JPH03178589A - インバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は誘導電動機を駆動するインバータのベクトル
制御を行う制御装置、特に速度制御の精度と応答性の向
上に関するものである。

［従来の技術］ 第３図は直流電力を任意の周波数、電圧の交流１ａ力に
変換して誘導電動機を駆動する従来のインバータの制御
装置を示すブロック図である。図において、（１）はイ
ンバータ、〈２）はインバータ（１）で駆動される電動
機、（３）は電動機り２）の回転速度を検出する速度検
出器、（４）はインバータ（１）の出力電流のうち二相
、例えばＵ相の電流Ｌ　と■相の電流ｉ　を検出する電
流検出器てあｖ る。

（５）は電流検出器（４）で検出した電流へｉ　をトル
ク電流ｉ　と励磁電流ｉ、に電流座標■　　　　　　　
　　　　　　　　　　　γ変換する電流座標変換器、り
６〉は電動機り２）の速・　　　＊ 度数定値ωＪと励磁電流設定値ｌ　　と電流座δ 襟度換器（５）から送られるトルク電流ｉ　、励磁γ 電流ｉ、及び速度検出器（３）で検出した速度検出値ω
、よりインバータ（１）の出力周波数ω１を算＊ 出し、かつ出力電圧のトルク電圧Ｖ　　と励磁電γ ＊ 圧Ｖ　　及び出力電圧の位相θ１を算出し出力すδ る演算器である。

（７）は演算器（６）から送られるトルク電圧零 ｖ７＊と励磁電圧Ｖ　　及び位相θ１より三相のδ 出力電圧ｖ、、ｖ、、ｖ　　を決定する電圧座襟度換器
、（８）は電圧座標変換器（７）から送られる出力電圧
ｖ、、ｖ、、ｖ　　に直流母線電圧Ｖｄを乗算してイン
バータ（１）の各スイッチ素子をオン・オフするスイッ
チング波形を作成するＰＷＭ制御器である。

上記のように構成された制御装置の演算器（６）におけ
るベクトル制御の基本則は次の４式によっている。

ｖ　　＝Ｋ（ｉ　　＊−ｉ　　）＋Ｒ１１７＊ γ　　　　　　　　γ ＋Ｌ、ωｉＬδ　　　・・・（１） 本＝Ｋ（ｉ　　　　　　本　　−ｉ　　　　　　）　　
　＋　　Ｒ１１δ９δ　　　　　　　　δ　　　　　δ −σＬｌωｌ　１ア　　・・・（２〉 γ ＊−Ｋ。

＊ （ω　　　−ω　　）　　　　　　　・・・（３）１１ ω　−ｎω　＋Ｒ２ｉ　７／Ｌ２　ｉ　δ１ ＊ ・・・（４） ・　　＊ 電流ｉ　の差及び励磁電流設定値ｌ　　と励磁電γ　　
　　　　　　　　　　δ 流ｉ、の差の増幅ゲイン、ＫＩｌは速度設定値ω□本と
速度検出値ω　の差の増幅ゲイン、Ｒ１瓜 は負荷である電動機（２）の−次抵抗値、Ｒ２は電動機
（２）の二次抵抗値、Ｌｌは電動機（２〉の−次リアク
タンス、σは漏れ係数（σ−１−Ｍ２／Ｌ　　、Ｌ　　
）、ｎは電動機（２）の極対数である。

２ 第４図は上記基本則により構成される演算器〈６〉のブ
ロック線図を示す。図において、＜３１）〜（３４）は
減算器、（４１）〜（４４〉は加算器、（５１）〜（５
９）は増幅器、（ｅｌ）、（Ｒ１２）は乗算器、（７１
）は割算器、（８ｔ）は積分器、（９１）は励磁電流設
定器である。

次に上記のように構成された制御装置の動作を説明する
。

電流検出器（４）で検出した電流ｉ　　、ｔ　　が電ｕ
　　　　　　　Ｖ 点座標変換器（８）に送られると、電流座標変換器（６
）は次式に示す処理を行って、トルク電流１７と励磁電
流ｉ、を算出し、演算器（７）に送る。

但し、θニーω１ｔ ネ 演算器（６〉では速度設定値ω　　と速度検出器（３〉
で検出した電動機（２）の速度検出値ω　との差を減算
器（３１〉で算出し、算出した差（ω　１ω　）に増幅
器（５１〉でゲインＫ　を乗算して（３）Ａｌ１１ ・　＊ 式に示すトルク電流設定値ｌ　　算出する。

γ ・　＊ また、励磁電流設定値ｌ　　は電動機（２〉の速δ 度に応じて設定される。すなわち、速度検出値ω　を励
磁電流設定器（９１）に送り、励磁電流設定・　＊ 器（９１）で励磁電流設定値１　　を設定する。

δ また、（４）式に示すインバータ（１）の出力周波数ω
１は次のようにして算出される。まず、速度検出値ω　
を増幅器（５３）で０倍して、（４）式の第１項に示す
ｎω　を算出する。次に電流座標変換器（５）から送ら
れるトルク電流主　に珈幅器（５５）γ でゲインＲ／　Ｌ　２を乗算して割算器（７１）に送る
。

割算器（７１）では送られたＲ２１７／Ｌ２と励磁電・
　　零　　　− 流膜定値１　　かり、（４）式の第２項に示す二次δ ・　＊ 周波数Ｒｉ　　／Ｌ　　１　　　を算出する。この二２
　γ　　２　δ ・　＊ 次層波数Ｒｉ　　／Ｌ　　ｌ　　　が加算器（４３〉で
２　γ　　２　δ ｎω　に加算されてインバータ（１）の出力周波数ω１
を算出する。

＊ また、トルク電流設定値Ｉ　　とトルク電流γ ｌ　との差（ｉ　　＊−１）が減算器（３２）で算出γ
　　　　　　　　　　　　γ　　　　　　　γされ、こ
の差（ｉ　　＊−ｉ　　）に増幅器（５２）でゲγ　　
　　　　　　γ インＫが乗じられて（１）式の第１項に示す電圧成分Ｋ
（ｉ’−ｉ）が算出される。同時に、トγ　　　　　　
　　γ ルク電流ｉ　に増幅器（５４）でゲインＲ１が乗算さγ れ、（１）式の第２項に示す電圧成分ＲＩ　Ｌ　７が算
出される。一方、電流座標変換器（５〉から送られる励
磁電流ｉ　に増幅器（５７）でゲインＬ１が乗じδ られ、このＬ　１ｔ　ａに乗算器（６１）で出力周波数
ω１が乗算されて、（１）式の３項に示す電圧成分Ｌ１
ω１’６が算出される。これ、らの各電圧成分を加算器
（４１）　、　（４２）で加算することにより、（１）
本 式に示すトルク電圧Ｖ　　が決定される。

γ ＊ 一方、トルク電圧Ｖ　　と同様に、励磁電流段γ 定値ｉ　＊ 、　と励磁電流ｉ８、トルク電流１７及び出力周波数ω
１を用い、減算器（３３〉、ｉ曽幅器（５９）。

（５８）、（５Ｂ）　、乗算器（６２〉で（２）式各項
の電圧成分が算出され、加算器（４４）と減算器（３４
）により加減＊ 算されて（２〉式に示す励磁電圧Ｖ　　が決定されδ る。

また、出力周波数ω１は積分器（８１）に送られて時間
積分されて、θ１−ｊω、　ｄｔで示す電圧位相θ１が
決定される。

換器（７〉に送られ、電圧座標変換器（７）で次式に示
す処理が行われ、三相の出力電圧ｖｕ　＋　　■ｖ　１
ｖｗが算出される。

この出力電圧ｖｕ をＰＷＭ制御器 （８）に送り、ＰＷＭ制御器（８）でインバータ（１）
の各スイッチング素子のオン◆オフ信号を作り出す。

このようにインバータ（１）のベクトル制御を行うこと
により、電動機（２）の二次鎖交磁束のγ軸（トルク軸
）成分λ　は零となり、δ軸（励磁軸）γ の成分λ、は一定になって、電動機（２）の出カド・　
　＊ ルクτを励磁電流設定値ｌ　　とトルク電流１７δ の積に比例させることができ、優れた制御性能を得るこ
とができる。

第５図は速度検出器を用いない従来のインバータの制御
装置を示すブロック図、第６図は演算器のブロック線図
である。第３図及び第４図に示す従来例と実質的に同一
の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省略す
る。第５図において、第３図に示す従来例と相違すると
ころは電動機（２）にその回転速度を検出する速度検出
器（３）が設けられていない構成である。また、第６図
において第４図に示す従来例と相違するところは、速度
検出器（３）の代わりに誘導電動機シュミレータ（１０
ｘ）が設けられた構成である。この誘導電動機シュミレ
ータ（ｆｏｘ）は電流座標変換器（５）によって座標変
換されたトルク電流ｉ　と励磁電流ｉ。

γ 及び出力電圧と密接な関係のある直流母線電圧Ｖｄによ
り電動機（２）の速度ω。を推定するものであり、その
推定方式の一例は電気学会論文誌り分冊昭和６３年３月
号に掲載の“モデル範囲適応システムを応用した誘導電
動機の速度センサレスベクトル制御”に示されている。

零 皮膜定値ω　　と誘導電導機シュミレータ（ＬＱＸ）＊ の速度推定値ω　　との差を減算器（３１）で算出し、
口 零　′ 算出した差（ω　　−ω　）に増幅器（５１）でゲイＩ
ｌｌ　　　　　　　　　　　口 ・　＊ ンＫ　を乗算してトルク電流設定値ｌ　　を算出ｍ　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　γするものである。また、前述したベ
クトル制御の基本剤を示す４式のうち（３）式及び（４
）式は下記の如く表わされる。

本へ ’＊−Ｋ　　（ω　　−ω　）　　　　・・・（７〉γ
　ｍ印　ｍ ・＊ ω−ｎω＋Ｒｉ　／Ｌ　１・＝（８） １　　ｍ　２γ２δ ・＊ また、励磁電流設定値１　　は電動機（２）の速δ 度の推定値に応じて励磁電流設定器（９１）により設定
される。

更に、インバータ（１）の出力周波数ω１は電動機（２
）の速度推定値ω　を増幅器（５３）で０倍して、（８
）式の第１項に示すｎω　を算出するものである。

以上のようにこの従来例は第３図及び第４図に示す従来
例の速度検出器（３）の速度検出値の代わりに誘導電動
機シュミレータ００ｘ）の速度推定値を用いたものであ
り、それ以降の動作は、第３図及び第４図に示す従来例
の動作と実質的に同じである。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、上記のようにベクトル制御でインバータ
駆動の電動機を高精度で制御する場合には、電動機の定
数、例えば−次抵抗Ｒ１や二次抵抗Ｒ２が実際の電動機
の定数と一致している必要がある。特に二次抵抗Ｒ２が
電動機の温度上昇等により変化すると、その変化に出力
周波数ω１、トルク電圧νδ＊、励磁電圧Ｖδ本が追従
することができず、ベクトル制御が正しく行われなくな
る。このため励磁電流設定値が一定であるにもかかわら
ず二次鎖交磁束のδ軸成分λ、が一定にならず、γ軸成
分λ　も零にならないで、ベクＩ・ルγ 制御の目的の一つである電動機の出力トルクτを・　＊ 励磁電流設定値ｌ　　とトルク電流ｉ　の積に比δ　　
　　　　　　γ 例させることができなくなり、制御性能が悪くなるとい
う短所があった。

また、速度検出器を用いないベクトル制御の場合には誘
導電動機シュミレータ（ＩＯＸ）を用い、電動機（２）
の定数そのものをもとに電動機（２）の動きをシュミレ
ータしているため、上記と同様に電動機（２）の定数と
シュミレータとがずれたような場合には速度推定値がず
れることにより、系全体の安定性だけでなく、大きくず
れた速度で運転することとなるという短所があった。

この発明はかかる短所を解決するためになされたもので
あり、制御に用いられている電動機の一次抵抗、二次抵
抗の値と実際の抵抗値との間に差異が生じても正しくベ
クトル制御を行うことができるインバータの制御装置を
得ることを目的とするものである。

また、誘導電動機のシュミレータを用いず、電動機の定
数と制御に用いているその値の間に差異が生じても、そ
れをＮＯ正することにより、はぼ電動機の速度を推定す
ることができ、正しくベクトル制御を行うことができる
インバータの制御装置を得ることを目的とするものであ
る。

［課題を解決するための手段］ この発明に係るインバータの制御装置は、演算器のイン
バータの出力周波数を演算する手段に、励磁電流設定値
と励磁電流の差を積分し、この差に比例した出力周波数
の誤差を算出する比例積分手段を設け、比例積分手段で
誤差を算出したときに、その誤差でインバータの出力周
波数を補正することを特徴とする。

また、もう一つの発明に係るインバータの制御装置は、
速度設定値から発生トルクに関係した電流指令値を算出
する微分手段と、微分手段で算出した電流指令値と比例
積分手段で算出した出力周波数の補正値からトルク電流
指令値を算出するｌ・ルク電流指令値演算手段とを設け
、演算器でトルクの電流指令値演算手段が算出したトル
ク電流指令値と電流座標変換器からの電流成分によりイ
ンバータの出力周波数と、該出力周波数に同期した出力
電圧のトルク電圧成分と励！ｉａ電圧成分とを算出する
ことを特徴とする。

［作　用］ この発明においては、電動機の一次抵抗と二次抵抗の値
が温度上昇等により変動し、制御に用いている一次抵抗
と二次抵抗の値の間に誤差が生じたときに、励磁電流設
定値と励磁電流の差に誤差が生じるから、この誤差によ
りインバータの出力周波数を補正してベクトル制御を正
しく行い、二次鎖交磁束のγ軸成分λ　を零に近づけて
、電動γ ・　＊ 機の出力トルクを励磁電流設定値上　　とトルクδ ｉ　の積に比例させる。

γ また、もう一つの発明においては、従来例にある速度推
定値の代わりに、速度設定値を用い、速度設定値を微分
して発生トルクに関係した電流指令値を算出し、その電
流指令値を励磁電流設定値と励磁電流の差に比例する誤
差を算出する比例積分手段の出力に関係づけた値として
与えることにより、電動機の発生トルクが必要とする値
よりも大き過ぎるときはトルク電流を減少させるように
、逆の場合はトルク電流を増加させるように動作する。

［実施例］ 第１図はこの発明の一実施例に係る演算器（６）のブロ
ック線図を示す。なお、この実施例の制御装置全体構成
は第２図のブロック図に示したものと全く同じである。

また、第１図において、演算器（６〉の減算器（３１）
〜（３４）、加算器（４１〉〜（４４）、増幅器（５１
）〜（５９）、乗算器（６１）〜（６２）、割算器（７
１）、積分器（８１〉及び励磁電流設定器（９１）は第
３図に示した従来例と同じである。（９２）は電動機（
２）の回転方向を検出する回転方向検出器であり、回転
方向検出器（９２）は電動機（２）の回転速度を検出す
る速度検出器（３）からの速度検出値ω　が正転すなわ
ちω　≧０のと、きに−１、ω　く０のときに＋１とｍ なる符号関数ｓｇｎω　を出力する。（６３）は乗算器
口 ・　＊ であり、乗算器（６３〉は励磁電流設定値上　　と励δ 磁電流ｉ　の差（ｉ　＊−１ｅ）に回転方向検出δ　　
　　　　　　δ 器（９２）から送られる電動機（２〉の回転方向の極性
を乗算する。（８２）は比例積分器であり、比例積分器
〈８２）は比例ゲインＫ　と積分ゲインＫ　、を持ち、
乗算器（６３〉からの出力を積分する。この回転方向検
出器（９２〉と乗算器（６３）及び比例積分器り８２）
で出力周波数の誤差を検出する比例積分手段（９３）を
構成している。（４５）は加算器であり、加算器（４５
）は加算器（４３）から送られる出力周波数に比例積分
器（８２）から送られる誤差を加えて補正する。

上記のように構成された演算器（６）の基本則は次の４
式によっている。

本−Ｋ　（ｉ　　＊−ｉ　　）　＋Ｒ，，ｉアγ　　　
　　　　　　　　　γ　　　　　　　　γ＋σＬｌω１
１δ　　・・・（９） ネ　　−　Ｋ（ｉ　　　　　＊−ｉ　　　　　）＋ＲＹ
ｉ　　　δ７δ　　　　　　　　δ　　　　　δ −σＬ、ωｔ１７　　・・・（１０） ω　−ｎω　＋Ｒｉ／Ｌｉ　　本 ｌ　　　　　　　ｔＡ２　　　　γ　　　　２　　　δ
・　　−・　　＊ ＋　（Ｋ　　＋　Ｋ　　／Ｓ）（＋　６ｒ　６　　）　
３ｇｎω。

１ ・・・（１２〉 ここで（９）弐〜（１１）式は従来例の（１〉式〜（３
〉式と全く同じであり、インバータ（１）の出力周波数
ω１を示す（１２）式の第３項が従来例と異なり、この
第３項を比例積分手段（９３）で算出する。

次に、出力周波数ω１を比例積分手段（９３）により修
正する場合の原理を説明する。

電動機（２）の−次層波数に同期して回転する回転座標
γ軸とδ軸で表わした電動機（２）の電圧方程式は二次
周波数（ωｒ　　ｎω。）をω２とすると次式で与えら
れる。

ここで、λ　　とλ　　は二次の磁束鎖交数γＨδＨ λ　とλδを相互インダクタンスＭで割った値、γ σは漏れ係数（１−Ｍ　　／Ｌ１Ｌ２）である。

＊ 電動機（２）に励磁電圧■　　として００）式に示δ ＊ す電圧が加わる場合に、（１０〉式の電圧Ｖ　　とδ （１３）式の第２行に示す電圧Ｖ、が等しいとし、電動
機（２）の実際の一次抵抗値等と制御に用いられる一次
抵抗値とを区別するため、（１０）式に示すＲをＲ、σ
Ｌ１をσＬｌと表わすと １ ７６′″７δ 一−σＬ１ω１ ｉ　７＋　（Ｒ１十ａＬ、　Ｓ）　ｉ　δ（ｔ４）式を
整理すると、 また、 （１３）式の第４行は −Ｒ２１δ−Ｌ２″）２λγＨ ＋　（Ｒ十Ｌ２Ｓ） したがって λ　　　　−０ Ｈ ・・・（１６） この（１７）式を（１５）式に代入してＳλ　　を消去
し、δＨ ω　−ｎω　＋ω２を代入し、励磁電流設定値ｍ σＬ　−σＬ　とし、（Ｒ−Ｒ）ｉδは他の１　　　　
　１　　　　　　　　　ｉ　　　　１項に比べて小さい
から無視し、ｉδ祉λδＨとすると、 （１−σ）Ｌ　　ｎω、λ７Ｍ 七Ｋ　Ｃｉ　　＊ｌ　ａ　）　　・・・（１８）γ になる。

また、（１３）式の第３行より が得られる。

上記（１８）式より、λ　　は−Ｋ　（Ｌ　　＊−ｔ　
、ｙ　）γＨδ にほぼ比例する。そして、λ　　を増加させるた７Ｍ めには、（１９）式より二次周波数ω２を減少させ、逆
にλ　　を減少させるためには二次周波数ω２γＭ を増加させれば良いことがわかる。

したがって、ベクトル制御によりλ　　を零にγＨ するためには、ω　〉０の場合 −Ｋ（ｉ　　＊−ｉδ）〉０のときには二次周波数δ を増加し、−Ｋ（ｉ　　＊−ｉδ）＜０のときにはδ 二次周波数の２を減少するという制御を行えば良い。

そこで、出力周波数ω１を（１２）式の第３項に示・　
　＊ す（Ｋ　　＋Ｋ　　／５）（ｉ　　−ｉ　　　）ｓｇｎ
ω　　で修ＰＩ　　　　　　　　δ　　　　δ　　　　
　　　　　　ｍ正することによりベクトル制御を正しく
行うことができる。

すなわち、第１図に示す回転方向検出器（９２）でω　
１０のときに−１、ω　くＯのときに＋１１ｍ　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
ｌｌｌになる電動機（２）の回転方向を示す符号関数ｓ
ｇｎω　を求め、この符号関数ｓｇｎω　を乗算器ｌ　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　ＩＩ・　　＊ （６３）で励磁電流設定値ｌ　　と励磁電流ｉ、の差δ （ｉ”−ｉ、）に乗算する。この乗算した値をδ 比例積分器（８２）に送り（１”　−ｉ　ａ　）に比例
δ した出力周波数の誤差を算出し、算出した誤差・本 （Ｋ　　十Ｋ　　／Ｓ）（ｉ−ｌ）ｓｇｎω　　を加算
Ｐ　１　　δ　δ　　Ｉ 器（４５）に送る。そして、加算器（４５〉から電動機
（２〉の実際の抵抗値に応じて修正した出力周波数ω１
を送り出し、修正した出力周波数ω１でトル木本 り電圧Ｖ　　と励ｔｉ！Ｌ電圧■　　及び電圧位相θ１
γ　　　　　　　　　　　　　δ を算出して、電圧座標変換器（７）に送る。

電圧座標変換器（７〉は送られたトルク電圧＊ Ｖ７　等により三相の出力電圧ｖｕ、ｖ、、ｖ、を算出
し、この出力電圧によりＰＷＭ制御器（８）でインバー
タ（１）のスイッチング素子のオン・オフ信号を作り出
す。

第２図はこの発明のもう一つの実施例に係る演算器（６
）のブロック線図を示す。第２図において、第１図に示
す実施例と同一の構成は同一符号を付して重複した構成
の説明を省略する。（１０１）は速度設定値ωＪの変化
量検出器、（１０２）は変化量検出器（１０１）が検出
した変化量を制限する制限器、（１０３）は速度設定値
の変化量に制限を加えた値から時間積分を行ない、速度
設定値が連続となるよ＊　− うにする積分器、（１０４）は速度設定値ω　　かや発
生したｌ・ルクに関係した電流指令値を算出する積分手
段、（１０５）は微分器（１０４）の電流指令値と、比
例積分手段（９３）の出力周波数の補正値とを加算する
加算器である。この加算器（１０５）と僧幅器（５１）
でトルク電流指令値を算出するｌ・ルク電流指令値演算
手段（ｉｏｅ）を構成している。

次に、この実施例の動作について説明する。

まず、第２図における基本則を示すと次の４式％式％） （２１） ＊＋Ｒｉ　　／（Ｌ　　Ｌ　　　） ・　　＊ １　　　　　　　ｍ　　　　　　　２　　　　γ　　　
　　　２　　　δ＋（Ｋ　　＋Ｋ　　／Ｓ）　　（ｉ　
　−ｉ　　本）Ｐ　　　　　１　　　　　　　　　　δ
　　　　δＳｇｎω　＊　　　　　　　　　　　・・・
（２２〉この式によれば、（２２）式の第３項のＰ−Ｉ
制御器は、二次鎖交磁束のうち、λ　′→０とするよγ うにω１が変化し、最終的に電動機の速度は設定値にな
り、この状態では理想的なベクトル制御′　＊が行なわ
れる。Ｒｔ λ　′−０．λδ’　　ｍ　ｌδ γ やＲ２に若干の推定誤差があっても実用上問題のないこ
とは、第１図に示す実施例と同様である。

・本 次にトルク電流指令値ｌ　　は次式にて与える。

γ ・　＊ １７−Ｋ　［Δｉ＊−ａ　（Ｋ　ｐ　十Ｋ　ｒ／−τ ・　＊ Ｐ）　　　（ｉ−１）Ｓｇｎω　τ］ δ　　δ　　　　　口 ・・・（２３〉 この式を行なっているのが、第２図の（１０１）〜（１
０４）及び（４５）である。

・　　　＊ （２３〉式でΔ１　　は発生トルクτに関係した電τ 流指令で、電動機が正のトルクを発生すべき時は・　＊ Δ１　　を正の値に、負のトルクに対してはτ ・　＊ Δｌ　　を負の値に選ぶ。なお、速度設定値τ ω。＊は電動機が十分追従可能なように変化量検出器（
ｌｏｔ）で変化率を制限器（１０２）で制限した後に、
積分器（１０３）で連続的に変化するように戻されてい
る。

（２３〉式では、発生トルクが必要とする値よりも大き
過ぎ二次磁束が回転磁界の磁軸δよりも進むとき（時計
方向を正とする）には、λ　　〉０でγ ある。逆に、λ　　く０は発生トルクが不足するγ 場合に生じる。

したがって、λ　　〉０の時はトルク電流ｉアγ を減少させるように、逆の場合はｉ　を増加させγ るように動作させている。

＊ また、実施例では、速度設定値ω　　に制限を設けてい
るが、 ・　　＊ とじており、加速トルクが必要な場合に１　　をγ 増加させるようにしている。これによりω　−０の近傍
では、（ｉ　　＊−Ｌ　　）からはλ　′の推δ　　　
　　　δ　　　　　　　　　γ定は不可能となる点を補
っている。

［発明の効果］ 以上説明したように、この発明は電動機の一次抵抗と二
次抵抗の値が温度上昇により変動し、制御に用いている
一次抵抗と二次抵抗の値の間に誤差が生じたときに、励
磁電流設定値と励磁電流の差に誤差が生じるから、この
誤差によりインバータの出力周波数を補正したベクトル
制御を正しくて、電動機の出力トルクを励磁電流設定値
ｉ　＊δ とトルク電流ｉ　の積に比例させることができるγ から、誘導電動機の速度制御を高精度かつ高応答で行う
ことができるという効果がある。

また、もう一つの発明は誘導電動機のシュミレータを用
いず、速度推定値の代わりに速度設定値を用いるように
したので、誘導電動機シュミレータを用いたときの電動
機定数のズレに起因する系の不安定性などの問題を生じ
させず、更に速度設定値を微分して発生トルクに関係し
た電流指令値を算出し、その電流指令値を励磁電流設定
値と励磁電流の差に比例する誤差を算出する比例積分手
段の出力に関係づけた値として与え、誘導電動機の発生
トルクが必要とする値よりも大き過ぎるときはトルク電
流を減少させるようにし、逆の場合はトルク電流を増加
させるように動作させるようにしたから、速度設定値を
用いるだけで、誘導電動機の速度制御を高精度かつ高応
答で行うことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示すブロック線図、第２図
はもう一つの発明の実施例を示すブロック線図、第３図
は従来のインバータの制御装置を示すブロック図、第４
図は同従来例を示すブロック線図、第５図はもう一つの
従来のインバータの制御装置を示すブロック図、第６図
は同従来例を示すブロック線図である。 （１）・・・インバータ、（２）・・・電動機、（３）
・・・速度検出器、（４〉・・・電流検出器、（５）・
・・電流座標変換器、（８）・・・演算器、（７）・・
・電圧座標変換器、（８）・・ＰＷＭ制御器、（３１）
〜（３４〉・・・減算器、（４１）〜（４５〉・・・加
算器、（５１）〜（５９）・・・増幅器、（６１）〜（
６３）・・・乗算器、（７１〉・・・割算器、（８１）
・・・積分器、（８２）・・・比例積分器、（９１〉・
・・励磁電流設定器、（９２）・・・回転方向検出器、
（９３〉・・・比例積分手段、（ｌｏｔ）・・・変化量
検出器、（１０２）・・・制限器、（１０３）・・・積
分器、（１０４）・・・微分器、（１０５）・・・加算
器、（１０Ｂ）・・・トルク電流指令値演算手段。 なお、各図中同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）誘導電動機の回転速度を検出する速度検出器と、
   誘導電動機を駆動するインバータの出力電流のうち二相
   の電流を検出する電流検出器と、該電流検出器で検出し
   た電流をトルク電流成分と励磁電流成分に変換する電流
   座標変換器と、上記速度検出器からの速度信号と電流座
   標変換器からの電流成分によりインバータの出力周波数
   と、該出力周波数に同期した出力電圧のトルク電圧成分
   と励磁電圧成分とを算出する演算器と、該演算器で算出
   した２軸の電圧成分をインバータの出力周波数の三相交
   流電圧に変換する電圧座標変換器と、該電圧座標変換器
   で変換した三相交流電圧よりインバータの各スイッチン
   グ波形を生成するＰＷＭ制御器とを有するインバータの
   制御装置において、上記演算器のインバータ出力周波数
   演算手段に、励磁電流設定値と励磁電流の差に比例する
   誤差を算出する比例積分手段と、該比例積分手段により
   算出した誤差により出力周波数を補正する補正手段とを
   備えたことを特徴とするインバータの制御装置。
2. （２）速度設定値から発生トルクに関係した電流指令値
   を算出する微分手段と、微分手段で算出した電流指令値
   と上記比例積分手段で算出した出力周波数の補正値から
   トルク電流指令値を算出するトルク電流指令値演算手段
   と、トルク電流指令値演算手段で算出したトルク電流指
   令値と電流座標変換器からの電流成分によりインバータ
   の出力周波数と、該出力周波数に同期した出力電圧のト
   ルク電圧成分と励磁電圧成分とを算出する演算器とを備
   えたことを特徴とする請求項１記載のインバータの制御
   装置。