生部14に供
給される。三角関数発生部14からはsinωｏｔとcosωｏ
ｔが出力されて２相/3相変換器４に供給される。２相/3
相変換器４には信号発生器11の信号i1nと励磁電流指令i
o※との加算出力ioo※が加算器15から供給される。
２相/3相変換器４はトルク電流it※，三角関数出力si
nωｏｔとcosωｏｔ及び加算出力ioo※とから、出力に
３相電流指令ia※，ib※，ic※を送出する。この電流指
令はインバータ８の出力電流との偏差を偏差検出器16a,
16b,16cにより得て、その出力がPI部17a,17b,17cを介し
てPWM発生部18に供給される。PWM発生部18の出力はゲー
ト回路部19を介してインバータ８に供給され、インバー
タ８が制御される。20は三角波発振器、21a,21b,21cは
変流器、23はIM2の速度ωを得るレゾルバである。
nωｏｔとcosωｏｔ及び加算出力ioo※とから、出力に
３相電流指令ia※，ib※，ic※を送出する。この電流指
令はインバータ８の出力電流との偏差を偏差検出器16a,
16b,16cにより得て、その出力がPI部17a,17b,17cを介し
てPWM発生部18に供給される。PWM発生部18の出力はゲー
ト回路部19を介してインバータ８に供給され、インバー
タ８が制御される。20は三角波発振器、21a,21b,21cは
変流器、23はIM2の速度ωを得るレゾルバである。
上記のように構成された実施例の動作を述べる。
IM2がインバータ８により運転されているとき、前記
（２）式から二次時定数τ２が実際の値と一致しないと
（Ｋ≠１のとき）、二次磁束のβ成分が零とならなくな
り、ベクトル制御が理想的に行われなくなる。そこで信
号発生器11から信号i1nを励磁電流指令io※と加算させ
て２相/3相変換器４に供給する。信号i1nを励磁電流指
令io※に加算すると前述のようにＫ≠１と、λ２βも零
とならないので、（４）式に示すトルクTeにその影響が
現れてIM2の回転数（速度）ωが信号i1nにより変動す
る。このことから信号I1nと回転数ωの間の相関係数ex
を調べることにより二次磁束２βが零か否かが判る。
（２）式から二次時定数τ２が実際の値と一致しないと
（Ｋ≠１のとき）、二次磁束のβ成分が零とならなくな
り、ベクトル制御が理想的に行われなくなる。そこで信
号発生器11から信号i1nを励磁電流指令io※と加算させ
て２相/3相変換器４に供給する。信号i1nを励磁電流指
令io※に加算すると前述のようにＫ≠１と、λ２βも零
とならないので、（４）式に示すトルクTeにその影響が
現れてIM2の回転数（速度）ωが信号i1nにより変動す
る。このことから信号I1nと回転数ωの間の相関係数ex
を調べることにより二次磁束２βが零か否かが判る。
速度変動分算出部22の出力信号edは次式で与えられ
る。
る。
ed＝ω＝ωｂ＋Ｋ・sinωｆ・ｔ …（５） 信号発生器11からノイズ信号としてi1ncosωｆ・ｔを入
力すると、 ω＝ωｂ＋Δω Δω＝Ｋ・sinωｆ・ｔ となり、 二次時定数補償演算部12における乗算部12aの出力信
号ex′は次式のようになる。
力すると、 ω＝ωｂ＋Δω Δω＝Ｋ・sinωｆ・ｔ となり、 二次時定数補償演算部12における乗算部12aの出力信
号ex′は次式のようになる。
ex′＝ed×i1nsinωｆ・ｔ＝ωｂi1nsinωｆ・ｔ＋i1n
・K sin2ωｆ・ｔ …（６） ここで、λ２βは二次磁束のβ軸成分（τ２≠τ２※
の場合に生ずる）、Ｊは慣性モーメント（IM及び負
荷）、Δωは速度の変動分（ノイズ信号による）、ωｂ
は速度の定常分である。また、（６）式において、ωｂ
i1n sin ωｆ・ｔは交流項、i1n・K sin 2ωｆ・ｔは直
流項（２ωｆの脈動分を持つ）である。
・K sin2ωｆ・ｔ …（６） ここで、λ２βは二次磁束のβ軸成分（τ２≠τ２※
の場合に生ずる）、Ｊは慣性モーメント（IM及び負
荷）、Δωは速度の変動分（ノイズ信号による）、ωｂ
は速度の定常分である。また、（６）式において、ωｂ
i1n sin ωｆ・ｔは交流項、i1n・K sin 2ωｆ・ｔは直
流項（２ωｆの脈動分を持つ）である。
（６）式に示すように、ex′は交流項と直流項で表さ
れ、IMの二次時定数τ２と制御上のτ２※が異なる時に
生ずるλ２βは直流項のみに関与する。ここで一次遅れ により、λ２βに関係する直流分のみを信号exとして取
り出すことができる。
れ、IMの二次時定数τ２と制御上のτ２※が異なる時に
生ずるλ２βは直流項のみに関与する。ここで一次遅れ により、λ２βに関係する直流分のみを信号exとして取
り出すことができる。
（２）式で示すように、すべり周波数演算に用いる二
次時定数と実際の値との差及びトルク電流によって二次
磁束２βが決定される。
次時定数と実際の値との差及びトルク電流によって二次
磁束２βが決定される。
従って、exとｉ１β※により、二次時定数補償係数部
12dの1/τ２※を増減することにより二次磁束２βを
零（exを零）とすることができる。
12dの1/τ２※を増減することにより二次磁束２βを
零（exを零）とすることができる。
上記のように２βが零になったときのすべり周波数
演算部５のすべり出力と速度ωの加算出力で角周波数ω
ｏ得て三角関数を発生させる。このようにして２相/3相
変換器４の出力に得られる電流指令ia※，ib※，ic※に
よりIM2をベクトル制御すれば理想的なベクトル制御を
行うことができる。
演算部５のすべり出力と速度ωの加算出力で角周波数ω
ｏ得て三角関数を発生させる。このようにして２相/3相
変換器４の出力に得られる電流指令ia※，ib※，ic※に
よりIM2をベクトル制御すれば理想的なベクトル制御を
行うことができる。
また、速度変動分算出部22の関数発生器22aは、変動
分Δωの周波数成分ωｆより低次の成分をカットするハ
イパスフィルタを用いることにより、Δωを取り出すも
のである。また、これに代えてωｆの近傍のみを通すバ
ンドパスフィルタによる方式でもよい。例えば、第２図
のボンド線図に示すように、 で表わされる一次フィルタを通した場合、時定数Tnを に選定することにより、変動分Δωのωｆ成分は絶対値
と位相がほとんど変化なく取り出すことができ、速度の
定常分ωｂはほとんど零となる。これにより、edとex′
は次式で表わされる。
分Δωの周波数成分ωｆより低次の成分をカットするハ
イパスフィルタを用いることにより、Δωを取り出すも
のである。また、これに代えてωｆの近傍のみを通すバ
ンドパスフィルタによる方式でもよい。例えば、第２図
のボンド線図に示すように、 で表わされる一次フィルタを通した場合、時定数Tnを に選定することにより、変動分Δωのωｆ成分は絶対値
と位相がほとんど変化なく取り出すことができ、速度の
定常分ωｂはほとんど零となる。これにより、edとex′
は次式で表わされる。
ed≒K sin ωｆ・ｔ …（７） ex′＝i1n・K sin 2ωｆ・ｔ …（８） 以下、前述と同様にτ２※＝τ２となるように制御する
ことができる。この場合、外来ノイズ等による補正系の
不安定現象は生じない。また変動分Δωをedとして取り
出すことができるため、演算のデータ幅を大きくする必
要がないので演算が簡単になり、速い処理速度を実現で
きる。
ことができる。この場合、外来ノイズ等による補正系の
不安定現象は生じない。また変動分Δωをedとして取り
出すことができるため、演算のデータ幅を大きくする必
要がないので演算が簡単になり、速い処理速度を実現で
きる。
第３図はこの発明の他の実施例を示すブロック図で、
第１図と異なる部分はノイズ信号発生部として正確な速
度検出が可能な周波数範囲の一定周波数の余弦波信号を
発生する二相発振器11aを用いると共に、速度変動分算
出部22の関数発生器として微分関数発生器22cを用いた
ことである。
第１図と異なる部分はノイズ信号発生部として正確な速
度検出が可能な周波数範囲の一定周波数の余弦波信号を
発生する二相発振器11aを用いると共に、速度変動分算
出部22の関数発生器として微分関数発生器22cを用いた
ことである。
第３図の装置によれば、二相発振器11aから送出され
た信号in cos ωｆ・ｔが二次時定数補償演算部12と加
算器15に供給される。ここで、ω＝ωｂ＋Δω，Δω＝
Ｋ・sin ωｆ・t,ωｂは一定となり、 ex′＝ed×in cos ωｆ・ｔ＝in ωｆ・K cos2ωｆ・ｔ
…（10） となる。
た信号in cos ωｆ・ｔが二次時定数補償演算部12と加
算器15に供給される。ここで、ω＝ωｂ＋Δω，Δω＝
Ｋ・sin ωｆ・t,ωｂは一定となり、 ex′＝ed×in cos ωｆ・ｔ＝in ωｆ・K cos2ωｆ・ｔ
…（10） となる。
（10）式は、２ωｆで脈動する直流分であるが、一次
遅れ を通すことにより、直流分exを取り出すことができ、以
下第１図の装置と同様にしてτ２※＝τ２となるように
制御することができる。
遅れ を通すことにより、直流分exを取り出すことができ、以
下第１図の装置と同様にしてτ２※＝τ２となるように
制御することができる。
第４図はこの発明の更に他の実施例のブロック図であ
って、第４図の装置においては、二相発振器11aから二
次時定数補償演算部12に信号in sin ωｆ・ｔを供給
し、加算器15にin cos ωｆ・ｔを供給すると共に、関
数発生器として一次遅れ のフィルタ22dを用いる。さらに、運転切換スイッチ（S
W）24を設けてACR運転とASR運転の切り換えを可能とし
たものである。速度変動分算出部22の構成は、ωよりω
に一次遅れ を通した出力を引き算する形となっているが、この部分
の伝達関数は と等しく、ディジタル演算をする場合は演算が簡単とな
る。
って、第４図の装置においては、二相発振器11aから二
次時定数補償演算部12に信号in sin ωｆ・ｔを供給
し、加算器15にin cos ωｆ・ｔを供給すると共に、関
数発生器として一次遅れ のフィルタ22dを用いる。さらに、運転切換スイッチ（S
W）24を設けてACR運転とASR運転の切り換えを可能とし
たものである。速度変動分算出部22の構成は、ωよりω
に一次遅れ を通した出力を引き算する形となっているが、この部分
の伝達関数は と等しく、ディジタル演算をする場合は演算が簡単とな
る。
H.発明の効果 以上述べたようにこの発明によれば、速度信号を関数
演算して速度変動分を得、この速度変動分と信号発生器
の出力とから二次時定数補償値を得、この補償値とトル
ク電流によりすべり周波数演算に用いる二次時定数の変
化を補償するようにしたので、二次時定数が負荷等に左
右されないで実際の値になるため理想的なベクトル制御
ができる。また、この発明ではモデルを用いないので、
慣性モーメントの影響を受けない。さらにこの発明で
は、励磁電流に加えたノイズ信号によって速度変動分を
算出することによって二次時定数の変化を補償するの
で、ノイズによるトルクの変動を防止できると共に、電
流制御運転時においても正確なトルク制御が可能となる
等の効果がある。
演算して速度変動分を得、この速度変動分と信号発生器
の出力とから二次時定数補償値を得、この補償値とトル
ク電流によりすべり周波数演算に用いる二次時定数の変
化を補償するようにしたので、二次時定数が負荷等に左
右されないで実際の値になるため理想的なベクトル制御
ができる。また、この発明ではモデルを用いないので、
慣性モーメントの影響を受けない。さらにこの発明で
は、励磁電流に加えたノイズ信号によって速度変動分を
算出することによって二次時定数の変化を補償するの
で、ノイズによるトルクの変動を防止できると共に、電
流制御運転時においても正確なトルク制御が可能となる
等の効果がある。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は特性図、第３図はこの発明の他の実施例を示すブロッ
ク図、第４図は更に他の実施例を示すブロック図、第５
図は従来例を示すブロック図である。 １……偏差検出器、２……IM、３……比例積分演算部、
４……２相/3相変換部、５……すべり周波数演算部、11
……信号発生部、12……二次時定数補償演算部、14……
三角関数発生部、22……速度変動分算出部。
は特性図、第３図はこの発明の他の実施例を示すブロッ
ク図、第４図は更に他の実施例を示すブロック図、第５
図は従来例を示すブロック図である。 １……偏差検出器、２……IM、３……比例積分演算部、
４……２相/3相変換部、５……すべり周波数演算部、11
……信号発生部、12……二次時定数補償演算部、14……
三角関数発生部、22……速度変動分算出部。
Claims (1)
- 【請求項１】２相/3相変換部の出力に得られる電流指令
と電流制御型インバータの出力電流との偏差に応じて前
記インバータを制御してIMをベクトル制御する装置にお
いて、 前記２相/3相変換部にトルク指令を出力するトルク電流
演算部と、 一定周波数の正弦波又は余弦波信号を補正用のノイズ信
号として発生する信号発生器と、 この信号発生器の出力と励磁電流指令とを加算し、その
加算出力を前記２相/3相変換部に供給する加算器と、 前記IMの速度信号を関数計算として速度変動分を算出す
る速度変動分算出部と、 前記信号発生器の出力と前記速度変動分算出部によって
算出された速度変動分との乗算値が入力され、この乗算
値を演算し出力に二次時定数補償値を送出する二次時定
数補償演算部と、 この二次時定数補償演算部の出力および前記トルク電流
と励磁電流指令あるいはトルク電流指令と前記加算器出
力とが供給され、両出力とからすべり周波数演算に用い
る二次時定数を変化させるすべり周波数演算部と、 このすべり周波数演算部の演算出力とIMの速度とを加算
し、その加算出力から２相/3相変換部に供給する三角関
数を得る三角関数発生部とを備え、前記２相/3相変換部
は入力されるトルク電流指令、励磁電流指令と信号発生
器との加算出力および三角関数から出力に電流指令を送
出するようにしたことを特徴とするベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63085634A JP2590524B2 (ja) | 1988-04-07 | 1988-04-07 | ベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63085634A JP2590524B2 (ja) | 1988-04-07 | 1988-04-07 | ベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01259782A JPH01259782A (ja) | 1989-10-17 |
| JP2590524B2 true JP2590524B2 (ja) | 1997-03-12 |
Family
ID=13864265
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63085634A Expired - Fee Related JP2590524B2 (ja) | 1988-04-07 | 1988-04-07 | ベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2590524B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103956949B (zh) * | 2014-05-14 | 2016-04-06 | 西北工业大学 | 三级式起/发电机两相励磁恒转差交流起动模型及控制方法 |
-
1988
- 1988-04-07 JP JP63085634A patent/JP2590524B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01259782A (ja) | 1989-10-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |