JPS60219983A - 誘導電動機の駆動制御装置 - Google Patents
誘導電動機の駆動制御装置Info
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- JPS60219983A JPS60219983A JP59072902A JP7290284A JPS60219983A JP S60219983 A JPS60219983 A JP S60219983A JP 59072902 A JP59072902 A JP 59072902A JP 7290284 A JP7290284 A JP 7290284A JP S60219983 A JPS60219983 A JP S60219983A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
この発明は誘導電動機の駆動制御装置、特に軽負荷時の
電動機損失（ここでは、専ら銅損を対象とする）を低減
しうる駆動制御装置に関する。
電動機損失（ここでは、専ら銅損を対象とする）を低減
しうる駆動制御装置に関する。
誘導電動機（単に、モータともいう。）をインバータ等
の電力変換装置により駆動する場合、負荷や周波数条件
によらずモータの磁束を一定に保つ手法が広く採用され
ている。このような手法の中には、モーター次電流１１
を磁束と同方向の電流成分（磁化電流ＩＭ）と、これと
直角な電流成分（トルク電流ＩＴ）とに分けて互いに独
立に制御する、いわゆるベクトル制御方式による磁束一
定制御や、モータの端子電圧と周波数とを予め定めた特
性にしたがって制御する、いわゆる電圧／周波数（Ｖ／
Ｆ）一定制御等が良く知られている。
の電力変換装置により駆動する場合、負荷や周波数条件
によらずモータの磁束を一定に保つ手法が広く採用され
ている。このような手法の中には、モーター次電流１１
を磁束と同方向の電流成分（磁化電流ＩＭ）と、これと
直角な電流成分（トルク電流ＩＴ）とに分けて互いに独
立に制御する、いわゆるベクトル制御方式による磁束一
定制御や、モータの端子電圧と周波数とを予め定めた特
性にしたがって制御する、いわゆる電圧／周波数（Ｖ／
Ｆ）一定制御等が良く知られている。
しかし々から、これらの手法は、一般に出力トルクτに
ついては注意が払われているが、モータ損失ＰＬに対し
てはあまり注意が払、われていないのが現状である。
ついては注意が払われているが、モータ損失ＰＬに対し
てはあまり注意が払、われていないのが現状である。
第１図は誘導電動機の等価回路の一例を示す回路図であ
る。同図において、ｒ１ｔｒ２は抵抗、ｔｍは相互イン
ダクタンス、ｔσは一次、二次洩れインダクタンスで、
これらはモータに固有の定数である。また、１１はモー
ター次電流、１Ｍは磁化電流、鴨はトルク電流、Ｓはす
べり、ｖＦｉモータ端子電圧である。
る。同図において、ｒ１ｔｒ２は抵抗、ｔｍは相互イン
ダクタンス、ｔσは一次、二次洩れインダクタンスで、
これらはモータに固有の定数である。また、１１はモー
ター次電流、１Ｍは磁化電流、鴨はトルク電流、Ｓはす
べり、ｖＦｉモータ端子電圧である。
いま、これらのＭ、ｔを用いてモータ損失ＰＬ、トルク
τ、すべり角周波数ω、ｔおよび一次電流１１を表わす
と、 Ｐｔ−ｒ１１１′＋ｒ２ｉＴ２・・曲（１）の如（なる
。なお、ＰＰは極対数を表わし、すべり角周波数ω、ｔ
は、 ω５ｔ＝２πｆｓ（ｆ；モータ周波数）として表わされ
る。ここで、銅損ＰＬをめるべく、まず、（４）式を用
いて（１）式から１１を消去するＰｔ”−ｒｌ （ｉＭ
” ＋ ｉＴ” ） ＋ ｒ２’Ｔ””” ｒｘ ＩＭ
” ＋（ｒ１＋ １２ ）ＩＴ” ”””（５）となる
。一方、（２）式を用いて（３）式からω、ｔを消去す
ると、 となるので、（６）式を（５）式に代入すると、ＰＬ−
ｒ１ｉＭ２＋（ｒｌ＋ｒ２）（ＰＰｔｒｎｉＭ）２・・
・・・・（７） の如く光わすことができる。
τ、すべり角周波数ω、ｔおよび一次電流１１を表わす
と、 Ｐｔ−ｒ１１１′＋ｒ２ｉＴ２・・曲（１）の如（なる
。なお、ＰＰは極対数を表わし、すべり角周波数ω、ｔ
は、 ω５ｔ＝２πｆｓ（ｆ；モータ周波数）として表わされ
る。ここで、銅損ＰＬをめるべく、まず、（４）式を用
いて（１）式から１１を消去するＰｔ”−ｒｌ （ｉＭ
” ＋ ｉＴ” ） ＋ ｒ２’Ｔ””” ｒｘ ＩＭ
” ＋（ｒ１＋ １２ ）ＩＴ” ”””（５）となる
。一方、（２）式を用いて（３）式からω、ｔを消去す
ると、 となるので、（６）式を（５）式に代入すると、ＰＬ−
ｒ１ｉＭ２＋（ｒｌ＋ｒ２）（ＰＰｔｒｎｉＭ）２・・
・・・・（７） の如く光わすことができる。
ここで、次表の如き仕様と定数をもつモータの銅損特性
を示すと、第２図の如く力る。ここに、同図の縦軸は銅
損（単位はワット）を表わし、横軸線定格出力トルクを
１とした場合の割合を表わしている。また、同図におい
て、点線ｐｔｘは磁化電流ＩＭが一定のとき（磁束一定
時）の銅損特性を、また、実線ＰＬ２は上記（７）式が
最小となるように磁化電流ＩＭを として制御したときの損失特性をそれぞれ示している。
を示すと、第２図の如く力る。ここに、同図の縦軸は銅
損（単位はワット）を表わし、横軸線定格出力トルクを
１とした場合の割合を表わしている。また、同図におい
て、点線ｐｔｘは磁化電流ＩＭが一定のとき（磁束一定
時）の銅損特性を、また、実線ＰＬ２は上記（７）式が
最小となるように磁化電流ＩＭを として制御したときの損失特性をそれぞれ示している。
表
つまり、磁束一定として制御したときの方が損失が大き
く、これはトルクが大きいとき、小さいときにそれぞれ
顕著になることがわかる。
く、これはトルクが大きいとき、小さいときにそれぞれ
顕著になることがわかる。
この発明はこのような事情のもとになされたもので、特
に軽負荷時における鰐導電動機の損失を小さくし得る駆
動制御装置を提供することを目的とする。
に軽負荷時における鰐導電動機の損失を小さくし得る駆
動制御装置を提供することを目的とする。
誘導電動機電流を内部磁束に平行な磁化電流成分と、こ
れに直交するトルク電流成分とにわけてベクトル制御す
る場合に、トルクまたはトルク電流指令値にもとづいて
磁化電流指令値をめ、これとトルク電流成分とにもとづ
いて制御を行なうよプにしたものである。
れに直交するトルク電流成分とにわけてベクトル制御す
る場合に、トルクまたはトルク電流指令値にもとづいて
磁化電流指令値をめ、これとトルク電流成分とにもとづ
いて制御を行なうよプにしたものである。
この発明の詳細な説明する前に、まず、その原理につい
て説明する。
て説明する。
上記（７）式の如く表わされる銅損Ｐｔが最小となる条
件は、開式を１Ｍ′で微分してこれが零となるｉＭｅＤ
値をめることによって得られる。つまり、 であるから、 としてめられる。そこで、これを（７）式に代入すると
、 となる。
件は、開式を１Ｍ′で微分してこれが零となるｉＭｅＤ
値をめることによって得られる。つまり、 であるから、 としてめられる。そこで、これを（７）式に代入すると
、 となる。
ここで、（８）式に（２）式のτを代入すると、となっ
て、 が得られるので、これを（３）式に代入すると、となり
、 を得ることができる。したがって、このａυ式を（３）
式に代入して１とＩＴとの比をめると、なる関係式が得
られる。
て、 が得られるので、これを（３）式に代入すると、となり
、 を得ることができる。したがって、このａυ式を（３）
式に代入して１とＩＴとの比をめると、なる関係式が得
られる。
つまり、誘導電動機の銅損Ｐｔを最小にするには、磁化
電流ｉＭとトルクτまた杜トルク電流ｌＴとの間に（８
）式または０２式の如き関係を持たせればよいことがわ
かる。そこで、この発明では、トルク指令値？またはト
ルク電流指令（ｌｉｉＴ＊から磁化電流指令Ｋ Ｉ Ｍ
”を演算し、この演算結果を用いて制御を行なお５と
するものである。
電流ｉＭとトルクτまた杜トルク電流ｌＴとの間に（８
）式または０２式の如き関係を持たせればよいことがわ
かる。そこで、この発明では、トルク指令値？またはト
ルク電流指令（ｌｉｉＴ＊から磁化電流指令Ｋ Ｉ Ｍ
”を演算し、この演算結果を用いて制御を行なお５と
するものである。
ところで、磁化電流”Ｍ７）ルク電流ＩＴについては、
前述の如きベクトル制御を行な５場合に主として扱われ
る量であることから、周知の技術ではあるが、ここでベ
クトル制御方式の代表的な例を挙げて説明する。
前述の如きベクトル制御を行な５場合に主として扱われ
る量であることから、周知の技術ではあるが、ここでベ
クトル制御方式の代表的な例を挙げて説明する。
第３図は、誘導電動機のベクトル制御装置の構成例を示
すブロック図であり、第４図は誘導電動機の交流理論に
基づく空間ベクトル図（１相分）である。
すブロック図であり、第４図は誘導電動機の交流理論に
基づく空間ベクトル図（１相分）である。
第３図および第４図を参照する。第３図に示すベクトル
制御装置の基本思想は、第４図の空間ベクトル図かられ
かるよプに、誘導電動機１９の固定子の起磁力ベクトル
に対応する固定子電流の空間ベクトル１１を、磁束ベク
トルφ２と同一方向の成分ＩＭと直角方向の成分ｉＴと
に分離して各成分を互いに独立に制御することにより、
誘導機に直流機と同等の制御性能を持たせようとすると
ころにある。この場合に成分ＩＭは、直流機の界磁電流
に相当するので励磁分電流と呼ばれ、ＩＴは直流機の電
機子電流に相当するのでトルク分電流と呼ばれる。第４
図のベクトル図では、誘導電動機の回転軸を原点０とし
、固定子ａ相巻線軸をα軸、これに直角な軸をβ軸とす
る固定の直交座標系と、同じ点Ｏを原点とし磁束軸をＭ
軸、これに直角な軸をＴ軸とする回転する直交座標系と
が示されている。固定の直交座標系のα軸に対して、固
定子電流ベクトル１１、磁束ベクトルφ２および回転子
ａ相巻線軸はそれぞれ図示の如く、ε。
制御装置の基本思想は、第４図の空間ベクトル図かられ
かるよプに、誘導電動機１９の固定子の起磁力ベクトル
に対応する固定子電流の空間ベクトル１１を、磁束ベク
トルφ２と同一方向の成分ＩＭと直角方向の成分ｉＴと
に分離して各成分を互いに独立に制御することにより、
誘導機に直流機と同等の制御性能を持たせようとすると
ころにある。この場合に成分ＩＭは、直流機の界磁電流
に相当するので励磁分電流と呼ばれ、ＩＴは直流機の電
機子電流に相当するのでトルク分電流と呼ばれる。第４
図のベクトル図では、誘導電動機の回転軸を原点０とし
、固定子ａ相巻線軸をα軸、これに直角な軸をβ軸とす
る固定の直交座標系と、同じ点Ｏを原点とし磁束軸をＭ
軸、これに直角な軸をＴ軸とする回転する直交座標系と
が示されている。固定の直交座標系のα軸に対して、固
定子電流ベクトル１１、磁束ベクトルφ２および回転子
ａ相巻線軸はそれぞれ図示の如く、ε。
ψおよびθの角度を有し、この角度は言うまでもなく時
間と共に変化する角度である。
間と共に変化する角度である。
第３図の装置によれば、磁束の大きさの実際値φを目標
値φ０に一致させる働きをする磁束調節器１１によって
励磁分電流の目標値ｉＭＩが与えられる。また、速度検
出器（タコダイナモ）２２からの速度実際値ｎを速度目
標＠ｎ”に一致させる働きをする速度調節器１２が発生
するトルク目標値を、割算器１３にて、磁束実際値φで
割算することによってトルク分電流の目標ｉｉＴ”をつ
くり出している。回転する直交座標系上の２つの互いに
直交する成分、Ｍ＊、ｉＴ＊とじて与えられた固定予電
流の目標ベクトルは、磁束ベクトルφ２の単位ベクトル
（ｃｏｓψ、 ｓｉｎψ）と共にベクトル回転器１４に
導かれる。ベクトル回転器１４は、目標ベクトル（ｊＭ
”、ｉ♂）を磁束単位ベクトル（ＣＯＳψ。
値φ０に一致させる働きをする磁束調節器１１によって
励磁分電流の目標値ｉＭＩが与えられる。また、速度検
出器（タコダイナモ）２２からの速度実際値ｎを速度目
標＠ｎ”に一致させる働きをする速度調節器１２が発生
するトルク目標値を、割算器１３にて、磁束実際値φで
割算することによってトルク分電流の目標ｉｉＴ”をつ
くり出している。回転する直交座標系上の２つの互いに
直交する成分、Ｍ＊、ｉＴ＊とじて与えられた固定予電
流の目標ベクトルは、磁束ベクトルφ２の単位ベクトル
（ｃｏｓψ、 ｓｉｎψ）と共にベクトル回転器１４に
導かれる。ベクトル回転器１４は、目標ベクトル（ｊＭ
”、ｉ♂）を磁束単位ベクトル（ＣＯＳψ。
Ｓ」ψ）の助けにより、α−β直交座標系の目標ベクト
ル（１１（（，１１／”）に座標変換する。
ル（１１（（，１１／”）に座標変換する。
この座標変換は次式にしたがって行なわれる。
さらに目標値１１ａ＞’１／”は相数変換器１５によっ
て次式にしたがって３相の目標値１８＊ 、 １５＊
、 、ｏ＊に変換される。
て次式にしたがって３相の目標値１８＊ 、 １５＊
、 、ｏ＊に変換される。
目標値１ａ” １１♂、ｉｏ＊ はそれぞれ電流調節器
１６ａ。
１６ａ。
１６ｂ、 １６ｃに導かれる。各調節器１６ａ、 １６
ｂ、１６ｃつて検出されるサイクロコンバータ１７の各
相出力電流実際値１ ａ 、Ｉ Ｂ ｓ ｌ ｃをそれ
ぞれ目標値ｉａ＊。
ｂ、１６ｃつて検出されるサイクロコンバータ１７の各
相出力電流実際値１ ａ 、Ｉ Ｂ ｓ ｌ ｃをそれ
ぞれ目標値ｉａ＊。
、ｂ＊、ｉ、＊ に一致させる働きをする。
このようにして所望のベクトル制御が行なわれるのであ
るが、今までの説明から分るように、こφ２βは、それ
ぞれ と表わすことができるが、第３図の例では、ベクトル回
転器１４は磁束ベクトルφ２の単位ベクトルのα−β軸
成分ｃｏｓψ、ｓｉｎψを必要とし、また磁束調節器１
１および割算器１３は磁束ベクトルφ２の大きさφに相
当する入力を必要とする。
るが、今までの説明から分るように、こφ２βは、それ
ぞれ と表わすことができるが、第３図の例では、ベクトル回
転器１４は磁束ベクトルφ２の単位ベクトルのα−β軸
成分ｃｏｓψ、ｓｉｎψを必要とし、また磁束調節器１
１および割算器１３は磁束ベクトルφ２の大きさφに相
当する入力を必要とする。
第３図に破線枠２０で示されている装置がとのよ５な磁
束ベクトルを演算により間接的に検出するだめのもので
あって、励磁分電流およびトルク分電流の目標値ｉ）、
４＊、ｉ、１．＊から演算によりφ。
束ベクトルを演算により間接的に検出するだめのもので
あって、励磁分電流およびトルク分電流の目標値ｉ）、
４＊、ｉ、１．＊から演算によりφ。
ＣＯ５９＋およびｓｉｎψをめていることから、′電流
モデル方式″による磁束ベクトル演算器と呼ばれている
。この磁束ベクトル演算器２０は、まず誘導機の固定子
回路と回転子回路との間の相互インダクタンスｔｍに相
当するゲインと誘導機の回転子回路の電気的時定数Ｔ２
に相当する時定数を有する一次遅れ要素２０１を備え、
この−次遅れ要素２０１に、励磁分電流目標値ｉＭ＊を
入力することによって回転子回路の鎖交磁束ベクトルφ
２の大きさφに相当する出力を取り出すととができる。
モデル方式″による磁束ベクトル演算器と呼ばれている
。この磁束ベクトル演算器２０は、まず誘導機の固定子
回路と回転子回路との間の相互インダクタンスｔｍに相
当するゲインと誘導機の回転子回路の電気的時定数Ｔ２
に相当する時定数を有する一次遅れ要素２０１を備え、
この−次遅れ要素２０１に、励磁分電流目標値ｉＭ＊を
入力することによって回転子回路の鎖交磁束ベクトルφ
２の大きさφに相当する出力を取り出すととができる。
−次遅れ要素２０１の出力は、既に述べたように、磁束
実際値φとして磁束調節器１１および割算器１３に導か
れる。さらに、磁束ベクトル演算器２０は、回転子回路
の時定数Ｔ２と相互インダクタンスｔｍとの比に相当す
るゲインを有する比例要素２０２を備えていて、この比
例要素２０２の入力は一次遅れ要素２０１の出力である
。したがって比例要素２０２の出力は（Ｔ ２ ／ ｔ
ｒｎ ）φである。さらに割算器２０３が設けられて（
・て、この割算器２０３は、トルク分電流目標匝ｉ♂を
比例要素２０２の出力（Ｔ ２ ／ ｔｍ ）φで割算
して、にて衣わすことのできるスリップ周波舷ω５ｔ（
＝ｄψ／ｄｔ−ｄθ／ｄｔ）に相当する出力は二相積分
器（二相正弦波発振器）２０４に導かれる。
実際値φとして磁束調節器１１および割算器１３に導か
れる。さらに、磁束ベクトル演算器２０は、回転子回路
の時定数Ｔ２と相互インダクタンスｔｍとの比に相当す
るゲインを有する比例要素２０２を備えていて、この比
例要素２０２の入力は一次遅れ要素２０１の出力である
。したがって比例要素２０２の出力は（Ｔ ２ ／ ｔ
ｒｎ ）φである。さらに割算器２０３が設けられて（
・て、この割算器２０３は、トルク分電流目標匝ｉ♂を
比例要素２０２の出力（Ｔ ２ ／ ｔｍ ）φで割算
して、にて衣わすことのできるスリップ周波舷ω５ｔ（
＝ｄψ／ｄｔ−ｄθ／ｄｔ）に相当する出力は二相積分
器（二相正弦波発振器）２０４に導かれる。
二相積分器２０４は入力電圧ω５ｔに相当する周波数と
１の大きさを有する二相正弦波形の出力ｃｏｓλ。
１の大きさを有する二相正弦波形の出力ｃｏｓλ。
ｓｉｎλを発生する。この場合に、ω５ｔ＝ｄψ／ｄｉ
−ｄθ／ｄｔ 人る関係から λ＝ｆω、ｔｄｔ＝ψ−θ （１７） なる関係がある。二相積分器２０４の出力ｃｏｓλ。
−ｄθ／ｄｔ 人る関係から λ＝ｆω、ｔｄｔ＝ψ−θ （１７） なる関係がある。二相積分器２０４の出力ｃｏｓλ。
ｓｉｎλは回転子位置を表わす単位ベクトルｃｏｓθ、
ｓｉｎθと共にベクトル回転器２０５に導かれる。単
位ベクトルｃｏｓθ、 ｓｉｎθは、銹導電動機１９の
回転子軸に結合された回転子位置検出器２工および演算
回転子位置演算器３０Ｖこよ・りて検出される。ベクト
ル回転器２０５は、 なる演算により、単位磁束ベクトルのα、β軸成分ｃｏ
ｓψ、 ｓｉｎψを発生する。ベクトル回転器２０５の
出力ｃｏｓψ、 ｓｉｎψは、既に述べたようにベクト
ル回転器１４による座標変換のために用いられる。
ｓｉｎθと共にベクトル回転器２０５に導かれる。単
位ベクトルｃｏｓθ、 ｓｉｎθは、銹導電動機１９の
回転子軸に結合された回転子位置検出器２工および演算
回転子位置演算器３０Ｖこよ・りて検出される。ベクト
ル回転器２０５は、 なる演算により、単位磁束ベクトルのα、β軸成分ｃｏ
ｓψ、 ｓｉｎψを発生する。ベクトル回転器２０５の
出力ｃｏｓψ、 ｓｉｎψは、既に述べたようにベクト
ル回転器１４による座標変換のために用いられる。
以上が誘導電動機１９の既知のベクトル制御装置の大要
である。
である。
外お、磁束ベクトル演算器２００基本ｇ理を導き出すた
めの誘導機の等価モデルおよびそのモデル式の誘導法等
については、この発明と直接の関係がないので説明を省
略するが、詳細を知りたければ１９７９年３月１６日に
電気学会研究会（電力応用研究会）において「サイクロ
コンバータ給電交流可変速駆動方式と変換装置容量」と
題して鈴木幹二 外２名により発表された資料（ＥＰＡ
−７９−３）を参照されたい。
めの誘導機の等価モデルおよびそのモデル式の誘導法等
については、この発明と直接の関係がないので説明を省
略するが、詳細を知りたければ１９７９年３月１６日に
電気学会研究会（電力応用研究会）において「サイクロ
コンバータ給電交流可変速駆動方式と変換装置容量」と
題して鈴木幹二 外２名により発表された資料（ＥＰＡ
−７９−３）を参照されたい。
第５図はこの発明の実施例を示す構成図、第５Ａ図は第
５図の磁化電流演算器の具体例を示すブロック図である
。
５図の磁化電流演算器の具体例を示すブロック図である
。
第５図からも明らかなよ５に、この実施例は、第３図で
説明した如きベクトル制御方式において、磁化電流演算
器５を設けた点が特徴である。その詳細は第５Ａ図に示
されるように、絶対値演算器５１、比例要素５２および
上限リミッタ５３等より構成され、比例要素５２の定数
は、 となるように選ばれる。なお、ｒ１２ｒ２は前出の抵抗
で、モータ定数である。そして、演算器５には、速度調
節器１２の出力であるトルク電流指令値ｉＴＩ が入力
されているので、その出力からは、なる量が得られる。
説明した如きベクトル制御方式において、磁化電流演算
器５を設けた点が特徴である。その詳細は第５Ａ図に示
されるように、絶対値演算器５１、比例要素５２および
上限リミッタ５３等より構成され、比例要素５２の定数
は、 となるように選ばれる。なお、ｒ１２ｒ２は前出の抵抗
で、モータ定数である。そして、演算器５には、速度調
節器１２の出力であるトルク電流指令値ｉＴＩ が入力
されているので、その出力からは、なる量が得られる。
これは、すなわち、先の０４式の関係からｔ ｙ、 （
ｓ ｂｉ” ）の値を表わしていることが゛わかる。し
たがって、トルク電流指令値ｉ♂と、これをもとにして
演算される磁化電流指令値ｉＭ＊とによって、ベクトル
制御を行なうことができる。
ｓ ｂｉ” ）の値を表わしていることが゛わかる。し
たがって、トルク電流指令値ｉ♂と、これをもとにして
演算される磁化電流指令値ｉＭ＊とによって、ベクトル
制御を行なうことができる。
なお、上限リミッタ５３は、負荷の増大とともに、モー
タが過励磁になるのを防止するために設けられ、その設
定値は磁化電流の定格値である。
タが過励磁になるのを防止するために設けられ、その設
定値は磁化電流の定格値である。
第６図はこの発明の他の実施例を示す構成図、第６Ａ図
は第６図における磁化電流演算器の具体例を示すブロッ
ク図である。
は第６図における磁化電流演算器の具体例を示すブロッ
ク図である。
これらの図からも明らかなように、この実施例は、磁化
電流指令値をｉＭ＊をトルク指令値τゝかも（８）式の
如き関係によってめるよ５にした点が特徴であり、した
がって、第６Ａ図の比例要素５２の定数は、 の如く選ばれる。なお、その他の点は先の実施例と同様
であり、また、リミッタ５３の作用についても同様であ
る。
電流指令値をｉＭ＊をトルク指令値τゝかも（８）式の
如き関係によってめるよ５にした点が特徴であり、した
がって、第６Ａ図の比例要素５２の定数は、 の如く選ばれる。なお、その他の点は先の実施例と同様
であり、また、リミッタ５３の作用についても同様であ
る。
この発明によれば、誘導電動機の磁化電流ＩＭを、トル
ク電流ｉアまたはトルクτからαのまたは（８）式を利
用してめるようにしているため、モータの損失、特に銅
損を負荷の低減率に比例して低減させることができ、し
たがって省エネルギーを。
ク電流ｉアまたはトルクτからαのまたは（８）式を利
用してめるようにしているため、モータの損失、特に銅
損を負荷の低減率に比例して低減させることができ、し
たがって省エネルギーを。
図ることが可能となる利点がもたらされるものである。
また、こ５することによって、転負荷時には弱め界磁方
式となり、結果的に鉄損をも低減することができる。
式となり、結果的に鉄損をも低減することができる。
つまり、負荷が大きい場合は過励磁となる可能性があっ
て損失を最少にすることはできないが、通常運転時には
殆んどモータに負荷がかＮもないよ５匁対象に適用して
効果を発揮するものということができる。
て損失を最少にすることはできないが、通常運転時には
殆んどモータに負荷がかＮもないよ５匁対象に適用して
効果を発揮するものということができる。
第１図は誘導電動機の等何回路の一例を示す回路図、第
２図は誘導電動機の銅損特性を示す特性図、第３図は誘
導電動機のベクトル制御装置を示す構成図、第４図は誘
導電動機の磁束と電流との関係を示すベクトル図、第５
図はこの発明の実施例を示す構成図、第５Ａ図は第５図
における磁化電流演算器の具体例を示すブロック図、第
６図はこの発明の他の実施例を示す構成図、第６Ａ図は
第６図における磁化電流演算器の具体例を示すブロック
図である。 符号説明 ５・・・・・・磁化電流演算器、１１・・・・・・磁束
調節器、１２・・・・・・速度調節器、１３，２０３・
・・・・・割算器、１４．２０５・・・・・・ベクトル
回転器、１５・・・・・・２相／３相変換器、１６ａ〜
１６ｃ・・・・・・電流調節器、１７・・・・・・サイ
クロコンバータ、１８ａ〜１８Ｃ・・−・・・電流検出
器、１９・・・・・・誘導電動機、２０・・・・・・磁
束ベクトル演算器、２１−・・・・・位置検出器、２２
・・・・・・速度検出器、３０・・・・・・回転子位置
演算器、５１・・・・・・絶対値演算器、５２，２０１
，２０２・・・・・・比例要素、５３・・・・・・リミ
ッタ、５４・・・・・・平方根演算器、２０４−・・・
・・二相正弦波発振器。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 Ｍ＋ｒｇ ｒｌＥ２ 図 第５Ａ図 第６図 第６Ａ図
２図は誘導電動機の銅損特性を示す特性図、第３図は誘
導電動機のベクトル制御装置を示す構成図、第４図は誘
導電動機の磁束と電流との関係を示すベクトル図、第５
図はこの発明の実施例を示す構成図、第５Ａ図は第５図
における磁化電流演算器の具体例を示すブロック図、第
６図はこの発明の他の実施例を示す構成図、第６Ａ図は
第６図における磁化電流演算器の具体例を示すブロック
図である。 符号説明 ５・・・・・・磁化電流演算器、１１・・・・・・磁束
調節器、１２・・・・・・速度調節器、１３，２０３・
・・・・・割算器、１４．２０５・・・・・・ベクトル
回転器、１５・・・・・・２相／３相変換器、１６ａ〜
１６ｃ・・・・・・電流調節器、１７・・・・・・サイ
クロコンバータ、１８ａ〜１８Ｃ・・−・・・電流検出
器、１９・・・・・・誘導電動機、２０・・・・・・磁
束ベクトル演算器、２１−・・・・・位置検出器、２２
・・・・・・速度検出器、３０・・・・・・回転子位置
演算器、５１・・・・・・絶対値演算器、５２，２０１
，２０２・・・・・・比例要素、５３・・・・・・リミ
ッタ、５４・・・・・・平方根演算器、２０４−・・・
・・二相正弦波発振器。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 Ｍ＋ｒｇ ｒｌＥ２ 図 第５Ａ図 第６図 第６Ａ図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）誘導電動機の電流を内部磁束に平行な磁化電流成分
とこれに直交するトルク電流成分とに分けてベクトル制
御する誘導電動機の駆動制御装置において、該磁化電流
成分をトルクまたはトルク電流成分と電動機定数とから
演算する演算手段を設け、該演算された量とトルク電流
成分とにもとづいて制御を行な５ことを特徴とする誘導
電動機の駆動制御装置。 ２）前記磁化電流成分が予め定められた所定値以上にな
らないように制限して制御を行なうことを特徴とする特
許請求の範囲第１項に記載の誘導電動機の駆動制御装置
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59072902A JPS60219983A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | 誘導電動機の駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59072902A JPS60219983A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | 誘導電動機の駆動制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60219983A true JPS60219983A (ja) | 1985-11-02 |
Family
ID=13502737
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59072902A Pending JPS60219983A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | 誘導電動機の駆動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60219983A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0223085A (ja) * | 1988-07-06 | 1990-01-25 | Toyota Motor Corp | 誘導電導機の制御方法 |
| JPH0223086A (ja) * | 1988-07-06 | 1990-01-25 | Toyota Motor Corp | 誘導電導機の制御方法 |
| JPH0232788A (ja) * | 1987-06-12 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPH06225574A (ja) * | 1994-01-10 | 1994-08-12 | Hitachi Ltd | 電動機の制御方法及び装置 |
-
1984
- 1984-04-13 JP JP59072902A patent/JPS60219983A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0232788A (ja) * | 1987-06-12 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPH0223085A (ja) * | 1988-07-06 | 1990-01-25 | Toyota Motor Corp | 誘導電導機の制御方法 |
| JPH0223086A (ja) * | 1988-07-06 | 1990-01-25 | Toyota Motor Corp | 誘導電導機の制御方法 |
| JPH06225574A (ja) * | 1994-01-10 | 1994-08-12 | Hitachi Ltd | 電動機の制御方法及び装置 |
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