JPS61240875A - 三相誘導電動機の制御方法 - Google Patents
三相誘導電動機の制御方法Info
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- JPS61240875A JPS61240875A JP60079257A JP7925785A JPS61240875A JP S61240875 A JPS61240875 A JP S61240875A JP 60079257 A JP60079257 A JP 60079257A JP 7925785 A JP7925785 A JP 7925785A JP S61240875 A JPS61240875 A JP S61240875A
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
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- H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、電源電圧が変動した場合にも、出力を一定に
制御する、三相誘導電動機の制御方法に関する。
制御する、三相誘導電動機の制御方法に関する。
（従来技術と本発明が解決しようとする問題点）最近の
三相誘導電動機の制御は、 （１）インバータにより、電動機に印加される電源の周
波数、電圧を制御する方式。
三相誘導電動機の制御は、 （１）インバータにより、電動機に印加される電源の周
波数、電圧を制御する方式。
（２）電動機の固定子電流を瞬時値制御して１分巻直流
機と等価なトルク発生を行なうベクトル制御力°式、 のいずれかの方式による場合が多くなってきている。
機と等価なトルク発生を行なうベクトル制御力°式、 のいずれかの方式による場合が多くなってきている。
ところで、誘導電動機の出力は、一般に電動機に印加さ
れる電圧に対して、２乗に比例して変化するため、イン
バータ方式でもベクトル制御方式でも、交流入力電圧が
大きく変化すると、出力変動が生じる。このような出力
変動を防止するため、インバータ方式においては交流入
力電圧に応じてパルス幅を変化させる。また、ベクトル
制御方式では、交流入力電圧に応じて、最大すべり量を
変化させる、等の対策を講じているが、誘導電動機の出
力を一定にする上では十分な効果が得られていなかった
。
れる電圧に対して、２乗に比例して変化するため、イン
バータ方式でもベクトル制御方式でも、交流入力電圧が
大きく変化すると、出力変動が生じる。このような出力
変動を防止するため、インバータ方式においては交流入
力電圧に応じてパルス幅を変化させる。また、ベクトル
制御方式では、交流入力電圧に応じて、最大すべり量を
変化させる、等の対策を講じているが、誘導電動機の出
力を一定にする上では十分な効果が得られていなかった
。
本発明は、このような従来技術の問題点を解消し、交流
入力を直流に変換した。直流リンク部の電圧を検出し、
その電圧に対応して磁束指令を変化させることにより、
電源電圧が変動しても出力が一定となるように制御する
三相誘導電動機の制御方法を提供することを目的とする
ものである。
入力を直流に変換した。直流リンク部の電圧を検出し、
その電圧に対応して磁束指令を変化させることにより、
電源電圧が変動しても出力が一定となるように制御する
三相誘導電動機の制御方法を提供することを目的とする
ものである。
（作用）
本発明は、通常のベクトル制御タイプの制御回路にさら
に次の機能を付加することにより、ＡＣ入力電圧が変化
しても誘導機の出力が一定となるように制御する。すな
わち、ＡＣ入力を直流に変換したＤＣリンク部の電圧を
検出し、その電圧に対応して、磁束指令を変化させる。
に次の機能を付加することにより、ＡＣ入力電圧が変化
しても誘導機の出力が一定となるように制御する。すな
わち、ＡＣ入力を直流に変換したＤＣリンク部の電圧を
検出し、その電圧に対応して、磁束指令を変化させる。
つまり電圧が低いときには、基底速度以上の磁束指令を
増加し三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を大きくして、
モータの端子電圧を大きくし、一定出力を得る。
増加し三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を大きくして、
モータの端子電圧を大きくし、一定出力を得る。
逆に電圧が高いときには基底速度以下の領域が磁束指令
を減少し、三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を小さくし
て誘導機の端子電圧を小さくし、一定出力を得るもので
ある。
を減少し、三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を小さくし
て誘導機の端子電圧を小さくし、一定出力を得るもので
ある。
（実施例）
以下、図により本発明の一実施例について説明する。第
１図は、ＰＷＭ回路によりパルス幅制御する。三相誘導
電動機のベクトル制御に本発明を用いた例の概略のブロ
ック図である。第１図について説明する前に、第２図〜
第６図により１本発明の前提となる技術について説明す
る。
１図は、ＰＷＭ回路によりパルス幅制御する。三相誘導
電動機のベクトル制御に本発明を用いた例の概略のブロ
ック図である。第１図について説明する前に、第２図〜
第６図により１本発明の前提となる技術について説明す
る。
第２図は、三相誘導電動機の一相分の等価回路第３図は
ベクトル図、第４図、第５図は特性の説明図である。三
相誘導電動機のベクトル制御は次のようにして行なう。
ベクトル図、第４図、第５図は特性の説明図である。三
相誘導電動機のベクトル制御は次のようにして行なう。
（１）速度指令ωＣを設定する。
（２）電動機速度ωｍを検出する。
（３）ωＣとωｍの減算により、トルク指令Ｔｃを求め
る。
る。
（４）すべり周波数の推定値ω′Ｓを、ω’ ｓ＝に６
ＸＴｃＸ０ｍ （Ｋｏは常数）として求める。
ＸＴｃＸ０ｍ （Ｋｏは常数）として求める。
（５）励磁周波数の推定値ω′Ｏを、
ω’ｏ＝ωｍ＋ω′Ｓ
として求める。
（６）第４図の特性図より、励磁周波数ω′０に対応す
る磁束Φを求める。
る磁束Φを求める。
（７）巻線抵抗の測定、無負荷試験および拘束試験を行
ない、第２図の等価回路、第３図のベクトル図より、−
次誘起電圧Ｅ１、励磁電流工。の鉄損電流ＩＯｉおよび
磁化電流Ｉ。Ｍ、励磁抵抗ＲＯ１励磁リアクタンスＬｏ
の値をそれぞれ求める（８）回転磁界の磁束Φを基準位
相として、回転している座標系を固定した座標系へ変換
する。即ち、 ■励磁電流″Ｘｏは、Φ軸方向成分ｉ。ＨとＥ、軸方向
成分ｉ。ｉのベクトル和として、次のように求められる
。
ない、第２図の等価回路、第３図のベクトル図より、−
次誘起電圧Ｅ１、励磁電流工。の鉄損電流ＩＯｉおよび
磁化電流Ｉ。Ｍ、励磁抵抗ＲＯ１励磁リアクタンスＬｏ
の値をそれぞれ求める（８）回転磁界の磁束Φを基準位
相として、回転している座標系を固定した座標系へ変換
する。即ち、 ■励磁電流″Ｘｏは、Φ軸方向成分ｉ。ＨとＥ、軸方向
成分ｉ。ｉのベクトル和として、次のように求められる
。
Ｅｌ軸方向成分１２ωとのベクトル和として１次のよう
に求められる。
に求められる。
Ｉ２ ＝Ｉ２Ｍ＋Ｉ２ ｉ
■磁束Φは、
Ｅ、＝ｄΦ／ＣＵｔ
＝ＬＯＸ （ｃｔｉｏ ／ｄｔ）
−ｄ （Ｌｏ−ＩＯＭ ） ／ｄｔ
より、
Φ＝Ｌｏ ・工。Ｍ
として求められる。
次に、第５図の特性図より、
ＩｏＭ＝Φ／ Ｌ 。
■。ｉ＝にω′０Φ（Ｋは常数）
を求める。
（９）二次電流Ｉ２のＥｌ軸方向成分Ｉ２ｗを、Ｉ２ｗ
＝（Ｔｃ／Φ） より求める。
＝（Ｔｃ／Φ） より求める。
（１０）すべり周波数ωＳを、第６図の特性図より決定
する。
する。
（１１）二次電流のΦ方向成分Ｉ２Ｍを、Ｉ２Ｍ＝Ｉ２
’ＷＸω５Ｘ（Ｌ２／Ｒ２）より求める。
’ＷＸω５Ｘ（Ｌ２／Ｒ２）より求める。
（１２）−次電流工１のΦ方向成分を、１１ （Φ）＝
Ｉ。Ｍ ＋Ｉ２Ｍ より求める。
Ｉ。Ｍ ＋Ｉ２Ｍ より求める。
（１３）−次電流ＩｆのＥ１１方向性を、１１ （Ｅ
ｌ ）＝Ｉ（１ｉ＋Ｉ２ｗより求める。
ｌ ）＝Ｉ（１ｉ＋Ｉ２ｗより求める。
（１４）励磁周波数ωＯを、
ω ０ ＝ ω ｍ ＋ ω Ｓ
より求める。
次に、第１図のブロック図に戻り、このブロック図につ
いて説明する。交流電源に整流回路ａを接続して直流電
圧を得、この直流電圧をインノ（−タＣに印加する。こ
の直流リンク回路には、詳細を後述する直流電圧検出回
路すを接続する。インバータの出力電圧は、ＰＷＭ回路
及び電流制御回路ｍによりパルス幅制御され、三相誘導
電動機ｄに印加する。
いて説明する。交流電源に整流回路ａを接続して直流電
圧を得、この直流電圧をインノ（−タＣに印加する。こ
の直流リンク回路には、詳細を後述する直流電圧検出回
路すを接続する。インバータの出力電圧は、ＰＷＭ回路
及び電流制御回路ｍによりパルス幅制御され、三相誘導
電動機ｄに印加する。
一方、速度指令ωＣと、速度検出器ＰＧにより検出され
た電圧信号を、Ｆ／Ｖ変換器Ｏを通して得られた電動機
速度ωｍとが比較器に入力され、偏差信号よりトルク指
令Ｔｃが得られる。この速度指令は、ＰＩ、クランプ回
路ｇを通して修正されて、実際のトルク指令Ｔｍを形成
する。以後前記（４）〜（１４）で説明したところによ
り、−次電流１１と励磁周波数ω０とを求めて、これら
を２−３相変換回路見に印加する。２−３相変換回路見
では、直交する２相電流を３相電流に変換し、３相の各
相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを形成してＰＷＭ回路および電
流制御回路ｍに入力する。一方、この回路ｍには、ｃ”
ｒｌ、ｃ”ｒ２により電動機の入力電流がフィードバッ
クされ、２−３相変換回路の出力電流と比較されて、各
相の指令電流ＩがインバータＣに送出される。
た電圧信号を、Ｆ／Ｖ変換器Ｏを通して得られた電動機
速度ωｍとが比較器に入力され、偏差信号よりトルク指
令Ｔｃが得られる。この速度指令は、ＰＩ、クランプ回
路ｇを通して修正されて、実際のトルク指令Ｔｍを形成
する。以後前記（４）〜（１４）で説明したところによ
り、−次電流１１と励磁周波数ω０とを求めて、これら
を２−３相変換回路見に印加する。２−３相変換回路見
では、直交する２相電流を３相電流に変換し、３相の各
相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを形成してＰＷＭ回路および電
流制御回路ｍに入力する。一方、この回路ｍには、ｃ”
ｒｌ、ｃ”ｒ２により電動機の入力電流がフィードバッ
クされ、２−３相変換回路の出力電流と比較されて、各
相の指令電流ＩがインバータＣに送出される。
次に１本発明の特徴である直流電圧検出回路の作用につ
いて説明する。ここで、ＰＷＭ回路において、電圧指令
振幅と実際の電動機の端子電圧との関係を考えると、Ｐ
ＷＭ回路の内部で三角波が形成される場合に、その三角
波の利用をどの程度にするかにより出力電圧が異なる。
いて説明する。ここで、ＰＷＭ回路において、電圧指令
振幅と実際の電動機の端子電圧との関係を考えると、Ｐ
ＷＭ回路の内部で三角波が形成される場合に、その三角
波の利用をどの程度にするかにより出力電圧が異なる。
いま、第７図（ａ）に示すように三角波の振幅をＢ、Ｐ
ＷＭ信号の振幅をＡとすると、その振幅比Ａ／Ｂが１以
下では、第８図におけるＵ点の出力Ｖｕは１周期をＴと
すると、 Ｖ ｕ ＝ （ＴＯＮ１／ Ｔ） ＸｆｆＶａｃ（
（１＋ ｓｉｎθ）１２）電動機に印加されるＵ−Ｖ間
の線間電圧は、Ｖ ｕ−ｖ ＝ （Ｔｏ）Ｊ４／Ｔ
） ｘｒ２Ｖ ａ ｃ× （ぼ ｃｏｓ （θ−６０
’）／２）＝ （Ａ／Ｂ）ｘｆｆｖ ａ ｃ ×（（汀／２）’／ｆｆ） ＝ＣＴｏｗイ ／Ｔ）ＸＶｄｃ × （汀／２）Ｘ （ｔ／ｉ） 但し、Ｖａｃ ：実効値 Ｖｄｃ ：設定値（直流電圧） 次に、振幅比Ａ／Ｂが１以上である場合についてインバ
ータを構成するトランジスタのベース信号の制御を考え
ると、第７図（ｂ）に示すように、（Ａ／Ｂ）の比が１
を越える毎にインバータのＴｒのベース信号をオフする
方法があるが、この方法では、出力電圧が上がらない、
スイッチング損失が大きい、等の欠点がある。なお、第
９図に振幅比Ａ／Ｈに対する線間電圧Ｖｕ−ｖの変化の
様子を示す。
ＷＭ信号の振幅をＡとすると、その振幅比Ａ／Ｂが１以
下では、第８図におけるＵ点の出力Ｖｕは１周期をＴと
すると、 Ｖ ｕ ＝ （ＴＯＮ１／ Ｔ） ＸｆｆＶａｃ（
（１＋ ｓｉｎθ）１２）電動機に印加されるＵ−Ｖ間
の線間電圧は、Ｖ ｕ−ｖ ＝ （Ｔｏ）Ｊ４／Ｔ
） ｘｒ２Ｖ ａ ｃ× （ぼ ｃｏｓ （θ−６０
’）／２）＝ （Ａ／Ｂ）ｘｆｆｖ ａ ｃ ×（（汀／２）’／ｆｆ） ＝ＣＴｏｗイ ／Ｔ）ＸＶｄｃ × （汀／２）Ｘ （ｔ／ｉ） 但し、Ｖａｃ ：実効値 Ｖｄｃ ：設定値（直流電圧） 次に、振幅比Ａ／Ｂが１以上である場合についてインバ
ータを構成するトランジスタのベース信号の制御を考え
ると、第７図（ｂ）に示すように、（Ａ／Ｂ）の比が１
を越える毎にインバータのＴｒのベース信号をオフする
方法があるが、この方法では、出力電圧が上がらない、
スイッチング損失が大きい、等の欠点がある。なお、第
９図に振幅比Ａ／Ｈに対する線間電圧Ｖｕ−ｖの変化の
様子を示す。
本発明においては、ＰＷＭ信号の振幅Ａが三角波の振幅
Ｂを越えた範囲では、第７図（ｃ）、（ｄ）に示すよう
にＴｒを全部オンにするものである。即ち、直流電圧が
低いときには、基底速度以上の磁束指令Φを増加して、
三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を大きくして、電動機
の端子電圧を大きくして、一定出力が得られるようにす
る。また、直流電圧が高いときには、基底速度以下の領
域から磁束指令を減少し、三角波に対するＰＷＭ回路の
振幅を小さくし、電動機の端子電圧を小さくして、一定
出力が得られるようにする。このような制御は、第１図
のブロック図において、励磁周波数と磁束との関係を示
すデータマツプｉに、直流電圧検出回路すの検出電圧Ｖ
ｄｃを入力して、磁束Φを直流電圧Ｖｄｃに応じて修正
することにより行なう。
Ｂを越えた範囲では、第７図（ｃ）、（ｄ）に示すよう
にＴｒを全部オンにするものである。即ち、直流電圧が
低いときには、基底速度以上の磁束指令Φを増加して、
三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を大きくして、電動機
の端子電圧を大きくして、一定出力が得られるようにす
る。また、直流電圧が高いときには、基底速度以下の領
域から磁束指令を減少し、三角波に対するＰＷＭ回路の
振幅を小さくし、電動機の端子電圧を小さくして、一定
出力が得られるようにする。このような制御は、第１図
のブロック図において、励磁周波数と磁束との関係を示
すデータマツプｉに、直流電圧検出回路すの検出電圧Ｖ
ｄｃを入力して、磁束Φを直流電圧Ｖｄｃに応じて修正
することにより行なう。
なお、誘起電圧補正回路ｎは、電動機の速度信号ωｍに
対する誘起電圧の値を補正して、ＰＷＭ、電流制御回路
ｍに印加する。
対する誘起電圧の値を補正して、ＰＷＭ、電流制御回路
ｍに印加する。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、三相誘導電動機
に印加される電圧が変動した場合にも、出力を一定に制
御する、三相誘導電動機の制御方法が得られる。
に印加される電圧が変動した場合にも、出力を一定に制
御する、三相誘導電動機の制御方法が得られる。
第１図は本発明の概略のブロック図、第２図は等両回路
、第３図はベクトル図、第４図〜第９図は特性の説明図
である。 ａ・・・整流回路、ｂ・・・直流電圧検出回路、Ｃ・・
・インバータ、ｄ・・・三相誘導電動機、ｅ・・・速度
発電機、ｉ、ｊ・・・データマツプ、ｍ・・・ＰＷＭ回
路、電流制御回路。 特許出願人 ファナック株式会社 代 理 人 弁理士 辻 實 第２図 第４図 （１）。 第５図 ｔｌ）６ 第６図 第７図 才辰幅ｐし Ａ４ 手続補正書（自発） 昭和に７年 ど月２６日 昭和６０年 特許願 第０７９２５７号２、発明の名称 三相誘導電動機の制御方法 ３、補正をする者 喜件との関係 特許出願人 名称 ファナック株式会社 代表者 稲 葉 清右衛門 ４、代理人 住所 〒１０１東京都千代田区神田小川町３−１４明
細 書 １６発明の名称 三・相誘導電動機の制御方法 ２、特許請求の範囲 交流入力を直流に変換し、該変換された直流が印加され
るインバータの出力により、三相誘導電動機をベクトル
制御する三 ｆ：１′ 動に拘らず、一定出力の制御を行なうことを特徴とする
三相誘導電動機の制御方法。 ３、発明の詳細な説明 （産業上の利用分野） 本発明は、電源電圧の変動を検出して、出力を一定に制
御する三相誘導電動機の制御方法に関する。 （従来の技術） 最近の三相誘導電動機の制御は、 （１）インバータにより、電動機に印加される電源の周
波数、電圧を制御する方式、 （２）電動機の固定子電流を瞬時値制御して、分巻直流
機と等価なトルク発生を行なうベクトル制御方式、 のいずれかの方式による場合が多くなってきている。 （本発明が解決しようとする問題点） ところで、誘導電動機の出力は、一般に電動機に印加さ
れる電圧に対して、２乗に比例して変化するため、イン
バータ方式でもベクトル制御方式でも、交流入力電圧が
大きく変化すると、出力変動が生じる。このような出力
変動を防止するため、インバータ方式においては交流入
力電圧に応じてパルス幅を変化させることで対処し、ま
た、ベクトル制御方式では、交流入力電圧に応じて、最
大すべり量を変化させる、等の対策を講じているが、誘
導電動機の出力を一定にする上では十分な効果が得られ
ていなかった。 本発明は、このような従来技術の問題点を解消し、交流
入力から変換される直流電圧を、直流リンク部の電圧と
して検出し、その電圧に対応して磁束指令を変化させる
ことにより、電源電圧が変動しても出力が一定となるよ
うに制御する三相誘導電動機の制御方法を提供すること
を目的とするものである。 （問題点を解決するための手段） 本発明の三相誘導電動機の制御方法は、交流入力電圧を
直流に変換するＤＣリンク部での電圧を検出するステッ
プと、前記入力電圧が低いときには、基底速度以北の磁
束指令を増加し、三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を大
きくして、電動機の端子電圧を大きくするステップと、
前記入力電圧が高いときには基底速度以下の領域から磁
束指令を減少し、三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を小
さくして、電動機の端子電圧を小さくするステップとを
具備することを特徴とする。 （作用） したがって本発明によれば、通常のベクトル制御タイプ
の制御回路において、交流入力電圧が変化しても誘導電
動機の出力が一定となるように制御することができる。 なお１本発明によれば、入力電圧が定格入力電圧の±１
０％で変動しても、誘導電動機の出力を一定に保持する
ことができる。 （実施例） 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら詳
細に説明する。 第１図は、ＰＷＭ回路によりパルス幅制御される三相誘
導電動機のベクトル制御に、本発明方法を適用した概略
の制御ブロック図である。 第１図について説明する前に、第２図〜第６図により１
本発明の前提となる技術について説明する。 第２図は、三相誘導電動機の一相分の等価回路 ：ｔＳ
３図はベクトル図、第４図、第５図は特性の説明図であ
る。三相誘導電動機のベクトル制御は次のような動作順
序に従って行なう。 （１）速度指令ωＣを設定する。 （２）電動機速度ωｍを検出する。 （３）ωＣとωｍの減算により、トルク指令Ｔｃを求め
る。 （４）すベリ周波数の推定値ω′Ｓを、ω′ｓ＝に、Ｘ
ＴｃＸ０ｍ （Ｋ（、は常数）として求める。 （５）励磁周波数の推定値ω′０を、 ω′０＝ωｍ＋ω′Ｓ として求める。 （６）第４図の特性図より、励磁周波数ω′０に対応す
る磁束Φを求める。 （７）巻線抵抗の測定、無負荷試験および拘束試験を行
ない、第２図の等価回路、第３図のベクトル図より、−
次誘起電圧Ｅ１、励磁電流Ｉ。の鉄損型１Ｉｏｉおよび
磁化電流Ｉ。呂、励磁抵抗ＲＯ１励磁リアクタンスＬＯ
の値をそれぞれ求める。 （８）回転磁界の磁束Φを基準位相として、回転してい
る座標系を固定した座標系へ変換する。即ち、 方向成分工。ｉのベクトル和として、次のように求めら
れる。 Ｉｏ＝Ｉ。−＋ＩＯｉ Ｅｌ軸方向成分Ｉ２ωとのベクトル和として、次のよう
に求められる。 Ｉ２ ：Ｉ２１−１ ＋Ｉ２ω 磁束Φは、 Ｅ、＝ｄΦ／ｄｔ＝Ｌｏ×（ｄｉｏＭ／ｄｔ）＝ｄ （
ＬＱ −ＩｏＭ ”） ／ｄｔより、 Φ＝ＬＯ＠ＩＯＭ として求められるので、第５図の特性図と、ＩＯＭ”Φ
／Ｌ。 Ｉｏ ｉ＝にω’ｏΦ（Ｋは常数） とより、励磁電流ＩＯのΦ軸方向成分Ｉ。門とＥｌ軸方
向成分工。ｉとが求められる。 （９）二次電流■２のＥｌ軸方向成分Ｉ２ｗを、 Ｉ２ｗ＝（Ｔｃ／Φ） より求める。 （１０）すべり周波数ωＳを、第６図の特性図より決定
する。 （１１）二次電流Ｉ２のΦ方向成分Ｉ２Ｍを、■２１／
１＝Ｉ２Ｗ×ω５Ｘ（Ｌ２／Ｒ２）より求める。 （１２）−次電流■１のΦ方向成分を、Ｉ＋ （Φ）
＝ＩＯＭ ＋Ｉ２Ｍ より求める。 （１３）−次電流Ｉ、のＥ１方向成分を、Ｉ＋ （Ｅ
ｔ）＝Ｉｏ ｉ＋Ｉ２ｗ より求める。 （１４）励磁周波数ω０を、 ω ０ ＝ ω ｍ ＋ ω Ｓ より求める。 次に、第１図のブロック図に戻り、この電動機ｄに対す
る制御回路について説明する。 交流電源に整流回路ａを接続して直流電圧を得、この直
流電圧をインバータＣに印加する。この直流リンク回路
には、詳細を後述する直流電圧検出回路すを接続する。 インバータＣの出力電圧は、ＰＷＭ回路及び電流制御回
路ｍによりパルス幅制御され、三相誘導電動Ｊａｄに印
加される。 一方、速度指令ωＣと、速度発電機（ＰＧ）ｅにより検
出された電圧信号からＦ／Ｖ変換器０を通して得られた
電動機速度ωｍとが比較器Ｐに入力され、偏差信号出力
としてトルク指令Ｔｃが得られる。このトルク指令Ｔｃ
は、比例積分器（Ｐｌ）ｆ、クランプ回路ｇを通して修
正され、実際のトルク指令Ｔｍが形成される。以後前記
動作順序の（４）〜（１４）に基づいて、−次電流Ｉ。 と励磁周波数ω０とが出力されるので、これらを２−３
相交換回路見に印加する。２−３相置換回路文では、直
交する２相電流を３相電流に変換し、３相の各相電流指
令Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを形成してＰＷＭ回路および電流制
御回路ｍに入力する。一方、この回路ｍには、ｃ”ｒｔ
、ｃ”ｒ２により電動＠ｄの入力電流信号がフィー
ドバックされ、２−３相置換回路文からの出力される電
流指令Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと比較されて、各相の指令電流
ＩがインバータＣに送出される。 次に１本発明の特徴である直流電圧検出回路すの作用に
ついて説明する。ここで、ＰＷＭ回路および電流制御回
路ｍにおいて、電圧指令と実際の電動機の端子電圧との
関係を考えると、ＰＷＭ回路の内部で図示しない三角波
発生回路で形成され、上記回路ｍに印加される三角波が
形成される場合に、その三角波の利用をどの程度にする
かにより出力電圧が異なる。 いま、第７図（ａ）に示すようにＰＷＭ回路および電流
制御回路ｍに印加される三角波の振幅をＢ、ＰＷＭ指令
信号の振幅をＡとして、その振幅比Ａ／Ｂが１以下の場
合では 第８図に示すようにインバータＣの一方のトラ
ンジスタがオンして形成されるＵ点からの出力電圧Ｖｕ
は、三角波の周期をＴとすると。 Ｖ ｕ ＝ （Ｔ ＯＮ＋ ／ Ｔ） ＸｆｆＶａｃ（
（１＋ ｓｒｎθ）／２）となり、電動機ｄに印加され
るｕ−７間の線間電圧は、 Ｖ ｕ−ｖ ＝ （Ｔ ｏｕｔ、／；） ｘｆｆ
Ｖ ａｃ× （汀 ｃｏｓ （θ−６０°）／２）こ
れを実効値で表現すると、 Ｖｕ−ｖ ＝ （Ａ／Ｂ）Ｘ＃Ｖａｃ ｘ（（Ｋ／２）／尼） ＝ （Ｔ ｏｒ、＋１／ Ｔ） Ｘ Ｖｄｃ×（冶／２
） Ｘ （１７Ｋ） 但し、Ｖａｃ ：実効値 Ｖｄｃ：設定値（直流電圧） 即ち、実効値Ｖｕ−マは、三角波の周期Ｔ、インバータ
の一方トランジスタのオン周期ＴｏＮ！、直流電圧Ｖｄ
ｃにより求められ、直流電圧Ｖｄｃが低下した場合には
、ＰＷＭ指令信号Ａを大きく、シたがって磁束指令Φを
増加してやれば電動機端子電圧が増加し出力が一定にな
ることがわかる。 次に、振幅比Ａ／Ｂが１以上である場合についてインバ
ータＣを構成するトランジスタのベース信号による制御
を考えると、第７図（ｂ）に示すよう・に、振幅比（Ａ
／Ｂ）が１を越える毎にインバータｃ７）Ｔｒのベース
信号をオフする方法があるが、この方法では、出力電圧
が上がらない、スイッチング損失が大きい１等の問題点
が生じる。 即ち、振幅比（Ａ／Ｂ）が１を越える期間α内では、ｔ
ｌ 、ｔ２．ｔ３ 、・・・・・・のようにスイッチン
グ回数が多数存在するためスイッチング損失が太きくな
り、またこの期間内の出力電圧は、１〜５の平均値とな
り増加が抑制される。 なお、第９図に振幅比Ａ／Ｈに対する線間電圧Ｖｕ−ｖ
の変化の様子を示す。 本発明においては、ＰＷＭ指令信号の振幅Ａが上記回路
ｍに印加される三角波の振幅Ｂを越えた範囲では、第７
図（ｃ）、’（ｄ）に示すようにトランジスタＴｒを全
部オンにして、従来の上記問題点を解消するものである
。即ち、直流電圧が低いときには、基底速度以上の磁束
指令Φを増加して、三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を
大きくして、電動機ｄの端子電圧を大きくして、一定出
力が得られるようにする。また、直流電圧が高いときに
は、基底速度以下の領域から磁束指令を減少し、三角波
に対するＰＷＭ指令信号の振幅を小さくシ、電動機の端
子電圧を小さくして、一定出力が得られるようにする。 このような制御は、第１図のブロック図において、励磁
周波数ω０と磁束Φとの関係を示すデータマツプｉに、
直流電圧検出回路すの検出電圧Ｖｄｃを入力して、磁束
Φを直流電圧Ｖｄｃに応じて修正することにより行なう
。 なお、直流電圧検出回路すで検出された直流電圧Ｖｄｃ
は、誘起電圧補正回路ｎにも印加される。 これは、上記（８）、（９）のプロセスで説明したよう
に誘起電圧Ｅｌは、 Ｅ、＝ｄΦ／ｄｔ ＝ Ｌ ｏ Ｘ （ｄ Ｉ ｏｒｂ ／ ｄ ｔ ）＝
ｄ（Ｌｏ・Ｉ ｏ ｚ）／ ｄ ｔ で表わされ、磁化電流ｉ。Ｈの関数で表わされるが、磁
化電流をＩ。Ｈは、励磁電流を′Ｘｏ、鉄損電流をＩｏ
ｉとすると、 １６Ｍ ＝＝ｒＯＩｏ＋ で表わされる。したがって、これらの関係により、誘起
電圧は鉄損電流Ｉｏｉの影響を受けるので 誘起電圧補
正回路において、鉄損電流１ｏｉの影響を補正し、ＰＷ
Ｍ回路および電流制御回路ｍから出力される各相電流Ｉ
が正確に得られるようにしている。 （発明の効果） 以上説明したように、本発明に係る三相誘導電動機の制
御方法によれば、三相誘導電動機に印加される電圧が変
動した場合にも、出力を一定に制御することができる。 そして、本発明に係る三相誘導電動機の制御方法は、高
速演算プロセッサを使用して、全ての処理をソフトウェ
アにより実行することも１１丁能である。 ４、図面の簡単な説明 第１図は本発明の概略のブロック図、第２図は等価回路
、第３図はベクトル図、第４図〜第９図は特性の説明図
である。 ａ・・・整流回路、ｂ・・・直流電圧検出回路、Ｃ・・
・インバータ、ｄ・・・三相誘導電動機、ｅ・・・速度
発電機、ｉ、ｊ・・・データマツプ、ｍ・・・ＰＷＭ回
路、電流制御回路。
、第３図はベクトル図、第４図〜第９図は特性の説明図
である。 ａ・・・整流回路、ｂ・・・直流電圧検出回路、Ｃ・・
・インバータ、ｄ・・・三相誘導電動機、ｅ・・・速度
発電機、ｉ、ｊ・・・データマツプ、ｍ・・・ＰＷＭ回
路、電流制御回路。 特許出願人 ファナック株式会社 代 理 人 弁理士 辻 實 第２図 第４図 （１）。 第５図 ｔｌ）６ 第６図 第７図 才辰幅ｐし Ａ４ 手続補正書（自発） 昭和に７年 ど月２６日 昭和６０年 特許願 第０７９２５７号２、発明の名称 三相誘導電動機の制御方法 ３、補正をする者 喜件との関係 特許出願人 名称 ファナック株式会社 代表者 稲 葉 清右衛門 ４、代理人 住所 〒１０１東京都千代田区神田小川町３−１４明
細 書 １６発明の名称 三・相誘導電動機の制御方法 ２、特許請求の範囲 交流入力を直流に変換し、該変換された直流が印加され
るインバータの出力により、三相誘導電動機をベクトル
制御する三 ｆ：１′ 動に拘らず、一定出力の制御を行なうことを特徴とする
三相誘導電動機の制御方法。 ３、発明の詳細な説明 （産業上の利用分野） 本発明は、電源電圧の変動を検出して、出力を一定に制
御する三相誘導電動機の制御方法に関する。 （従来の技術） 最近の三相誘導電動機の制御は、 （１）インバータにより、電動機に印加される電源の周
波数、電圧を制御する方式、 （２）電動機の固定子電流を瞬時値制御して、分巻直流
機と等価なトルク発生を行なうベクトル制御方式、 のいずれかの方式による場合が多くなってきている。 （本発明が解決しようとする問題点） ところで、誘導電動機の出力は、一般に電動機に印加さ
れる電圧に対して、２乗に比例して変化するため、イン
バータ方式でもベクトル制御方式でも、交流入力電圧が
大きく変化すると、出力変動が生じる。このような出力
変動を防止するため、インバータ方式においては交流入
力電圧に応じてパルス幅を変化させることで対処し、ま
た、ベクトル制御方式では、交流入力電圧に応じて、最
大すべり量を変化させる、等の対策を講じているが、誘
導電動機の出力を一定にする上では十分な効果が得られ
ていなかった。 本発明は、このような従来技術の問題点を解消し、交流
入力から変換される直流電圧を、直流リンク部の電圧と
して検出し、その電圧に対応して磁束指令を変化させる
ことにより、電源電圧が変動しても出力が一定となるよ
うに制御する三相誘導電動機の制御方法を提供すること
を目的とするものである。 （問題点を解決するための手段） 本発明の三相誘導電動機の制御方法は、交流入力電圧を
直流に変換するＤＣリンク部での電圧を検出するステッ
プと、前記入力電圧が低いときには、基底速度以北の磁
束指令を増加し、三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を大
きくして、電動機の端子電圧を大きくするステップと、
前記入力電圧が高いときには基底速度以下の領域から磁
束指令を減少し、三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を小
さくして、電動機の端子電圧を小さくするステップとを
具備することを特徴とする。 （作用） したがって本発明によれば、通常のベクトル制御タイプ
の制御回路において、交流入力電圧が変化しても誘導電
動機の出力が一定となるように制御することができる。 なお１本発明によれば、入力電圧が定格入力電圧の±１
０％で変動しても、誘導電動機の出力を一定に保持する
ことができる。 （実施例） 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら詳
細に説明する。 第１図は、ＰＷＭ回路によりパルス幅制御される三相誘
導電動機のベクトル制御に、本発明方法を適用した概略
の制御ブロック図である。 第１図について説明する前に、第２図〜第６図により１
本発明の前提となる技術について説明する。 第２図は、三相誘導電動機の一相分の等価回路 ：ｔＳ
３図はベクトル図、第４図、第５図は特性の説明図であ
る。三相誘導電動機のベクトル制御は次のような動作順
序に従って行なう。 （１）速度指令ωＣを設定する。 （２）電動機速度ωｍを検出する。 （３）ωＣとωｍの減算により、トルク指令Ｔｃを求め
る。 （４）すベリ周波数の推定値ω′Ｓを、ω′ｓ＝に、Ｘ
ＴｃＸ０ｍ （Ｋ（、は常数）として求める。 （５）励磁周波数の推定値ω′０を、 ω′０＝ωｍ＋ω′Ｓ として求める。 （６）第４図の特性図より、励磁周波数ω′０に対応す
る磁束Φを求める。 （７）巻線抵抗の測定、無負荷試験および拘束試験を行
ない、第２図の等価回路、第３図のベクトル図より、−
次誘起電圧Ｅ１、励磁電流Ｉ。の鉄損型１Ｉｏｉおよび
磁化電流Ｉ。呂、励磁抵抗ＲＯ１励磁リアクタンスＬＯ
の値をそれぞれ求める。 （８）回転磁界の磁束Φを基準位相として、回転してい
る座標系を固定した座標系へ変換する。即ち、 方向成分工。ｉのベクトル和として、次のように求めら
れる。 Ｉｏ＝Ｉ。−＋ＩＯｉ Ｅｌ軸方向成分Ｉ２ωとのベクトル和として、次のよう
に求められる。 Ｉ２ ：Ｉ２１−１ ＋Ｉ２ω 磁束Φは、 Ｅ、＝ｄΦ／ｄｔ＝Ｌｏ×（ｄｉｏＭ／ｄｔ）＝ｄ （
ＬＱ −ＩｏＭ ”） ／ｄｔより、 Φ＝ＬＯ＠ＩＯＭ として求められるので、第５図の特性図と、ＩＯＭ”Φ
／Ｌ。 Ｉｏ ｉ＝にω’ｏΦ（Ｋは常数） とより、励磁電流ＩＯのΦ軸方向成分Ｉ。門とＥｌ軸方
向成分工。ｉとが求められる。 （９）二次電流■２のＥｌ軸方向成分Ｉ２ｗを、 Ｉ２ｗ＝（Ｔｃ／Φ） より求める。 （１０）すべり周波数ωＳを、第６図の特性図より決定
する。 （１１）二次電流Ｉ２のΦ方向成分Ｉ２Ｍを、■２１／
１＝Ｉ２Ｗ×ω５Ｘ（Ｌ２／Ｒ２）より求める。 （１２）−次電流■１のΦ方向成分を、Ｉ＋ （Φ）
＝ＩＯＭ ＋Ｉ２Ｍ より求める。 （１３）−次電流Ｉ、のＥ１方向成分を、Ｉ＋ （Ｅ
ｔ）＝Ｉｏ ｉ＋Ｉ２ｗ より求める。 （１４）励磁周波数ω０を、 ω ０ ＝ ω ｍ ＋ ω Ｓ より求める。 次に、第１図のブロック図に戻り、この電動機ｄに対す
る制御回路について説明する。 交流電源に整流回路ａを接続して直流電圧を得、この直
流電圧をインバータＣに印加する。この直流リンク回路
には、詳細を後述する直流電圧検出回路すを接続する。 インバータＣの出力電圧は、ＰＷＭ回路及び電流制御回
路ｍによりパルス幅制御され、三相誘導電動Ｊａｄに印
加される。 一方、速度指令ωＣと、速度発電機（ＰＧ）ｅにより検
出された電圧信号からＦ／Ｖ変換器０を通して得られた
電動機速度ωｍとが比較器Ｐに入力され、偏差信号出力
としてトルク指令Ｔｃが得られる。このトルク指令Ｔｃ
は、比例積分器（Ｐｌ）ｆ、クランプ回路ｇを通して修
正され、実際のトルク指令Ｔｍが形成される。以後前記
動作順序の（４）〜（１４）に基づいて、−次電流Ｉ。 と励磁周波数ω０とが出力されるので、これらを２−３
相交換回路見に印加する。２−３相置換回路文では、直
交する２相電流を３相電流に変換し、３相の各相電流指
令Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを形成してＰＷＭ回路および電流制
御回路ｍに入力する。一方、この回路ｍには、ｃ”ｒｔ
、ｃ”ｒ２により電動＠ｄの入力電流信号がフィー
ドバックされ、２−３相置換回路文からの出力される電
流指令Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと比較されて、各相の指令電流
ＩがインバータＣに送出される。 次に１本発明の特徴である直流電圧検出回路すの作用に
ついて説明する。ここで、ＰＷＭ回路および電流制御回
路ｍにおいて、電圧指令と実際の電動機の端子電圧との
関係を考えると、ＰＷＭ回路の内部で図示しない三角波
発生回路で形成され、上記回路ｍに印加される三角波が
形成される場合に、その三角波の利用をどの程度にする
かにより出力電圧が異なる。 いま、第７図（ａ）に示すようにＰＷＭ回路および電流
制御回路ｍに印加される三角波の振幅をＢ、ＰＷＭ指令
信号の振幅をＡとして、その振幅比Ａ／Ｂが１以下の場
合では 第８図に示すようにインバータＣの一方のトラ
ンジスタがオンして形成されるＵ点からの出力電圧Ｖｕ
は、三角波の周期をＴとすると。 Ｖ ｕ ＝ （Ｔ ＯＮ＋ ／ Ｔ） ＸｆｆＶａｃ（
（１＋ ｓｒｎθ）／２）となり、電動機ｄに印加され
るｕ−７間の線間電圧は、 Ｖ ｕ−ｖ ＝ （Ｔ ｏｕｔ、／；） ｘｆｆ
Ｖ ａｃ× （汀 ｃｏｓ （θ−６０°）／２）こ
れを実効値で表現すると、 Ｖｕ−ｖ ＝ （Ａ／Ｂ）Ｘ＃Ｖａｃ ｘ（（Ｋ／２）／尼） ＝ （Ｔ ｏｒ、＋１／ Ｔ） Ｘ Ｖｄｃ×（冶／２
） Ｘ （１７Ｋ） 但し、Ｖａｃ ：実効値 Ｖｄｃ：設定値（直流電圧） 即ち、実効値Ｖｕ−マは、三角波の周期Ｔ、インバータ
の一方トランジスタのオン周期ＴｏＮ！、直流電圧Ｖｄ
ｃにより求められ、直流電圧Ｖｄｃが低下した場合には
、ＰＷＭ指令信号Ａを大きく、シたがって磁束指令Φを
増加してやれば電動機端子電圧が増加し出力が一定にな
ることがわかる。 次に、振幅比Ａ／Ｂが１以上である場合についてインバ
ータＣを構成するトランジスタのベース信号による制御
を考えると、第７図（ｂ）に示すよう・に、振幅比（Ａ
／Ｂ）が１を越える毎にインバータｃ７）Ｔｒのベース
信号をオフする方法があるが、この方法では、出力電圧
が上がらない、スイッチング損失が大きい１等の問題点
が生じる。 即ち、振幅比（Ａ／Ｂ）が１を越える期間α内では、ｔ
ｌ 、ｔ２．ｔ３ 、・・・・・・のようにスイッチン
グ回数が多数存在するためスイッチング損失が太きくな
り、またこの期間内の出力電圧は、１〜５の平均値とな
り増加が抑制される。 なお、第９図に振幅比Ａ／Ｈに対する線間電圧Ｖｕ−ｖ
の変化の様子を示す。 本発明においては、ＰＷＭ指令信号の振幅Ａが上記回路
ｍに印加される三角波の振幅Ｂを越えた範囲では、第７
図（ｃ）、’（ｄ）に示すようにトランジスタＴｒを全
部オンにして、従来の上記問題点を解消するものである
。即ち、直流電圧が低いときには、基底速度以上の磁束
指令Φを増加して、三角波に対するＰＷＭ回路の振幅を
大きくして、電動機ｄの端子電圧を大きくして、一定出
力が得られるようにする。また、直流電圧が高いときに
は、基底速度以下の領域から磁束指令を減少し、三角波
に対するＰＷＭ指令信号の振幅を小さくシ、電動機の端
子電圧を小さくして、一定出力が得られるようにする。 このような制御は、第１図のブロック図において、励磁
周波数ω０と磁束Φとの関係を示すデータマツプｉに、
直流電圧検出回路すの検出電圧Ｖｄｃを入力して、磁束
Φを直流電圧Ｖｄｃに応じて修正することにより行なう
。 なお、直流電圧検出回路すで検出された直流電圧Ｖｄｃ
は、誘起電圧補正回路ｎにも印加される。 これは、上記（８）、（９）のプロセスで説明したよう
に誘起電圧Ｅｌは、 Ｅ、＝ｄΦ／ｄｔ ＝ Ｌ ｏ Ｘ （ｄ Ｉ ｏｒｂ ／ ｄ ｔ ）＝
ｄ（Ｌｏ・Ｉ ｏ ｚ）／ ｄ ｔ で表わされ、磁化電流ｉ。Ｈの関数で表わされるが、磁
化電流をＩ。Ｈは、励磁電流を′Ｘｏ、鉄損電流をＩｏ
ｉとすると、 １６Ｍ ＝＝ｒＯＩｏ＋ で表わされる。したがって、これらの関係により、誘起
電圧は鉄損電流Ｉｏｉの影響を受けるので 誘起電圧補
正回路において、鉄損電流１ｏｉの影響を補正し、ＰＷ
Ｍ回路および電流制御回路ｍから出力される各相電流Ｉ
が正確に得られるようにしている。 （発明の効果） 以上説明したように、本発明に係る三相誘導電動機の制
御方法によれば、三相誘導電動機に印加される電圧が変
動した場合にも、出力を一定に制御することができる。 そして、本発明に係る三相誘導電動機の制御方法は、高
速演算プロセッサを使用して、全ての処理をソフトウェ
アにより実行することも１１丁能である。 ４、図面の簡単な説明 第１図は本発明の概略のブロック図、第２図は等価回路
、第３図はベクトル図、第４図〜第９図は特性の説明図
である。 ａ・・・整流回路、ｂ・・・直流電圧検出回路、Ｃ・・
・インバータ、ｄ・・・三相誘導電動機、ｅ・・・速度
発電機、ｉ、ｊ・・・データマツプ、ｍ・・・ＰＷＭ回
路、電流制御回路。
Claims (1)
- 交流入力を直流に変換し、該変換された直流が印加され
るインバータの出力により、三相誘導電動機をベクトル
制御するものにおいて、前記直流に変換した直流リンク
部の電圧を検出し、該検出された直流電圧に応じて磁束
指令を変化させて、電源電圧の変動に拘らず、一定出力
の制御を行なうことを特徴とする三相誘導電動機の制御
方法。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60079257A JPS61240875A (ja) | 1985-04-16 | 1985-04-16 | 三相誘導電動機の制御方法 |
| DE8686902492T DE3688035T2 (de) | 1985-04-16 | 1986-04-15 | Steuerung eines dreiphasen-induktionsmotors. |
| US07/002,405 US4800327A (en) | 1985-04-16 | 1986-04-15 | Three-phase induction motor control method |
| KR1019860700893A KR920002586B1 (ko) | 1985-04-16 | 1986-04-15 | 3상 유도 전동기의 제어방법 |
| EP86902492A EP0218729B1 (en) | 1985-04-16 | 1986-04-15 | Method of controlling a three-phase induction motor |
| PCT/JP1986/000187 WO1986006227A1 (en) | 1985-04-16 | 1986-04-15 | Method of controlling a three-phase induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60079257A JPS61240875A (ja) | 1985-04-16 | 1985-04-16 | 三相誘導電動機の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61240875A true JPS61240875A (ja) | 1986-10-27 |
Family
ID=13684800
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60079257A Pending JPS61240875A (ja) | 1985-04-16 | 1985-04-16 | 三相誘導電動機の制御方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4800327A (ja) |
| EP (1) | EP0218729B1 (ja) |
| JP (1) | JPS61240875A (ja) |
| KR (1) | KR920002586B1 (ja) |
| DE (1) | DE3688035T2 (ja) |
| WO (1) | WO1986006227A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6489996A (en) * | 1987-09-28 | 1989-04-05 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Speed controller for three phase synchronous motor |
| JPH01194890A (ja) * | 1988-01-29 | 1989-08-04 | Fanuc Ltd | 速度制御装置 |
| JPH01283094A (ja) * | 1988-05-09 | 1989-11-14 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | 交流電動機の電流制御装置 |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6240083A (ja) * | 1985-08-14 | 1987-02-21 | Fanuc Ltd | 三相誘導電動機の制御方法 |
| JPS6373898A (ja) * | 1986-09-12 | 1988-04-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | インバ−タ装置 |
| FR2644950B1 (fr) * | 1989-03-21 | 1991-05-17 | Alsthom Gec | Systeme de commande vectorielle pour moteur electrique asynchrone a cage |
| US4968925A (en) * | 1989-08-07 | 1990-11-06 | General Electric Company | Universal field-oriented controller |
| EP0491881B1 (de) * | 1989-09-07 | 1995-03-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zur flussollwertkorrektur einer umrichtergespeisten, mehrphasigen maschine und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens |
| JPH0755080B2 (ja) * | 1989-09-29 | 1995-06-07 | 譲 常広 | インバータの制御装置 |
| US4958117A (en) * | 1989-09-29 | 1990-09-18 | Allen-Bradley Company, Inc. | Frequency control based on sensing voltage fed to an induction motor |
| AU1460992A (en) * | 1991-02-22 | 1992-09-15 | U.S. Windpower, Inc. | Four quadrant motor controller |
| FR2684504B1 (fr) * | 1991-11-29 | 1995-06-16 | Alsthom Gec | Dispositif de controle de couple d'un moteur electrique asynchrone. |
| GB2261966B (en) * | 1991-11-30 | 1995-11-08 | Toshiba Kk | Driving control apparatus for induction motor |
| US5272428A (en) * | 1992-02-24 | 1993-12-21 | The United States Of America As Represented By The U.S. Environmental Protection Agency | Fuzzy logic integrated control method and apparatus to improve motor efficiency |
| US5168204A (en) * | 1992-04-16 | 1992-12-01 | Westinghouse Electric Corp. | Automatic motor torque and flux controller for battery-powered vehicle drive |
| JPH0638575A (ja) * | 1992-07-17 | 1994-02-10 | Honda Motor Co Ltd | 交流電動機のトルク制御装置 |
| JP2718001B2 (ja) * | 1993-03-08 | 1998-02-25 | アレックス電子工業株式会社 | 誘導電動機用電力制御装置 |
| US5362222A (en) * | 1993-08-31 | 1994-11-08 | Cincinnati Milacron Inc. | Injection molding machine having a vector controlled AC drive system |
| US5489831A (en) * | 1993-09-16 | 1996-02-06 | Honeywell Inc. | Pulse width modulating motor controller |
| US5568034A (en) * | 1995-03-27 | 1996-10-22 | Alliedsignal Inc. | Fault-tolerant variable speed induction motor drive |
| GB9508051D0 (en) * | 1995-04-20 | 1995-06-07 | Switched Reluctance Drives Ltd | Compensation for input voltage variation in an electric motor drive |
| US5627446A (en) * | 1995-07-05 | 1997-05-06 | Ford Motor Company | Induction motor control method |
| US5739664A (en) * | 1996-02-05 | 1998-04-14 | Ford Global Technologies, Inc. | Induction motor drive controller |
| KR100489926B1 (ko) * | 1996-10-12 | 2005-05-17 | 라이볼트 바쿰 게엠베하 | 진공 펌프용 구동 장치 |
| KR20000019160A (ko) * | 1998-09-09 | 2000-04-06 | 김덕중 | 이산전류제어를 위한 링크전압 억제형 공진인버터 및 동기전동기 및 예측형 전류제어방법 |
| JP4720653B2 (ja) * | 2006-07-07 | 2011-07-13 | トヨタ自動車株式会社 | 電動機制御装置およびそれを備えた車両 |
| US20150353283A1 (en) * | 2014-06-04 | 2015-12-10 | Goodrich Corporation | Torque control cargo loading systems and methods |
| RU2628666C2 (ru) * | 2015-12-11 | 2017-08-25 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южно-Уральский государственный университет (национальный исследовательский университет)" (ФГАОУ ВО "ЮУрГУ (НИУ)") | Способ управления активным двунаправленным преобразователем частоты |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59149785A (ja) * | 1983-02-10 | 1984-08-27 | Toshiba Corp | 誘導電動機の磁束制御方法 |
| JPS59169383A (ja) * | 1983-03-15 | 1984-09-25 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | ベクトル制御方式におけるインバ−タ出力電圧制御装置 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4047083A (en) * | 1976-03-08 | 1977-09-06 | General Electric Company | Adjustable speed A-C motor drive with smooth transition between operational modes and with reduced harmonic distortion |
| JPS563799U (ja) * | 1979-06-22 | 1981-01-13 | ||
| JPS5649693A (en) * | 1979-09-28 | 1981-05-06 | Hitachi Ltd | Frequency converter |
| JPS6038954B2 (ja) * | 1980-12-30 | 1985-09-03 | ファナック株式会社 | 誘導電動機駆動方式 |
| JPS6016199B2 (ja) * | 1981-11-27 | 1985-04-24 | 株式会社東芝 | インバ−タの制御方法 |
| JPS58103875A (ja) * | 1981-12-15 | 1983-06-21 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバータの出力電圧制御装置 |
| US4587605A (en) * | 1984-01-19 | 1986-05-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inverter-drive controlling apparatus |
| WO1986001654A1 (en) * | 1984-08-30 | 1986-03-13 | Fanuc Ltd | System for digitally controlling an induction motor |
| JPS61196787A (ja) * | 1985-02-25 | 1986-08-30 | Fanuc Ltd | 誘導電動機のトルク制御方式 |
-
1985
- 1985-04-16 JP JP60079257A patent/JPS61240875A/ja active Pending
-
1986
- 1986-04-15 DE DE8686902492T patent/DE3688035T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-04-15 EP EP86902492A patent/EP0218729B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-04-15 KR KR1019860700893A patent/KR920002586B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1986-04-15 WO PCT/JP1986/000187 patent/WO1986006227A1/ja active IP Right Grant
- 1986-04-15 US US07/002,405 patent/US4800327A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59149785A (ja) * | 1983-02-10 | 1984-08-27 | Toshiba Corp | 誘導電動機の磁束制御方法 |
| JPS59169383A (ja) * | 1983-03-15 | 1984-09-25 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | ベクトル制御方式におけるインバ−タ出力電圧制御装置 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6489996A (en) * | 1987-09-28 | 1989-04-05 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Speed controller for three phase synchronous motor |
| JPH01194890A (ja) * | 1988-01-29 | 1989-08-04 | Fanuc Ltd | 速度制御装置 |
| JPH01283094A (ja) * | 1988-05-09 | 1989-11-14 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | 交流電動機の電流制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3688035D1 (de) | 1993-04-22 |
| EP0218729A1 (en) | 1987-04-22 |
| KR920002586B1 (ko) | 1992-03-30 |
| KR880700528A (ko) | 1988-03-15 |
| EP0218729B1 (en) | 1993-03-17 |
| US4800327A (en) | 1989-01-24 |
| WO1986006227A1 (en) | 1986-10-23 |
| DE3688035T2 (de) | 1993-06-24 |
| EP0218729A4 (en) | 1988-05-31 |
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