JPH07123800A - 誘導電動機のベクトル制御方式 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御方式Info
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- JPH07123800A JPH07123800A JP5267662A JP26766293A JPH07123800A JP H07123800 A JPH07123800 A JP H07123800A JP 5267662 A JP5267662 A JP 5267662A JP 26766293 A JP26766293 A JP 26766293A JP H07123800 A JPH07123800 A JP H07123800A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 誘導電動機のベクトル制御方式における、速
度制御部と電流制御部との計算周期の差異に基づく誘導
電動機の制御上の電源角周波数(ω0')と実際の電源角周
波数(ω0)の「ずれ」によるベクトル制御への障害を防止
する。 【構成】 計算周期(サンプリング周期)の長いデジタル
制御を行なう速度制御部からの誘導電動機速度情報を、
計算周期(サンプリング周期)の短いデジタル制御を行な
う電流制御部における計算周期毎に速度補間をして、補
間した速度情報から電流制御部を電流非干渉化制御のベ
クトル制御する電源角周波数(ω0)を得る速度制御部の
補間手段を設ける。
度制御部と電流制御部との計算周期の差異に基づく誘導
電動機の制御上の電源角周波数(ω0')と実際の電源角周
波数(ω0)の「ずれ」によるベクトル制御への障害を防止
する。 【構成】 計算周期(サンプリング周期)の長いデジタル
制御を行なう速度制御部からの誘導電動機速度情報を、
計算周期(サンプリング周期)の短いデジタル制御を行な
う電流制御部における計算周期毎に速度補間をして、補
間した速度情報から電流制御部を電流非干渉化制御のベ
クトル制御する電源角周波数(ω0)を得る速度制御部の
補間手段を設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機のベクトル
制御方式に係り、特に、ベクトル制御システムの電流制
御部に入力される誘導電動機の速度情報の補間方法に関
するものである。
制御方式に係り、特に、ベクトル制御システムの電流制
御部に入力される誘導電動機の速度情報の補間方法に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
てＰＷＭ制御インバータによるベクトル制御方式が知ら
れている。
てＰＷＭ制御インバータによるベクトル制御方式が知ら
れている。
【０００３】図４は、従来の誘導電動機のＰＷＭ制御イ
ンバータによるベクトル制御システムを示すものであ
る。
ンバータによるベクトル制御システムを示すものであ
る。
【０００４】以下、従来の誘導電動機のＰＷＭ制御イン
バータによるベクトル制御方式について説明をする。
バータによるベクトル制御方式について説明をする。
【０００５】誘導電動機１の速度ωNがエンコーダ４に
よって検出され、Ａ／Ｄ変換器７及び速度検出遅れ要素
１０を介して速度制御部（ＡＳＲ）に帰還される。速度
制御部（ＡＳＲ）において、速度指令値（ωr*）と負帰
還された速度検出値（ωr）とが比較され、その比較誤
差信号が速度制御器６により比例積分（ＰＩ）制御され
て誘導電動機１の同期回転座標上の１次トルク軸電流指
令値（ＩTS*）に変換される。次に、電流制御部（ＡＣ
Ｒ）におけるデジタル電流制御器３において、前記１次
トルク軸電流指令値（ＩTS*）及び１次励磁軸電流指令
値（Ｉos*）と１次トルク軸電流検出値（ＩTFB）及び１
次励磁軸電流検出値（ＩOFB*）とが比較され、それらが
ＩTS*＝ＩTFB，Ｉos*＝ＩOFB に制御されるように、Ｐ
ＷＭ制御インバータ２を制御する１次電圧指令値ｖ*
（ｖ0*，ｖT*）が演算され、座標変換器９（ｖ0*，ｖT*
→ ｖ1，φ），及び相数変換器１５（ｖ1，φ → ３
φ）を介してＰＷＭ制御インバータ２の三相各相の電圧
制御指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖw に変換される。ＰＷＭ制御
インバータ２は電圧制御指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに応じ
て誘導電動機１の１次電圧を制御し、その結果、誘導電
動機１は所望の速度指令値（ωr*）に応じて速度制御さ
れる。
よって検出され、Ａ／Ｄ変換器７及び速度検出遅れ要素
１０を介して速度制御部（ＡＳＲ）に帰還される。速度
制御部（ＡＳＲ）において、速度指令値（ωr*）と負帰
還された速度検出値（ωr）とが比較され、その比較誤
差信号が速度制御器６により比例積分（ＰＩ）制御され
て誘導電動機１の同期回転座標上の１次トルク軸電流指
令値（ＩTS*）に変換される。次に、電流制御部（ＡＣ
Ｒ）におけるデジタル電流制御器３において、前記１次
トルク軸電流指令値（ＩTS*）及び１次励磁軸電流指令
値（Ｉos*）と１次トルク軸電流検出値（ＩTFB）及び１
次励磁軸電流検出値（ＩOFB*）とが比較され、それらが
ＩTS*＝ＩTFB，Ｉos*＝ＩOFB に制御されるように、Ｐ
ＷＭ制御インバータ２を制御する１次電圧指令値ｖ*
（ｖ0*，ｖT*）が演算され、座標変換器９（ｖ0*，ｖT*
→ ｖ1，φ），及び相数変換器１５（ｖ1，φ → ３
φ）を介してＰＷＭ制御インバータ２の三相各相の電圧
制御指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖw に変換される。ＰＷＭ制御
インバータ２は電圧制御指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに応じ
て誘導電動機１の１次電圧を制御し、その結果、誘導電
動機１は所望の速度指令値（ωr*）に応じて速度制御さ
れる。
【０００６】また、電源角周波数（ω0）で回転する同
期回転座標と誘導電動機１の固定子に固定された固定子
座標との間の変換を行なう座標変換器８，９に使用され
る基本ベクトル（Sinθ0，Cosθ0）を作り出すための基
本位相角θ0（＝ω0ｔ）は、１次励磁軸電流指令値（Ｉ
os*）と１次トルク軸電流指令値（ＩTS*）とからすべり
算出器５により算出することができる誘導電動機１のす
べり角周波数指令値（ωs*）と速度検出値（ωr）とを
加算器１７により加算した電源角周波数ω0（＝ωs＋ω
r）を積分器１１で積分することによって求められる。
期回転座標と誘導電動機１の固定子に固定された固定子
座標との間の変換を行なう座標変換器８，９に使用され
る基本ベクトル（Sinθ0，Cosθ0）を作り出すための基
本位相角θ0（＝ω0ｔ）は、１次励磁軸電流指令値（Ｉ
os*）と１次トルク軸電流指令値（ＩTS*）とからすべり
算出器５により算出することができる誘導電動機１のす
べり角周波数指令値（ωs*）と速度検出値（ωr）とを
加算器１７により加算した電源角周波数ω0（＝ωs＋ω
r）を積分器１１で積分することによって求められる。
【０００７】なお、速度検出遅れ要素１０は、誘導電動
機１の速度ωN（アナログ量）をエンコーダを介して検
出して、速度制御部（ＡＳＲ）へ与える速度検出値ωr
（デジタル量）を得る際の遅れを代表して表わした要素
である。また、遅れ補償要素１２は、デジタル電流制御
器３内の制御遅れに合わせるため、すべり角周波数指令
値ωs*の立ち上がり、立ち下がりを緩やかにするための
ものであり、更に、速度補償要素１６は電動機速度検出
値ωrを前記すべり角周波数指令値ωs*と合わせるため
電動機速度検出値ωrの遅れを補償するものである。
機１の速度ωN（アナログ量）をエンコーダを介して検
出して、速度制御部（ＡＳＲ）へ与える速度検出値ωr
（デジタル量）を得る際の遅れを代表して表わした要素
である。また、遅れ補償要素１２は、デジタル電流制御
器３内の制御遅れに合わせるため、すべり角周波数指令
値ωs*の立ち上がり、立ち下がりを緩やかにするための
ものであり、更に、速度補償要素１６は電動機速度検出
値ωrを前記すべり角周波数指令値ωs*と合わせるため
電動機速度検出値ωrの遅れを補償するものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】以上のような従来のベ
クトル制御方式は、速度制御部（ＡＳＲ）及び電流制御
部（ＡＣＲ）をそれぞれ異なる計算周期（以下、「サン
プリング時間」という）をもって制御するものである。
クトル制御方式は、速度制御部（ＡＳＲ）及び電流制御
部（ＡＣＲ）をそれぞれ異なる計算周期（以下、「サン
プリング時間」という）をもって制御するものである。
【０００９】それぞれのサンプリング時間は、以下のよ
うに設定されているのが普通である。
うに設定されているのが普通である。
【００１０】 速度制御部（ＡＳＲ）：サンプリング時間（ＴS1）＝６
（ms） 電流制御部（ＡＣＲ）：サンプリング時間（ＴS2）＝71
（μs） したがって、速度制御部（ＡＳＲ）には、誘導電動機１
の検出速度値（ωr）が６ms毎に入力されていることに
なり、その６ms間は常にその前に入力された検出速度
（ωr）の値が維持され電源角周波数ω0（ω0＝ωs*＋
ωr）の演算を続けていることになる。一方、電流制御
部（ＡＣＲ）は、71μs毎に演算を行なうことになるか
ら、速度制御部（ＡＳＲ）が１度演算して次に演算する
までの間（６ms内）に電流制御部（ＡＣＲ）が約８４回
（＝ＴS1／ＴS2）演算を行なっていることになる。
（ms） 電流制御部（ＡＣＲ）：サンプリング時間（ＴS2）＝71
（μs） したがって、速度制御部（ＡＳＲ）には、誘導電動機１
の検出速度値（ωr）が６ms毎に入力されていることに
なり、その６ms間は常にその前に入力された検出速度
（ωr）の値が維持され電源角周波数ω0（ω0＝ωs*＋
ωr）の演算を続けていることになる。一方、電流制御
部（ＡＣＲ）は、71μs毎に演算を行なうことになるか
ら、速度制御部（ＡＳＲ）が１度演算して次に演算する
までの間（６ms内）に電流制御部（ＡＣＲ）が約８４回
（＝ＴS1／ＴS2）演算を行なっていることになる。
【００１１】その間（６ms内）において、誘導電動機１
の実際の速度（実速度検出値ωr）が変化しているとき
は、実際の電源角周波数（ω0）も刻々と変化してお
り、制御上の電源角周波数（ω0'）と実際上の電源角周
波数（ω0）の値が、図３に示すように「ずれ」を生じ
ることになり、該電源角周波数（ω0）より求める基本
位相角（θ0）のずれとなる。
の実際の速度（実速度検出値ωr）が変化しているとき
は、実際の電源角周波数（ω0）も刻々と変化してお
り、制御上の電源角周波数（ω0'）と実際上の電源角周
波数（ω0）の値が、図３に示すように「ずれ」を生じ
ることになり、該電源角周波数（ω0）より求める基本
位相角（θ0）のずれとなる。
【００１２】前記電源角周波数（ω0）及び基本位相角
（θ0）のずれは、電流制御部（ＡＣＲ）のディジタル
制御器３及び座標変換器９の動作に影響を与え、該ディ
ジタル制御器３における誘導電動機１側の電流干渉要素
を補償し、電流非干渉制御のベクトル制御が成立するた
めに設けた電流非干渉化手段の不完全動作や座標変換器
における変換軸のずれによりベクトル制御が行なえなく
なる虞がある。特に、高周波の外乱などが、この制御シ
ステムに加わった場合などは全く制御が不能になる虞が
ある。
（θ0）のずれは、電流制御部（ＡＣＲ）のディジタル
制御器３及び座標変換器９の動作に影響を与え、該ディ
ジタル制御器３における誘導電動機１側の電流干渉要素
を補償し、電流非干渉制御のベクトル制御が成立するた
めに設けた電流非干渉化手段の不完全動作や座標変換器
における変換軸のずれによりベクトル制御が行なえなく
なる虞がある。特に、高周波の外乱などが、この制御シ
ステムに加わった場合などは全く制御が不能になる虞が
ある。
【００１３】本願発明は、上記問題点に鑑みなされたも
のであり、ベクトル制御における電流制御部（ＡＣＲ）
に入力する制御上の電源角周波数（ω0）を実際上の電
源角周波数（ω0）に近似させるための補間を行なうこ
とにより、完全な電流非干渉制御のベクトル制御が成立
し高精度のベクトル制御が可能な誘導電動機のベクトル
制御方式を提供するものである。
のであり、ベクトル制御における電流制御部（ＡＣＲ）
に入力する制御上の電源角周波数（ω0）を実際上の電
源角周波数（ω0）に近似させるための補間を行なうこ
とにより、完全な電流非干渉制御のベクトル制御が成立
し高精度のベクトル制御が可能な誘導電動機のベクトル
制御方式を提供するものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段、作用】サンプリング時間
の長いデジタル制御を行なう速度制御部からの誘導電動
機の速度情報を、サンプリング時間の短いデジタル制御
を行なう電流制御部におけるサンプリング時間毎に補間
して、補間した速度情報から電流制御部を電流非干渉化
制御のベクトル制御をする電源角周波数ω0 を得る。
の長いデジタル制御を行なう速度制御部からの誘導電動
機の速度情報を、サンプリング時間の短いデジタル制御
を行なう電流制御部におけるサンプリング時間毎に補間
して、補間した速度情報から電流制御部を電流非干渉化
制御のベクトル制御をする電源角周波数ω0 を得る。
【００１５】
【実施例】図１は、本発明の一実施例である誘導電動機
のベクトル制御システムを示すものである。 本実施例
は、本発明の特徴である誘導電動機１の速度情報の補間
手段を除き、従来のベクトル制御システムの（図４、参
照）と同一であるので、同一部分の説明を省略し、その
速度情報補間手段についてのみ説明をする。
のベクトル制御システムを示すものである。 本実施例
は、本発明の特徴である誘導電動機１の速度情報の補間
手段を除き、従来のベクトル制御システムの（図４、参
照）と同一であるので、同一部分の説明を省略し、その
速度情報補間手段についてのみ説明をする。
【００１６】電源角周波数ω0［rad／sec］は、誘導電
動機１のすべり角周波数ωs［rad／sec］と該電動機１
の回転速度ωr［rad／sec］を用いると、 ω0 ＝ ωs ＋ ωr ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥
‥‥‥‥‥‥（１） と表わすことができる。
動機１のすべり角周波数ωs［rad／sec］と該電動機１
の回転速度ωr［rad／sec］を用いると、 ω0 ＝ ωs ＋ ωr ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥
‥‥‥‥‥‥（１） と表わすことができる。
【００１７】ここで、すべり角周波数（ωs）は、電源
角周波数（ω0）の１〜２％程度であり、誘導電動機１
の速度（ωr）は電源角周波数（ω0）の９８〜９９％程
度となるので、速度制御部（ＡＳＲ）と電流制御部（Ａ
ＣＲ）とのサンプリング時間（ＴS1，ＴS2）の差に基づ
く上述の電源角周波数ω0のずれは、上記（１）式の右
辺第２項の電動機速度ωrを補間すれば大幅に減少する
ことになる。
角周波数（ω0）の１〜２％程度であり、誘導電動機１
の速度（ωr）は電源角周波数（ω0）の９８〜９９％程
度となるので、速度制御部（ＡＳＲ）と電流制御部（Ａ
ＣＲ）とのサンプリング時間（ＴS1，ＴS2）の差に基づ
く上述の電源角周波数ω0のずれは、上記（１）式の右
辺第２項の電動機速度ωrを補間すれば大幅に減少する
ことになる。
【００１８】以下、補間動作を図２に示す流れ図、及び
図３に示す電源角周波数ω0の変化図を用いて説明す
る。
図３に示す電源角周波数ω0の変化図を用いて説明す
る。
【００１９】サンプリング時間（ＴS1＝６ms）の大きい
速度制御部（ＡＳＲ）において、すべり算出器５により
演算された誘導電動機１のすべり角周波数指令値ωs(n)
*と帰還された誘導電動機速度検出値ωr(n)とを各サン
プリング時間（ＴS1＝６ms）毎に加算器１７にて加算
（上記(１)式）して電源角周波数ω0(n)が得られる。演
算された前記電源角周波数ω0(n)、及び電動機検出速度
ωr(n)（今回値）、ωr(n-1)（前回値）を電流制御部
（ＡＣＲ）へ送出するとともに、今回値である電動機検
出速度ωr(n)を前回値の検出速度ωr(n-1)として次回
（Ｔs1後）に備える。
速度制御部（ＡＳＲ）において、すべり算出器５により
演算された誘導電動機１のすべり角周波数指令値ωs(n)
*と帰還された誘導電動機速度検出値ωr(n)とを各サン
プリング時間（ＴS1＝６ms）毎に加算器１７にて加算
（上記(１)式）して電源角周波数ω0(n)が得られる。演
算された前記電源角周波数ω0(n)、及び電動機検出速度
ωr(n)（今回値）、ωr(n-1)（前回値）を電流制御部
（ＡＣＲ）へ送出するとともに、今回値である電動機検
出速度ωr(n)を前回値の検出速度ωr(n-1)として次回
（Ｔs1後）に備える。
【００２０】サンプリング時間（Ｔs2＝７１μs）の小
さい電流制御部（ＡＣＲ）の速度補間手段１０におい
て、速度制御部（ＡＳＲ）から該制御部（ＡＳＲ）のサ
ンプリング時間（Ｔs1＝６ms）毎に送られてくる電源角
周波数ω0(n)及び電動機検出速度の前回値ωr(n-1)と今
回値ωr(n)を用いて、まず、次式（２）に基づいて電動
機速度補償量Δωrを求める。
さい電流制御部（ＡＣＲ）の速度補間手段１０におい
て、速度制御部（ＡＳＲ）から該制御部（ＡＳＲ）のサ
ンプリング時間（Ｔs1＝６ms）毎に送られてくる電源角
周波数ω0(n)及び電動機検出速度の前回値ωr(n-1)と今
回値ωr(n)を用いて、まず、次式（２）に基づいて電動
機速度補償量Δωrを求める。
【００２１】 Δωr ＝［ωr(n) − ωr(n-1)］・（Ｔs1／Ｔs2）‥‥
‥‥‥‥‥‥（２） この電動機速度補償量Δωrは、上記（２）式から明ら
かなように速度制御部（ＡＳＲ）のサンプリング時間
（Ｔs1＝６ms）内に変化する電動機速度の変化量のＴs1
／Ｔs2(≒84)分の１に相当するものである。
‥‥‥‥‥‥（２） この電動機速度補償量Δωrは、上記（２）式から明ら
かなように速度制御部（ＡＳＲ）のサンプリング時間
（Ｔs1＝６ms）内に変化する電動機速度の変化量のＴs1
／Ｔs2(≒84)分の１に相当するものである。
【００２２】次に、電流制御部（ＡＣＲ）において、最
初のサンプリング（ｋ＝１）時の電源角周波数ω0(n)を
ω0(0)(ｋ＝１のときのω0(k-1)を表わす）とするとと
もに、次式（３）に基づいてサンプリング（Ｔs2＝７１
μs）時の電源角周波数ω0(k)を求める。
初のサンプリング（ｋ＝１）時の電源角周波数ω0(n)を
ω0(0)(ｋ＝１のときのω0(k-1)を表わす）とするとと
もに、次式（３）に基づいてサンプリング（Ｔs2＝７１
μs）時の電源角周波数ω0(k)を求める。
【００２３】ω0(k) ＝ ω0(k-1) ＋ Δωr ‥‥‥‥
‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（３） 上記（３）式によって求められた電源角周波数ω0(k)を
同じくω0(k-1)として、サンプリングを行ないサンプリ
ング時間（Ｔs2＝７１μs）毎の電源角周波数ω0(k)を
更新して、図３における「制御上のω0」が得られる。
‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（３） 上記（３）式によって求められた電源角周波数ω0(k)を
同じくω0(k-1)として、サンプリングを行ないサンプリ
ング時間（Ｔs2＝７１μs）毎の電源角周波数ω0(k)を
更新して、図３における「制御上のω0」が得られる。
【００２４】図３から明らかなように、補間時における
「制御上のω0」は、サンプリング間の電動機速度補償
量Δωrが極少であるから、「実際の電源角周波数ω0」
とほとんど同一となる。
「制御上のω0」は、サンプリング間の電動機速度補償
量Δωrが極少であるから、「実際の電源角周波数ω0」
とほとんど同一となる。
【００２５】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、サンプ
リング時間の短いデジタル制御を行なう電流制御部（Ａ
ＣＲ）の該サンプリング時間毎に誘導電動機の速度情報
を補間したので、誘導電動機の電流制御に使用する前記
速度情報から得る電源角速度ω0の実際値と制御上の値
とのずれがほとんどなくなり電流非干渉化制御のベクト
ル制御を行なうことができ、制御システムが高周波の外
乱に対しても強いベクトル制御方式が得られる。
リング時間の短いデジタル制御を行なう電流制御部（Ａ
ＣＲ）の該サンプリング時間毎に誘導電動機の速度情報
を補間したので、誘導電動機の電流制御に使用する前記
速度情報から得る電源角速度ω0の実際値と制御上の値
とのずれがほとんどなくなり電流非干渉化制御のベクト
ル制御を行なうことができ、制御システムが高周波の外
乱に対しても強いベクトル制御方式が得られる。
【図１】 本発明の速度情報の補間を施した誘導電動機
の制御システム
の制御システム
【図２】 本発明の速度情報の補間流れ図
【図３】 本発明の速度情報の補間による制御上の電源
角速度変化図
角速度変化図
【図４】 従来の誘導電動機の制御システム
１：誘導電動機 ２：ＰＷＭ制御インバ−タ ３：デジタル電流制御器 ４：エンコ−ダ ５：すべり算出器 ６：速度制御器 ８：座標変換器 １０：電動機速度情報の補間手段 ω0：電源角周波数 ωr：電動機速度（回転角速度） ωs：電動機すべり角周波数
Claims (2)
- 【請求項１】 特定の計算周期(Ｔs1)をもってデジタル
制御を行なう速度制御部(ＡＳＲ)における、 誘導電動機(１)の速度指令値(ωr*)と実速度検出値
(ωr)との比較誤差信号により速度制御を行なう該電動
機(１)の１次トルク軸電流指令値(ＩTS*)を得る速度制
御器(６)と、 前記速度制御器(６)の出力である誘導電動機(１)の１次
トルク軸電流指令値（ＩTS*)と１次励磁軸指令値(Ｉ
OS*)によりすべり角周波数指令値(ωS*)を算出するすべ
り算出器(５)と、 前記すべり算出器(５)の出力である誘導電動機(１)のす
べり角周波数指令値（ωS*)と実速度検出値(ωr)を加算
して、該加算出力(ω0')を当該速度制御部(ＡＳＲ)の計
算周期(ＴS1)の計算周期(ＴS1)毎に出力する加算器(17)
と、 速度制御部(ＡＳＲ)の計算周期(ＴS1)より短い計算周期
(ＴS2)をもってデジタル制御を行なう電流制御部(ＡＣ
Ｒ)における、 前記速度制御部(ＡＳＲ)の計算周期(ＴS1)毎に出力され
る前記加算器(17)の加算出力(ω0')と誘導電動機(１)の
実速度検出値(ωr)を入力し、当該電流制御部(ＡＣＲ)
の計算周期(ＴS2)毎に前記加算出力(ω0')を補間して誘
導電動機(１)の電源角周波数(ω0)を得る速度補間手段
(10)と、 誘導電動機(１)の前記１次トルク軸電流指令値(ＩTS*)
と１次励磁軸電流指令値(ＴOS*)、及び前記速度補間手段
(10)によって補間された電源角周波数(ω0)によって電
流非干渉化制御を行なう該電動機(１)の１次励磁軸電圧
(Ｖ0*)と１次トルク軸電圧(ＶT*)を当該電流制御部(Ａ
ＣＲ)の計算周期(ＴS2)毎に出力するデジタル電流制御
器(３)と， を具備することを特徴とした誘導電動機のベクトル制御
方式。 - 【請求項２】 前記速度補間手段(10)は、速度制御部
(ＡＳＲ)の計算周期（ＴS1)毎に入力される誘導電動機
(１)の今回実速度値(ωr(n))と前回実速度値(ωr(n-1))
との速度差値の電流制御部(ＡＣＲ)の計算周期(ＴS2)１
回に相当する速度差値(Δωr)を速度補償量として、電
流制御部(ＡＣＲ)の計算周期(ＴS2)毎に前記電源角周波
数(ω0')を補間して前記デジタル電流制御器(３)を制御
することを特徴とした請求項１記載の誘導電動機のベク
トル制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5267662A JPH07123800A (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 誘導電動機のベクトル制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5267662A JPH07123800A (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 誘導電動機のベクトル制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07123800A true JPH07123800A (ja) | 1995-05-12 |
Family
ID=17447796
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5267662A Pending JPH07123800A (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 誘導電動機のベクトル制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07123800A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6057664A (en) * | 1998-08-26 | 2000-05-02 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Motor driving control unit and motor driving control method |
| JP2015167438A (ja) * | 2014-03-03 | 2015-09-24 | 株式会社デンソー | 交流電動機の制御装置 |
| CN115296583A (zh) * | 2022-07-01 | 2022-11-04 | 重庆智能机器人研究院 | 一种伺服系统电角度补偿方法 |
-
1993
- 1993-10-27 JP JP5267662A patent/JPH07123800A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6057664A (en) * | 1998-08-26 | 2000-05-02 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Motor driving control unit and motor driving control method |
| JP2015167438A (ja) * | 2014-03-03 | 2015-09-24 | 株式会社デンソー | 交流電動機の制御装置 |
| CN115296583A (zh) * | 2022-07-01 | 2022-11-04 | 重庆智能机器人研究院 | 一种伺服系统电角度补偿方法 |
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