JP2585376B2 - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、誘導電動機の速度制御方法に係り、特に、
速度センサ及び電圧（磁束）センサを用いることなく、
高性能な速度制御を行うために好適な誘導電動機の速度
制御方法に関する。

〔従来の技術〕

誘導電動機を可変速制御するインバータ装置の制御方
法としてベクトル制御やv/f制御（電圧／周波数一定制
御）がある。前者は一般にすべり周波数制御方式が用い
られる。この方式では例えば特開昭60−28786号公報に
記載のように電動機に取付けた速度検出器からの検出値
に応じて速度制御しその出力信号に基づいてすべり周波
数の指令値を演算してそれと速度検出値を加算しインバ
ータの出力周波数を制御している。また電動機電流のト
ルク成分i_1qを検出して、これに応じて電流制御を行っ
ている。このため高安定で高精度な速度，電流制御が行
えるが、速度検出器並びに速度調節器（ASR）及び電流
調節器（ACR）が必要で構成が複雑である。一方、v/f制
御は、速度及び電流検出値によるフィードバック制御は
行わず、速度指令に比例してインバータ出力周波数や出
力電圧をオープンループで制御する方式であり、負荷に
応じて速度が変動し高精度な制御は得られないが、構成
は簡単である。

一方、誘導電動機を速度センサを用いずに高精度に速
度制御する方法に関する第２の従来技術として、例え
ば、アイ・イー・イー・イー・トランザクション、イン
ダストリー・アプリケーション、アイ・エー・19、３
（1983年）、第356頁〜第362頁（IEEE、Transaction In
dustry Application、IA−19、No.3（1983）PP356−36
2）に記載された技術が知られている。この従来技術に
よる誘電電動機の速度制御方法は、電動機の一次電圧及
び一次電流より、速度及びすべり周波数あるいはトルク
を演算し、その演算結果を用いて制御を行う方法であ
り、速度センサを用いることなく、高精度の速度制御を
行うことができる。

また、第３の従来技術として、イー・ピー・イー、コ
ンファレンス（1985）、第351頁−第356頁（EPE Confer
ence（1985）、PP351−355）に記載された技術が知られ
ている。この従来技術による誘電電動機の速度制御方法
は、速度センサ及び電圧（磁束）センサを共に省略した
方法であり、インバータ出力電圧の瞬時値指令と電動機
電流に基づいて、夫々の位相角度を演算して力率角を検
出し、この検出値が指令値と一致するように周波数指令
を制御する方法である。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記第１番目の従来技術における各制御方式には一長
一短がある。すなわち、ベクトル制御では速度や電流検
出器及びASR,ACRの調節器を有することから構成が複雑
なこと、さらに各調節器の定数を機械系の慣性モーメン
ト及び電動機の電気定数に応じて設定する必要があるた
め煩雑になり誤つた設定によっては制御が逆に不安定に
なる。一方、v/f制御では負荷に応じて速度が変動する
こと、また、急激な速度や負荷の変動によって電流が脈
動したり、トルク／電流の低下が生じ、著しい場合は脱
調するといった制御上の問題がある。

前述した前者第２番目の従来技術（IEEE Transactio
n）は、電圧センサとその周辺回路のためシステム構成
が複雑となり、また、速度及び電流を制御するための調
節器（ASR,ACR）を必要とし、フィードバックループが
多数となって制御構造が複雑となるという問題点を有し
ている。また、第３番目の従来技術（EPE Conference）
も同様に、速度調節器及び力率調節器を必要とし、フィ
ードバックループが多数となって制御構成が複雑とな
り、さらに、力率角を検出する際に多相交流瞬時値の演
算を行っており、この演算が非常に複雑であり、充分な
制御精度を得ることができないという問題点を有してい
る。さらに、前記両従来技術は、前述の各種の調節器の
制御定数を機械系の慣性モーメント及び電動機の電気定
数に応じて設定する必要があり、これらの設定のための
取扱いが煩雑であるという問題点があった。

本発明の目的は、前記従来技術の問題点を解決し、速
度センサ及び電圧センサを用いず、電流センサのみによ
る簡単なシステム構成で、しかも、ASR,ACRを不要とし
て、制御構成及び演算の簡素化を図り、取扱いが簡単で
回転速度，電流を安定かつ、高精度に制御することがで
きる誘導電動機の速度制御方法を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、直流を交流に変換するインバータの交流出
力周波数を、速度指令信号と誘導電動機一次電流のトル
ク電流成分値に基づいて演算される周波数指令値によつ
て制御し、該インバータの交流出力側に接続される誘導
電動機を駆動制御する誘導電動機の制御方法において、
前記周波数指令値は、前記速度指令信号と前記トルク電
流成分値の不完全微分値とすること、さらに、前記トル
ク電流成分検出値の比例分に基づいて演算される値を前
記周波数指令値に補正することを特徴とする。

〔作用〕

誘導電動機の一次電流成分値（トルク電流成分値）の
不完全微分値（変化分）に基づきインバータの出力周波
数を制御することにより、電動機の漏れインダクタンス
による１次遅れ要素及び機械系の慣性モーメントに関す
る積分要素のよって系が二次系となるために起因する急
峻な速度指令の変化や負荷トルク変動に伴う電動機電流
の脈動や過大が防止でき、回転速度を高精度に制御する
ことができる。さらに、上記の出力周波数をトルク電流
成分検出値の比例分に基づいて演算される値で補正する
ことにより、速度センサ及び電圧センサを用いず、電流
センサのみによる簡単なシステム構成で、しかも、ASR,
ACRを不要として、制御構成及び演算の簡素化を図れ、
取扱いが簡単で回転速度、電流を安定かつ、高精度に電
動機を制御できる。

〔実施例〕

以下、本発明による電動機の速度制御方法の実施例を
図面により詳細に説明する。なお、以下の説明におい
て、図面を通じ、同様な部材には同様な参照符号を付し
必要のない限りくり返して説明しない。

第１図は本発明の方法を適用した制御システムの基本
構成を示すブロック図、第２図，第３図，第４図，第７
図，第８図は本発明の原理を説明する図、第10図は第１
図のシステムの一部分のmodificationを示す図、第５
図，第６図，第９図は本実施例の制御特性を説明する
図、第１図は電動機の電流特性を説明する図である。

第１図は本発明の方法を適用した誘導電動機のベクト
ル制御システムのブロック図である。なお、制御演算は
マイクロプロセッサにより行っても良いが、ここでは説
明上ブロック図で記載している。

ベクトル制御は、周波数変換器（インバータ装置）に
よって誘導電動機の回転速度及びトルクを高速応答，高
精度に制御する１つの方法である。これは電動機の一次
電流を励磁電流（磁束を発生するための磁化電流I_1d）
と二次電流（トルク発生に寄与するトルク電流I_1q）と
に分けて制御し、二次鎖交磁束とトルク電流が直交する
ように制御する。

第１図において、１は電圧形PWMインバータ、２は誘
導電動機、３は積分器、４は電流検出器、は周波数制御
部、６は電圧指令演算部、７は３相電圧指令部である。

本発明の制御方法を適用した制御システムの一実施例
は、電圧指令信号Ｖ＊_ｕ−Ｖ＊_ｗによって制御される電
圧形インバータ１と、該電圧形インバータ１を制御する
制御装置により構成され、被制御対象である誘電電動機
２が、電圧形インバータ１の出力により駆動される。制
御装置は、一次周波数指令ω＊_１を積分して位相基準信
号θ＊を生成する積分器３と、この位相基準信号θ＊を
基準として電動機一次電流のトルク電流成分I_1qを検出
する電流検出器４と、このトルク電流成分I_1qにより一
次周波数指令信号ω＊_１を制御する周波数制御部５と、
トルク電流成分I_1q,一次周波数指令信号ω＊_１及び誘導
電動機２の電気定数に基づいて電圧ベクトルの振幅値Ｖ
＊_1aと内部相差角δ＊（一次電圧と誘電超電力との位相
角）とを演算する電圧指令演算部６と、電圧ベクトルの
振幅値Ｖ＊_1a,内部相差角δ＊，位相基準信号θ＊に基
づいて、三相の出力電圧基準信号Ｖ＊_ｕ〜Ｖ＊_ｗを演算
する三相電圧指令部とにより構成されている。

周波数制御部５及び電圧指令演算部６の詳細な構成
は、制御原理と合わせて後述することとし、次に、第２
図及び第３図により基本的な原理と基本動作を説明す
る。

第２図は誘導電動機２の等価回路を示しており、第３
図はこの等価回路に基づいて表わしたベクトル図で、第
３図におけるｄ−ｑ軸は、同期速度ω_１で回転する直交
座標である。電圧ベクトルV₁は、誘導超電力Ｅ′_１と電
動機の内部インピーダンス降下〔（r₁＋ｊω_１・Ｌσ）
・I₁〕の和で与えられ、電圧ベクトルV₁と誘導超電力
Ｅ′_１との間には内部インピーダンス降下に応じた内部
相差角δを有する。そこで、電圧ベクトルV₁の振幅値V
_1a及び内部相差角δの各指令値（Ｖ＊_1n,δ＊）は、後
述する関係式に従い、誘導超電力Ｅ′_１の指令値及び内
部インピーダンス降下の推定値に基づいて演算される。
さらに、この指令値から数１に従い三相の電圧指令信号
（Ｖ＊_u,V＊_v,V＊_ｗ）が演算される。各電圧指令信号
は、互いに120度ずつ位相が異なるのみであるから、例
えば、Ｕ相の電圧指令信号Ｖ＊_ｕは、（１）式で示され
る。

Ｖ＊_ｕ＝−Ｖ＊_1asin（θ＊＋δ＊） ……（１） 電圧形PWMインバータ１は、正弦波の電圧指令Ｖ＊_u,V
＊_v,V＊_ｗと搬送波信号とを比較して得られるパルス幅
変調信号に従い、各相の出力電圧を制御し、その基本波
成分瞬時値をそれらの電圧指令に比例して制御するた
め、電圧ベクトルV₁は、その振幅値Ｖ＊_1a,内部相差角
δ＊及び位相基準信号θ＊に応じて制御される。もし、
推定された内部インピーダンス降下が実際値と一致して
いれば、誘導超電力Ｅ′_１の大きさは、前述したその指
令値に一致し、その向きはｑ軸と一致する。この条件に
おいて、第１図における積分器３から得られる位相基準
信号θ＊は、磁束ベクトル（誘導超電力Ｅ′_１に直交）
の固定子Ｕ相軸から回転角θを表わすものとなる。

前述したように、誘導超電力Ｅ′_１の向きがｑ軸に一
致する条件においては、第１図に示す電流検出器４にお
いて（２）式に従って演算検出される各軸電流成分I_1d,
I_1qは、夫々、励磁電流Ｉ′_０及び二次電流Ｉ′_２に一
致する。

（２）式において、i_u−i_wは電動機一次電流である。

ここで、すべり周波数ω_ｓは、二次電流Ｉ′_２に比例
することから、二次電流Ｉ′_２の検出値I_1qよりすべり
周波数ω_ｓを推定することができ、従って、周波数制御
部５における係数器は、すべり係数K_sをトルク電流成分
I_1qに乗ずることにより、すべり周波数推定値ω_ｓを演
算することができる。これにより、周波数制御部５は、
周波数指令ω＊_ｒとすべり周波数ω_ｓとの加算値を求め
て一次周波数指令ω＊_１を制御し、電動機の実際の回転
速度ω_ｒをその指令値ω＊_ｒと一致させるように制御す
ることができる。

次に、電圧指令演算部６の詳細な構成と動作について
説明する。第３図に示すベクトル図において、電圧ベク
トルV₁の振幅器V_1aと内部相差角δとは、電動機の電流
成分I_1d,I_1d及び電動機定数に基づいて、次式により示
される。

V_1a＝（Ｅ′_１＋ω_１・Ｌσ・I_1d＋r₁・I_1q）cosδ −（ｒ′_１・I_1d−ω_１・Ｌσ・I_1q）sinδ ……（４） ここで、Ｅ′_１＝ω_１・Ｍ′・I_1d＝ω_１φ_2d φ_2d:二次磁束鎖交数、Ｍ′：相互インダクタンス Ｌσ：漏れインダクタンス 電圧指令演算部６は、この（３）及び（４）式に従
い、Ｅ′₁,I_1d,I_1qの指令値あるいは実際値及び電動機
定数（r₁,Lσ）に基づいて、V_1a及びδの指令値を演算
し、これらを制御すれば、結果としてＥ′_１を負荷に無
関係に一定に、すなわち磁束φ_2dを常に一定に制御する
ことができる（ベクトル制御条件の成立）。しかし、こ
の（３），（４）式によれば、電圧指令演算部６で行う
べき演算は、ω₁,I_1d,I_1q等の制御変数同志の乗除算が
多く複雑となる。そこで、本発明においては、V_1a及び
δの演算を次に説明する原理に基づいて簡単化してい
る。

δの演算 第４図のベクトル図に示すように、一次電圧ベクトル
V₁は、誘導超電力Ｅ′_１に漏れインダクタンス降下（ω
_１・Ｌσ・I₁）と一次電圧降下（r₁・I₁）とをベクトル
的に加算したものである。従って、Ｅ′_１にω₁Lσ・I₁
のみを加算した電圧をE₁して、Ｅ′_１とE₁との相差角を
δ_１とし、V₁とE₁のなす角をδ′_ｒとすれば、内部相差
角δは、 δ＝δ_１−δ′_ｒ ……（５） と表わされる。ここで、漏れインダクタンス降下は、一
般にＥ′_１に比較しその比が0.2程度と小さく、その結
果、δ′_ｒは、Ｅ′_１にr₁・I₁のみを加算した電圧E_1r
とＥ′_１との相差角δ_ｒと略一致する。さらに、r₁・I₁
≪Ｅ′_１であるような高周波運転時においては、第４図
に示すようにδ′_ｒは小さく、δに関係する量が小さ
い。それゆえ、全周波数範囲に亘り、δ_ｒをδ′_ｒとみ
なしてもδを演算する上で大きな誤差を生じることはな
い。従って、内部相差角δは、次式に従って簡略化して
演算することができる。

δ＝δ_１−δ_ｒ ……（６） ここで、 で表わすことができる。この式においてK₁は、インダク
タンス比〔Ｌσ／（1₁＋Ｍ）〕であり、この値は、電動
機が異なっても通常0.1程度でほぼ一定であり、Ｍの値
が既知でない場合にもδを演算することができる。

さらに、δ_１≪１であることから、δ_１は、 δ_１≒K₁・I_1q/I_1d ……（８） として簡略演算することができる。

一方、δ_ｒは、 として表わすことができる。ここで、誘導超電力Ｅ′_１
（＝ω_１・φ_2d）は、一次誘導超電力E₁（＝ω_１・
φ_１）に略等しく、従って、次式によりφ_2dを求め、こ
れによりＥ′_１を設定することができる。

φ_2d≒φ_１＝E_1o/ω_1o ……（10） ここに、φ₁:一次磁束鎖交数、E_1o:定格誘導超電力、
ω_1o:定格角周波数である。

V_1aの演算 一次電圧ベクトルV₁の振幅値V_1aは、前述の（６）式
によるδの演算結果を用いて、（４）式により演算する
ことができるが、ω_１が大きい場合には、（４）式にお
いて第１項≫第２項となり、第２項を無視することがで
きる。また、ω_１が小さい場合には、（４）式の第２項
における漏れインダクタンス降下は、抵抗降下に比較し
て小さいことから、V_1aは、次式に従い簡略化して演算
することができる。

V_1a≒（ω_１φ_１＋r₁・I_1q）cosδ −r₁・I_1d sinδ ……（11） 第５図（ａ），（ｂ）は、それぞれω_１及びI_1qに対
するV_1a及びδの演算結果を示したものであり、破線
は、前述した（３），（４）式による厳密な演算式に従
い計算した値を、実線は、（６），（11）式の簡略化し
た演算式に従い計算した値を示す。第５図（ａ）におい
ては、I_1qが大きくなると、実線で示した簡略演算値
は、破線で示した厳密演算値に比較してV_1aの値に誤差
を生じるが、定格負荷時においても、この誤差は−1.1
％と小さく問題とならない。なお、無負荷、すなわち、
I_1q＝０においては、全く誤差は生じない。また、第５
図（ｂ）におけるδの演算では、ω_１が小,I_1qが大の条
件で誤差を生じているが、この誤差は、後述するように
トルクに対する制御精度への影響が小さく問題はない。

前述したことから、第１図に示す電圧指令演算部６
は、δの演算を前述の（６），（８），（９）式に従っ
て行い、V_1aの演算を（11）式に従って行うように構成
すればよいことになる。第１図に示す電圧指令演算部６
において、I_1dの指令値Ｉ＊_1dに関する演算項は予め係
数として設定することができる。また、δ_ｒの演算では
除算を避けるため、変数ｘの逆数1/xを変数とするtan^-1
（1/x）の関数テーブルを用いて構成されており、これ
により、極力変数同志の乗除算を用いない構成として、
演算の簡素化を図っている。

第６図は前述の簡略化した電圧指令演算方式における
トルク制御特性を示している。同図におけるトルク精度
は、発生トルクγ_e/トルク電流I_1qの基準値に対する変
動割合である。同図から理解できるように、高速度運転
に比較して低速度運転時のトルク精度が劣るが、その変
動は0.5％以内と小さく、このことから、第１図に示す
実施例のような簡略式による電圧指令演算による電圧制
御によっても、充分な制御特性が得られることがわか
る。

次に、第１図に示す周波数制御部５の詳細な構成及び
その動作について説明する。前述したように、電動機の
入力電圧V₁の大きさと位相を制御して、誘導超電力（磁
束）が電流により変動しない条件で制御する場合、電動
機の等価回路は、第７図の鎖線内に示すように表わすこ
とができる。すなわち、この等価回路は、周波数ω＊_１
を制御することにより、すべり周波数ω_８＝ω＊_１−ω
_ｒが変化し、それに応じてトルク電流I_1qが変化し、こ
れにより、電動機の発生トルクτ_ｅが変化して回転速度
ω_ｒが変わることを表わしている。

ところで特開昭61−52176号公報に延べられているI_1q
に応じた周波数制御法は、第８図（ａ）に示すように、
比例−積分（Ｐ−Ｉ）補償の速度調節器（ASR）とその
内ループに電流調節器（ACR）を備え、I_1q及び速度指令
ω＊_ｒに基づいて一次周波数指令値ω＊_１を演算し、イ
ンバータの出力周波数を制御している。

しかし、これらASR,ACRを有する２重制御系の構成で
は、両者の伝達関数（応答）を考慮して干渉しないよう
に夫々の制御定数を設定しなければ逆に不安定になる恐
れがある。このように制御定数の設定、調整が複雑にな
る第８図（ａ）の制御構成は、インバータの負荷となる
誘導電動機の機種が様々な汎用タイプのものには適して
いない。そこで、ASR,ACRの制御機能を低下させること
なく、構成の簡単化を図る必要がある。

第８図（ｂ）〜（ｄ）は、構成の簡単化のためのASR,
ACRの省略化に際しての変換の経過を示すものである。
第８図（ｂ）は、ASRをＩ補償を省略してＰ補償のみと
し、ACRについては図の（ｉ）部を省略しＩ−Ｐ補償と
した。

第８図（ｃ）は、さらに、ASR,ACRとを一体化し、ま
た、Ｐ補償としたことによるASRのオフセット（ii）を
（iii）部に示す係数により補償したものである。第８
図（ｃ）をさらに整理すれば、第８図（ｄ）に示すよう
に簡素化される。いま、第８図（ｄ）において、I_1qか
らω＊_１までの伝達関数は次式で表わすことができる。

但し、K_cはACRの比例ゲイン、T_dはASR,ACRの変数から
成る時定数で、T_d＝1/K_A・K_C、K_AはASRの比例ゲイン、K
_Sはすべり係数である。

この（12）式において、第１項の一次遅れ要素はすべ
りに関係する電動機の２次時定数の数分の一以下となる
ため、省略（T_d＝０）としても特性上の差異は殆ど無
く、これを省略することができる。これを省略すると、
前記（12）式の伝達関数は、 と表わされる。この（13）式における第１項は、電動機
のすべりによる速度変動を補償するためのすべり補償
項、また、第２項は、トルク急変時及び速度指令変更時
に電流の過渡状態におけるオーバシュートや振動を防止
するための電流ダンピング制御（以下CDCという）に関
係した項であり、この項は、（13）式から明らかなよう
に不完全微分の形である。この（13）式により制御系を
構成すれば１重系となり、その制御定数の限定、調整の
簡単化が図れる。

第１図に示す本発明の実施例における周波数制御部５
は、この（13）式に従った演算を実行するように構成さ
れている。周波数制御部５内の２点鎖線で囲まれた部分
は、前述の不完全微分で構成された電流ダイビング制御
回路であり、I_1qを入力としてその変化分に相当した値
Δωを演算している。この値ΔωとI_1qにすべり係数K_s
を乗じたすべり周波数ω_ｓは、夫々負極性及び正極性で
速度指令ω＊_ｒを加算され、一次周波数指令ω＊_１が出
力される。なお、第１図の周波数制御部５内に示される
電流リミッタ51は、I_1qを入力として、その出力がω＊
_１に負極性で加算される。

次に、この周波数制御部の動作を説明する。前述した
電圧指令演算部６による本発明の電圧制御により、一次
電流のトルク電流成分の検出値I_1qは、誘導電動機のす
べり周波数に比例することになるので、I_1qに比例係数K
_Sを乗じるとすべり周波数ω_ｓを演算することができ
る。従って、負荷や速度が急峻に変化しない定数状態で
は、一次周波数指令ω＊_１は、ω＊_ｒ＋ω_ｓで制御され
ることになり、負荷が変動しても、電動機の回転速度ω
_ｒは、その指令値ω＊_ｒに一致して制御される。

一方、負荷や速度が急峻に変化する過渡状態において
は、例えば、第９図に実線で示すように、速度指令ω＊
_ｒにステップ指令が与えられた場合、すべり周波数が増
加するためI_1qは増加するが、このとき、電流ダンピン
グ制御（CDC）が働き、K_C及びT_dを定数とするI_1qの不完
全微分値Δωが速度指令ω＊_ｒに負極性で加算されるの
で、一次周波数指令ω＊_１の増加率は下り、I_1qの急峻
な増加を防止できる。

また、過負荷時には、電流リミッタ51が動作し、I_1q
がリミッタ51の設定値より大きくなると、I_1qに所定の
係数を乗じ、その出力値でω＊_１を低下させることによ
り、すべり周波数を適正値に制御し、電動機の過電流を
防止することができる。

いま、電流ダンピング係数K_Cを零に、すなわち、CDC
を行わないようにすると、電動機の制御特性は、第９図
の破線で示すようになり、速度指令のステップ変化に対
して、回転速度ω_ｒやトルク電流成分に脈動を生じる。
この脈動は、第７図に示す電動機の等価回路において、
一次周波数指令ω＊_１から回転速度ω_ｒまでの伝達関数
が、電動機の漏れインダクタンスによる時定数Ｔσの一
次遅れ要素及び機械系の慣性モーメントＪに関する積分
要素によって、系が二次系となるために発生する。本発
明によるCDCは、不完全微分を構成して、速度や電流を
不安定にする慣性モーメントに関する前述の積分要素の
影響を緩和し、系の安定性を保持する作用を有する。

また、CDCは、以下の作用をも有する。すなわち、第
１図の周波数制御部５は、すべり周波数の演算値ω_ｓを
正極性でω＊_１に加算してすべりを補正しているが、こ
のため、負荷増加時において、I_1qの増加によりω＊_１
が増加し、すべり補正を行わない場合に比べてすべりが
過大となり易く、過電流を発生し易い。しかし、CDCが
あることにより、周波数制御部５は、I_1qの変化分に応
じたΔωの値をω＊_１より減算して、すべりを適正値に
制御するため、この問題を解決することができる。

なお、（13）式は第10図の回路でも実現でき、（13）
式の第１項，第２項は第10図のＣ部,B部にそれぞれ相当
する。

第１図の実施例によれば、電流センサのみを用いてト
ルク電流成分の検出値I_1qを得、この値と一次周波数指
令ω＊_１に基づいて、電動機電圧の大きさと位相を制御
することにより、電動機磁束を一定に制御でき、さら
に、電流ダンピング制御により、ASR,ACRを用いること
なく、回路速度や電流を安定に制御できるという効果を
奏することができる。

なお、第１図の実施例は、トルク電流成分検出値I_1q
に基づいて制御演算を行っているが、制御精度がさほど
要求されない場合には、一次電流I_1qの大きさに基づい
て制御を行ってもよい。すなわち、第11図に示すように
負荷トルクが大きい領域では、I_1qは、I₁に漸近する特
性を示すため、I₁に基づいた制御も可能である。また、
電動機の励磁電流Ｉ＊_1qが一定であれば、 によりI_1qを演算してもよく、そのときのI_1qの極性（力
行，回生）は、インバータ１の直流電流の極性等から判
別することができる。

また、第１図の実施例は、電流ダンピング制御の不完
全微分で構成したが、この制御を微分で構成しても同様
なダンピング効果を得ることができる。さらに、この不
完全微分は、マイコンによるディジタル演算を用いる場
合、サンプル周期毎にI_1qの差分を演算することにより
簡単に構成することができる。

以上説明したように、上記の実施例によれば、速度セ
ンサや電圧センサを用いず、電流センサのみを用いた簡
単なシステム構成により電動機の制御ができ、その上、
ASRやACRを用いないため制御装置の取扱いが簡単になる
とともに、それらを用いないにもかかわらず、回転速度
や電流を高精度に制御できるという効果を奏することが
できる。

更に、上記実施例によれば、ベクトル制御における電
圧制御部の電圧指令演算の簡素化を図ることができるの
で、演算に要す時間の短縮で、マイコンの負担が軽減で
き、低処理速度の低コストマイコンが適用できるという
効果がある。また制御特性を劣化することなく演算式の
近似化を図ったことで、電動機定数の設定に伴う煩雑さ
が解消できベクトル制御の適用範囲を拡げるという効果
がある。

次に、第12図は第１図の制御システムに誘導電動機の
回転速度や電流のオーバシュートの発生を制御する手段
を付加した制御システムの構成図である。

第12図の制御システムにつき以下で説明る。同図の制
御システムにおいては、誘導電動機一次電流のトルク成
分を検出し、その検出値の不完全微分値に応じてインバ
ータ出力周波数及び出力電圧を制御すると共に、トルク
電流成分及びその不完全微分値より速度のオーバシュー
トを検出し、この信号に基づいて不完全微分を構成する
一次遅れ要素の時定数を小さくする。即ち、誘導電動機
一次電流のトルク電流成分検出値I_1qに応じてすべりを
補償し、また、速度やトルク急変時等の過渡状態におい
ては、I_1qの不完全微分値すなわちI_1qの変化分に応じて
周波数と電圧を補償制御して、すべりを適正に制御する
ので電流の脈動や過大を防止する。また、I_1qの不完全
微分値の極性とI_1qの個性を照合することで力行及び回
生各場合におけるオーバシュートが検出でき、その検出
信号に基づいて不完全微分の時定数を小さくすると、不
完全微分値による周波数及び電圧への補償量はすみやか
に減衰するためオーバシュートが発生することはない。

第12図中の破線で囲んだ部分は周波数制御部５であ
る。前記I_1qはすべり演算器50及び不完全微分器52に各
々入力され、すべり周波数ω_ｓ及びI_1qの変化分Δωを
演算する。各出力は加算器53において速度指令ω＊_ｒに
ω_ｓは加算、Δωは減算され一次周波数指令ω＊_１を出
力する。また、図中１点鎖線で囲む部分は速度オーバシ
ュート検出部555で、符号判別器54,55にはI_1q及びI_1qの
不完全微分出力値Δωが入力される。各々の符号信号は
排他的論理和器56で論理演算され、その出力に基づいて
不完全微分器52の時定数T_dあるいはゲインK_dを変化させ
る。

次に第12図の制御システムの動作を説明する。トルク
電流成分の検出値I_1qは誘導電動機のすべり周波数に比
例することから、該I_1qに比例係数K_Sを乗じることです
べり周波数ω_ｓは推定できる。従って、負荷や速度が急
峻に変動しない定常状態では、一次周波数指令ω＊_１は
速度指令ω＊_ｒとすべり周波数推定値ω_ｓの和で制御さ
れるため、負荷が変動しても回転速度ω_ｒはその指令値
ω＊_ｒ一致して制御される。

一方、負荷や速度が急峻に変化する過渡状態では、例
えば第13図に示すように速度指令ω＊_ｒにステップ指令
が与えられた場合、すべりの増加によりI_1qが増加す
る。しかし、このときI_1qを不完全微分した変化量Δω
がω＊_ｒより減算されるため、一次周波数指令ω＊_１の
増加率は下がり、該ω＊_１に応じて制御されるインバー
タの出力周波数及び出力電圧増加率が下がることから、
I_1qは急峻には増加しない。

これにより、本制御方式は速度推定値及び電流指令値
を演算しないが、上記した電流ダンビング制御によつて
すべりを常に適正に制御することから、ACRと同等な機
能を有している。

しかし、制御の応答性を向上させようにして上記電流
ダンピング制御を強くすると、すなわち不完全微分の時
定数を小さく、ゲインを大きくすると急峻や速度指令や
負荷の変動においては、第14図に示すようにI_1qの不完
全微分出力Δωによって一次周波数指令ω＊_１が定常値
以上となり、回転速度ω_ｒにオーバシュートを発生させ
る。しかし、同図I_1qとΔωの波形をみるとわかるよう
にω＊_１のオーバシュート時には両波形の極性は逆極性
となることに気付く、従って両者の極性の符号より判別
しオーバシュートが検出できることがわかる。そして、
その検出信号に基づいて完全演微分（K_d・S/（１＋T_d・
Ｓ）の時定数T_dあるいはゲインK_dを小さくすると、その
出力値Δωは急峻に減衰し、ω＊_１への影響はなくな
り、速度のオーバシュートは抑制できる。

第15図，第16図は不完全微分の時定数やゲインをオー
バシュート検出信号に基づき変化させる具体的方法を示
す。

第15図の実施例は、係数器521,一次遅れ522及び減算
器523からなる不完全微分構成ブロックにおいて、一次
遅れ522にフィードバックする係数器524を設け、この係
数K_Fをオーバシュート検出信号に基づき変化させように
したものである。ここで、定常時ではK_Fを零とするが、
オーバシュート時にはK_Fを所定値にする。これにより不
完全微分における一次遅れの時定数は1/（１＋K_F）倍に
減少される。なお、525は、係数器521の出力から係数器
524の出力を減算し一次遅れ522の入力に入力する減算器
である。

第16図の実施例は、係数器521,積分器526及び減算器5
23からなる構成において、積分器の出力その入力にフィ
ードバックする係数器524を設け、この係数K_Fを、通常
時ではK_F＝１とし、オーバシュート時にはK_Fを所定値
（K_F＞１）に変更するようにしたものである。これによ
り不完全微分における一次遅れ時定数は1/K_F倍に減少さ
れる。

なお、上記ではオーバシュート時において不完全微分
の時定数やゲインを変化させたが、第17図のように不完
全微分器52の出力側にスイッチ54を設け、オーバシュー
ト検出信号に基づいて該スイッチを入切してもオーバシ
ュートの発生は防止できる。

以上、第12図，第15図，第16図，第17図の実施例によ
れば、電動機一次電流のトルク電流成分I_1qの不完全微
分値Δωにより、一次周波数指令ω＊_１を制御し、すべ
りを適正に制御することから、急峻な速度や負荷変動に
対しても電流の脈動や過大が防止できる効果があり、ま
た速度検出器を用いることなく上記I_1q及びΔωに基づ
いて速度のオーバシュートが検出でき、その検出信号に
基づいて一次周波数ω＊_１を制御することでオーバシュ
ートが抑制できるため、回転速度や電流を高安定かつ高
精度に制御できるという効果がある。

なお、上述の制御システムではI_1qの変化量Δωを不
完全微分より求める構成としたが、微分で構成しても同
様な効果は得られることはもちろんである。

また、上記の制御システムにおいて、回生は行わず電
動運転のみ行う場合では上記I_1qの符号判別器は不要
で、Δωの符号判別器のみでオーバシュート検出は可能
である。

〔発明の効果〕 本発明によれば、電動機の一次電流のトルク電流成分
値の変化分に基づきインバータの出力周波数を制御する
ため、急峻な速度指令の変化や負荷トルク変動に伴う電
動機磁束の磁束変動を抑制し電動機電流の脈動や過大を
防止して、回転速度を高精度に制御することができる。
さらに、上記の出力周波数をトルク電流成分検出値の比
例分に基づいて演算される値で補正することにより、速
度センサ及び電圧センサを用いず、電流センサのみによ
る簡単なシステム構成で、しかも、ASR,ACRを不要とし
て、制御構成及び演算の簡素化を図れ、取扱いが簡単で
回転速度、電流を安定かつ、高精度な電動機の制御方法
が提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例である制御システムの基本構
成を示すブロツク図、第２図，第３図，第４図，第７
図，第８図は本発明の原理を説明する図、第５図，第６
図，第９図は本発明の一実施例の制御特性を説明する
図、第10図は第１図の制御システムの一部分の変形例を
示す図、第11図は電動機の電流特性を説明する図、第12
図は本発明の制御方法を適用した制御システムの別の実
施例のブロック図、第13図，第14図は第14図の実施例の
動作説明図、第15図〜第17図は第12図における一部分の
別な実施例を示す具体的構成図である。 〔符号の説明〕 １……電圧形PWMインバータ、２……誘導電動機、３…
…積分器、４……電流検出器、５……周波数制御部、６
……電圧指令演算部、７……３相電圧指令部。

フロントページの続き (31)優先権主張番号 特願昭62−287329 (32)優先日 昭62(1987)11月16日 (33)優先権主張国 日本（ＪＰ） (31)優先権主張番号 特願昭63−63528 (32)優先日 昭63(1988)３月18日 (33)優先権主張国 日本（ＪＰ） (31)優先権主張番号 特願昭63−84187 (32)優先日 昭63(1988)４月７日 (33)優先権主張国 日本（ＪＰ） (31)優先権主張番号 特願昭63−105301 (32)優先日 昭63(1988)４月27日 (33)優先権主張国 日本（ＪＰ） 特許法第30条第１項適用申請有り 昭和62年電気学会産 業応用部門全国大会（昭和62年８月27日〜29日、国立京 都国際会館）において文書をもって発表 (72)発明者 松井 孝行 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 久保田 譲 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (56)参考文献 特開 昭58−186399（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−162119（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−35179（ＪＰ，Ａ)

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流を交流に変換するインバータの交流出
   力周波数を、速度指令信号と誘導電動機一次電流のトル
   ク電流成分値に基づいて演算される周波数指令値によつ
   て制御し、該インバータの交流出力側に接続される誘導
   電動機を駆動制御する誘導電動機の制御方法において、 前記周波数指令値は、前記速度指令信号と、前記トルク
   電流成分値の不完全微分値とに基づいて演算されること
   を特徴とする誘導電動機の制御方法。
2. 【請求項２】請求項１において、前記トルク電流成分検
   出値の比例分に基づいて演算される値を前記周波数指令
   値に補正することを特徴とする誘導電動機の制御方法。
3. 【請求項３】請求項１において、前記不完全微分値の極
   性及び前記トルク電流成分値の極性、もしくは前記イン
   バータの直流側入力電流の極性より速度のオーバシユー
   トを検出し、該検出信号に基づいて前記不完全微分値の
   演算に用いる時定数あるいはゲインを変化させることを
   特徴とする誘導電動機の制御方法。