JPH0223086A - 誘導電導機の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、電気自動車などに用いる誘導電動機の制御
方法、特にそのエネルギー効率の改善に関する。

［従来の技術］ 従来から交流電動機のトルク応答制御として、１次電流
を励磁電流とトルク電流に分解して考えるベクトル制御
が広く行われている。そして、誘導電動機のベクトル制
御は通常励磁電流を一定値としておき、トルク電流を変
更して出力トルクを制御している。

また、特公昭６１−５９０７１号公報には誘導電動機の
回転数が所定値まで増加した時には、励磁電流を減少さ
せる界磁弱め制御について示されている。

さらに、特開昭５８−４９０９２号公報には、誘導電動
機の低負荷時において、励磁電流をあらかじめ定められ
た一定の比率で減少し、界磁弱め制御を行うことが示さ
れている。

また、各出力トルク毎に最適な励磁電流値、トルク電流
値を実験により求めておき、この実験データに基づいて
、励磁電流値、トルク電流値を制御する方法も知られて
いる。

そして、前記励磁電流を変化させて誘導電動機を最大効
率で運転するための制御が電気学会回転機研究会資料８
５−３に示されている。

この従来における制御は銅損が最少となるようにすべり
周波数を定め、この回転速度と出力トルクの両方に依存
することなく一定に定められるすべり周波数に応じて励
磁電流を変化させることによって誘導電動機を高効率で
運転制御するものである。

さらに、従来の他の制御方法として、誘導機を簡易ベク
トル制御する際に磁気飽和とトルク効率を考慮する方法
が電気学会全国大会論文集６〇−６７０に記されている
。そして、この従来方法によれば、磁性材の磁気飽和が
最大トルクを与えるすべり周波数に影響することが示唆
されている。

［発明が解決しようとする課題］ このような従来の誘導電動機の制御方法においては、次
のような課題があった。

（Ａ）励磁電流を一定とする場合は、低負荷時にエネル
ギーの損失が大きいという問題があった。

つまり、励磁電流を一定値とする場合は必要とされる最
大トルクに対応する値に励磁電流を固定する必要がある
。このため、低負荷領域においては、励磁電流が必要以
上に大きくなり、エネルギー損失が大きくなるという問
題があった。そして、特に電気自動車の駆動源としての
誘導電動機のような場合、発進時、急加速時、登り坂走
行時など高負荷の場合が多くある。このため、このよう
な高トルク時に合わせて励磁電流値を設定すると、低ト
ルク時のエネルギーロスが非常に大きくなる。

（Ｂ）特公昭６１−５９０７１号公報記載のように高回
転時に界磁弱め制御を行っても、低負荷時のエネルギー
損失を減少することはできない。

（Ｃ）特開昭５７−４９０９２号公報記載のように、低
負荷時に界磁弱め制御を行えば、ある程度のエネルギー
ロスの改善は図れる。しかし、励磁電流値を最適値にで
きる訳ではなく、十分なエネルギー効率の改善は図れな
かった。また、トルク電流と励磁電流の配分を変更する
と、磁束が励磁電流に対して一次遅れになっていること
に起因して、過渡的にトルクはこれらの積に比例しなく
なり正確なトルク制御が行えなかった。

（Ｄ）最適値を予め求めた実験データによって求める方
法によれば、かなりの場合に適当な励磁電流、トルク電
流の設定が行え、エネルギーロスを減少できる。しかし
、この方法で精度を上げるためには、実験量をそれだけ
多くしなければならず、また実験条件の設定上の都合上
すべての場合に十分な対応をすることは困難であった。

（Ｅ）また、従来において、効率の高い制御を行うため
励磁電流を変化させ、このときに銅損を考慮し、さらに
磁気飽和をこれらのベクトル制御に考慮することを示唆
するものがあったが、いずれの励磁電流制御においても
、ステータの磁化特性から最高効率の一次電流を求める
という制御方法は行われていなかった。

本発明は上記従来の課題に鑑み為されたものであり、そ
の目的は、ステータの磁化特性を考慮して所望のトルク
出力が得られる励磁電流を正しく求め、これによって広
範囲のトルク領域において効率の高い制御を行うことの
できる改良された制御方法を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明は、トルク指令値に
基づいて誘導電動機への電力供給を励磁電流とトルク電
流とに分けてベクトル制御する誘導電動機の制御方法に
おいて、 ステータに用いる磁性材の磁化曲線から励磁電流に対す
るインダクタンスを求め、前記トルクをパラメータとし
た励磁電流とインダクタンスとの関係から所望のトルク
を得るために最適効率の励磁電流を求め、誘導電動機の
出力トルクをトルク指令値に対応させることを特徴とす
る。

［作用］ 従って、本発明によれば、広範囲のトルク変動領域にお
いて最適な励磁電流制御が行われ、これによって従来一
定であった磁束電流を指令トルクに応じて変化させ、効
率のよいベクトル制御を可能とする。

そして、本発明によれば、前記ベクトル制御を行うとき
に、ステータの磁化特性によってインダクタンス、特に
相互インダクタンスが一定でなく、励磁電流の増加にし
たがって、磁気飽和によりインダクタンスが低下するこ
とに着目し、必要な出力トルクをパラメータとして磁化
特性に応じて励磁電流とインダクタンスとの関係から前
記磁気飽和を補償することのできる励磁電流を求め、こ
れによって必要なトルクを出力し、実際の誘導電動機に
最適な高効率ベクトル制御を可能とする。

［実施例］ この発明に係る誘導電動機の制御方法を適用した電気自
動車の一実施例について図面に基づいて説明する。

バッテリ１０からの直流電力は、インバータ主回路１２
のスイッチングトランジスタ（図示せず）のスイッチン
グ制御によって、所定の交流電力に変換され、誘導電動
機１４に供給される。そして、誘導電動Ｆａ１４が駆動
制御されることによって、電気自動屯が走行制御される
。

この誘導電動機１４の回転数ωｒはタコジェネレータ１
６によって検出される。そして、この回転数ωｒは磁束
Φ２指令口路１８に供給される。

この磁束Φ２指令回路１８は、トルク指令値＊ Ｔｑ　から求めた２次磁束Φ２をベクトル制御回路１０
０に供給すると共に、ωＳ　指令回路２Ｇに供給する。

ここで、この磁束Φ２指令回路１８にはトルク指令値Ｔ
ｑ　から計算によって求められた２次磁束Φ２が供給さ
れるが、この発明では２次磁束Φ２の算出に最適すべり
角周波数演算回路２２によって得られた最適すべり角周
波数ωｓ　ｗｉｎを利用する。そこで、この最適すべり
角周波数ωＳｍ１ｎの算出について説明する。

この最適すべり一角周波数の０５ｍ１ｎの算出は、誘導
電動機１４の定常回転時において、特定のすべり角周波
数で誘導電動機１４の銅損が最小となることを基本とす
る。そして、２次磁束が飽和しない範囲内では、すべり
角周波数ωＳをこの演算によって得た特定のすべり角周
波数、つまりこの最適すべり角周波数ωｓ　ｌｌ１ｎに
保持するのである。

また、トルク応答性をベクトル制御と同等とする為、励
磁電流■　を２次磁束Φ２を微分することによって求め
る。このようにすることによって、トルク指令Ｔｑ　が
変化した場合にもトルク出力を制御できるようになる。

そして、誘導電動機１４を２軸変換した場合の等価回路
を第２図に示す。これによれば、次のような関係が成立
つことが分る。

１ｌｄ−（Φ、　＋に−ｄ／ｄ　ｔ　（Φ９））７Ｍ ｉ　　ｑ−Ｋ・ωＳ・０２７Ｍ ■ ｉ　　ｄ　−−（１／Ｒ）　ｘｄ／ｄ　ｔ　（Φ２）ｉ
ｑ−一ωＳ・Φ２／Ｒ２ ここで、ｉｄは１次側励磁電流で１゜に対応■ するものであり、１１ｑは１次側トルク電流でＩｔに対
応するものであり、１２ｄは、１．ｑはそれぞれ２次側
の励磁方向電流、トルク方向電流である。また、ωＳは
すべり角周波数、Ｋは２次側インダクタンスＬ２と２次
側漏れインダクタンスの和を２次側抵抗Ｒ２で除算した
もの（Ｋ−（Ｌ　　＋ｆ　　）／Ｒ）、Φ２は２次側磁
束である。

また、出力トルクＴは、 Ｔ■Φ２・１２Ｑ であり、これをすべり周波数ωＳを使って表せば次のよ
うになる。

Ｔ−ωＳΦ　２／Ｒ ここで、誘電電動機１４における抵抗への電流流通の際
のエネルギー損失である鋼損りは、電流の２乗に抵抗を
乗算して得られる。そして、定常状態ではｄΦ／ｄｔが
０となるので損失しは次式％式％ ］ この銅損りを最小にするωＳ、つまり最適すべり角周波
数ωｓ　ａｋｉｎを求める為には、この銅損りをωＳで
微分し、これが０となるωＳを求めればよい。このよう
にして、最適すべり角周波数ω５ｓｉｎが次式のように
求められる。

＋Ｒ（Ｌ　　＋ｊ！　　）２）］　　””このようにし
て求めた最適すべり周波数ωｓ　ｌ１ｉｎは回転数ωｒ
、　　トルクＴに無関係である。

このため、過渡期間を含めてすべり角周波数ωＳをこの
最適すべり角周波数ωｓ　ｆｆ１ｉｎに保持すれば、銅
損りを最小限とした状態での制御が行えることになる。

そこで、最適すべり角周波数演算回路２２は上述のよう
に誘導電動機１４の特性値から最適すべり角周波数ωｓ
　１Ｉｉｎを演算算出している。

本発明において特徴的なことは、励磁電流を変化させて
ベクトル制御を行う場合、例えば実施例において前述し
たごとき最適すべり角周波数ωＳｍ１ｎを演算するに際
し、従来一定値とされていたインダクタンス、特に前述
した実施例によれば、第２図の相互インダクタンスＭが
ステータの磁化特性によって変化することを考慮したこ
とにある。

第４図には励磁電流ｉｄと磁束Φ２との関係、■ すなわち磁化曲線の一例が示されており、実線で示され
る如く励磁電流の増加にしたがって磁束は飽和に近付く
ので曲線的に増加の度合いが低下することが理解される
。第４図において、励磁電流に応じて３種類の相互イン
ダクタンスＭ１〜Ｍ３が励磁電流と磁束の傾きとして示
されており、図のごとく励磁電流の増加にしたがって相
互インダクタンスＭが低下することが理解される。

第５図には前記第４図の特性を他の形、すなわち励磁電
流ｒｔｄと相互インダクタンスＭとの関係として示した
ものであり、図の破線が相互インダクタンスＭの特性を
示し、図示のごとく、励磁電流の増加によって相互イン
ダクタンスＭが低下していることが理解される。

そして、Ｔ１〜Ｔ４で示される特性は所望のトルクＴを
パラメータとしたときの励磁電流と相互インダクタンス
との特性であり、第５図から所望のトルクＴが定まれば
、このときに最適効率でモータ制御するときの励磁電流
は各トルクＴをパラメータとしたときの実線と相互イン
ダクタンスＭの破線で示される特性との交点で求められ
ることとなる。

そして、前述したすべり角周波数ωＳを使って求めたト
ルクＴの式に前述した最適すべり角周波数ωｓ　ｓｉｎ
を求める式を代入すると、２．２ Ｔ−Ｍ　　−ｔ　　ｄ　　［Ｒ／ｆＭ２Ｒｔ　　　　　
ｔ　　　　　　２ ＋（Ｌ　　＋１　　）２Ｒｌ］” ここで、〜伯Ｌ　〉〉Ｊ！２　なので （Ｌ２＋１２）丑Ｍとすると１ 、　　　　２　　　　　　　　　　　　　　　　　　０
．５Ｔ−Ｍ−１ｌｄ　　　ｆＲ１／　（Ｒ１＋Ｒ２）１
０．５ Ｍ−Ｔ−（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１１ ／１　ｄ２ ■ となる。

従って、上記式により、トルク指令が定まれば、このと
きの励磁電流と相互インダクタンスとの関係が定まり、
これを前記第５図のトルクＴをパラメータとした相互イ
ンダクタンスの非線形特性から最適条件、すなわち必要
なトルクを得るための励磁電流と相互インダクタンスと
の値が得られる。

従って、トルク指令値Ｔｑ　に対し、モータ温度から一
次電流Ｒに次電流Ｒ２を求め、前記トルク指令から定ま
る相互インダクタンスＭと励磁電流１１ｄから最適すべ
り角周波数ωｓ　ｗｉｎを求めることができる。

そして、この最適すべり角周波数ωｓｗａｎは除算器２
４に供給されるが、この除算器２４には乗算器２６で２
次側抵抗Ｒ２が乗算されたトルク指令値Ｔｑ　が供給さ
れ、ここでこれらの割算が行なわれる。この演算結果は
ルート７ａｎｒＩ２８にてさらに演算され２次磁束Φ２
が算出され、これが磁束の２指令回路１８に供給される
。

つまり、２次磁束Φ２は次式によって演算算出される。

０．５ Φ　−（Ｔｑ　−Ｒ２／ω５ｌｌｉｎ）また、磁束Φ２
指令回路１８及びωＳ　指令回路２０においては、この
ようにして得られた２次磁束Φ２を予め求められている
最大磁束Φａ＋ａＸと比較する。これは、出力電圧には
上限があり、また磁束密度が飽和に達するとそれ以上２
次磁束Φ２を大きくできないため、これらを考慮した限
界値ΦｍａＸをあらかじめ記憶しておき、これと計算に
よって求められた２次磁束Φ２を比較し出力する２次磁
束指令値Φ２　が最大磁束Φｆｆ１ａＸを越えないよう
にするためである。

つまり、磁束Φ２指令回路１８は２次磁束Φ２が最大磁
束Φｌｌ１ａｘより大きい場合は、２次磁束指＊ 令値Φ　　として２次磁束Φ２に代えて最大磁束Φｍａ
ｘを出力する。

Φ２−Ｏｆｆｉａｘ また、ωＳ　指令回路２０は２次磁束Φ２が最大磁束Φ
ｆｆ１ａｘより大きい場合は、すべり角周波数指令値ω
Ｓ　として最適すべり角周波数ωｓ　ｍｉｎに代えて次
の値を出力する。

＊　　　　２ （ＩＪＳ　　　　−Ｒ２争　Ｔｑ　　　　／　ΦＩａＸ
このように、２次磁束が最大値になった時はこれを一定
としたまますべり角周波数指令値ωＳ＊を変更すること
によって、従来技術と同様の出力トルクへの追従が自動
的に行える。

次に、ベクトル制御部１００について説明する。

このベクトル制御部１００の構成は、従来から知られて
いるものと同様であり、ここにはトルク指令値Ｔｑ　、
２次磁束指令値Φ　ゝ及び回転数ω「にすべり角周波数
指令値ωＳ　を加算器３２で加算して得た電源角周波数
ω。　が供給される。

そして、インバータ主回路１２ヘインバータ制御指令値
ｉｕ　　　１ｖ　　　Ｌｗ　　を供給する。

除算器４２にはトルク指令値Ｔｑ　と２次磁束＊ 指令値Φ２　が供給され、ここでＴｑ　　／Φ２の除算
が行なわれる。そして、この演算結果は定数乗算器４４
に供給され、ここで定数が乗算され、トルク電流指令値
Ｉｔ　　が演算算出され、これが２／３相変換器４６に
供給される。これによって、トルク電流指令は次式のよ
うになる。

＊ Ｉｔ　　−（Ｔｑ　　／Φ２　） ×（Ｌ２＋１２）７Ｍ ここで、Ｌ２は誘導電動機１４の２次側インダクタンス
、１゜は誘導電動機１４の２次側漏れインダクタンス、
Ｍは誘導電動機１４の１次側と２次側の相互インダクタ
ンスである。

また、定数乗算器４８には、２次磁束指令値＊ Φ２　が供給され、ここで１／Ｍが乗算される。

そして、この結果は２次磁束指令値Φ２　が定数乗算器
５０、微分器５２を経て加算器５４に供給される結果と
加算され、励磁電流指令値工。　が算出される。つまり
、励磁電流指令は次のようになる。

ＩＯ−（Φ２７Ｍ） ＋ｄ／ｄｔｆ（Φ２７Ｍ） ×（Ｌ２＋１２）／Ｒ２） さらに、除算器５６には除算器４２の演算結果及び磁束
Φ２指令回路１８からの２次磁束指令値Φ２＊が供給さ
れ、ここでこれらの除算が行われる。そして、この除算
器５６の演算結果は定数乗算器５８で誘導電動機１４の
２次側抵抗Ｒ２が乗算され、その結果算出されるすべり
角周波数ωＳをωＳ　指令回路２０に供給する。ここで
、このすべり角周波数ωＳは次のようになる。

＊＊２ ωｓｗｍＴｑ　ｘＲ２／Φ２ ＊ ωＳ　指令回路２０は２次磁束指令Φ２が最大磁束ΦＷ
ａＸより小さい場合は、最適すべり角周波数ω５ｍ１ｎ
をすべり角周波数指令ωＳ　として出力し、２次磁束指
令Φ２が最大磁束Φａ＋ａｘより大きい場合は、上記演
算結果のすべり角周波数指令ωＳをすべり角周波数ωＳ
　として出力する。この出力値は、加算器３２で回転数
ωｒが加算され、電源周波数ω。　として２／３相変換
器４６に供給される。

２／３相変換器４６は、入力されたトルク電流＊ 指令Ｉｔ　　、励磁電流指令■。　及び電源周波数＊ ω０　よりインバータ主回路におけるスイッチングを制
御する３相電流指令値ｉｕ＊　ｉｖ＊ｉｗ＊を出力する
。

このような第１図に示す実施例の動作をまとめると、第
３図に示すフローチャート図のようになる。

このように、２次磁束の２が最大磁束Φｌｌ１ａｘより
小さい場合は最適すべり角周波数ωｓ　ｒＡｉｎとした
最適効率制御が行なれ、２次磁束が最大磁束Φ１１ａＸ
を越えた場合は２次磁束指令値Φ２　を最大磁束Φｆｆ
１ａｘに固定した従来と同様の処理が行われる。

以上のようにして、本実施例によれば、最大効率のベク
トル制御を行うときに、銅損を最小とする最適すべり角
周波数ω５Ｉｌｉｎを求め、このすべり角周波数ωｓ　
１ｌｉｎの演算時にステータの磁化特性を考慮し、具体
的には相互インダクタンスＭが励磁電流にしたがって低
下することから、トルクをパラメータとして励磁電流と
相互インダクタンスとの関係を求め、この非線形相互イ
ンダクタンス特性を用いて前記最適すべり角周波数ωｓ
　ｍ１ｎを求めたものである。

前記インダクタンスの磁化特性は磁性材固有のものであ
って、それ自体の有する物理的な磁化特性から前述した
第４図の特性が求められる。

前述した実施例は、最適すべり角周波数を求めるときに
は銅損のみが最小となる演算を行っているが、本発明に
おいて、ステータの磁化特性を用いる他の任意のベクト
ル制御が対象となり、例えば前記損失を銅損ばかりでな
く一次側鉄損を考慮することも可能である。

第６図には鉄損を考慮した場合の誘導電動機の等価回路
が示され、−次側ｄ軸に鉄損抵抗ＲＭか直列に挿入され
ており、他の等価回路は前述した実施例における第２図
と同様である。

そして、このような鉄損を考慮したときには、最適すべ
り角周波数のｓ　ｍｉｎを求める時に銅損及び鉄損を考
慮した損失りを求め、これに基づいて最適すべり角周波
数ωｓ　ｌ１ｌｉｎが求められる。

すなわち、誘電電動機１４における抵抗への電流流通の
際の銅損及び鉄損を含んだエネルギー損失しは、各成分
の電流の２乗に抵抗を乗算して？１１られる。そして、
定常状態ではｄΦ／ｄｔがＯとなるので損失しは次式で
表される。

−Ｔ　［ｆｌ＋　＜Ｌ　　＋４　　）　２／Ｍ２ＸＲ／
ＲｌωＳ＋（Ｒ１＋ＲＭ）Ｒ２ ／　Ｍ　２ ×１／ωＳ］ ここでＲＭは鉄損抵抗を示す。

この損失りを最小にするωＳ、つまり最適すべり角周波
数ωｓ　ｍｉｎを求める為には、この損失りをωＳで微
分し、これがＯとなるωＳを求めればよい。このように
して、最適すべり角周波数ωＳｍ１ｎが次式のように求
められる。

２　　　　　　　　　　　　　　　　２　　　０．５・
　Ｒ２＋Ｒ，（Ｌ２　＋Ｊ！２　）　　　ｌコこのよう
にして求めた最適すべり角周波数ω５ｆｆｌｉｎは回転
数ωｒに対応して変化し、過渡期間を含めてすべり角周
波数ωＳをこの最適すべり角周波数ω５ｉｉｎに保持す
れば、損失りを最小限とした状態での制御が行えること
になる。

そこで、最適すべり角周波数演算回路２２は上述のよう
に誘導電動機１４の特性値から最適すべり角周波数ωｓ
　ＩＩｕｎを演算算出している。

前記誘導電動機１４の各特性定数は現実的にはモータ温
度あるいはモータ回転数によって変化し、例えば−次低
抗Ｒ１，Ｒ２は温度上昇と共に増加し、また鉄損抵抗Ｒ
Ｍは回転数の増加と共に増加する。従って、演算回路２
２はトルク指令値Ｔｑ＊に対してモータ温度及びモータ
回転数から前記各モータ特性定数を決定し、これに基づ
いて最適すべり角周波数ωｓ　ａｋｉｎを演算する。

また、もちろん本発明において相互インダクタンスはそ
の非線形特性に対応してトルクをパラメータとした励磁
電流との関係から求められる。

前述したごとく、本発明の他の実施例において特徴的な
ことは、従来モータ効率に対して無視されていた鉄１月
を考慮するために鉄損抵抗ＲＭを最適すへす角周波数ω
ｓ　ｍｉｎを求めるために演算項目として採用したこと
であり、第８図には無負荷試験と拘束試験とにより実験
的に求めた鉄損抵抗Ｒ９の一例が示され、図示のごとく
回転数の増加と共にｙ、損抵抗が増加していることが理
解される。

前述したごとく本実施例によれば、前記ｙ、損低抵抗４
は第２図から明らかなごとく、ｄ輔−次側にのみ挿入さ
れ、ｑ軸−次側には鉄損成分を入れることなく、これに
よって演算回路２２の演算は極めて容易に行われる。

また、第７図には鉄損を考慮した時における第６図の実
施例のフローチャートが示され、前記第３図のフローチ
ャートと同様に最適すべり角周波数ωｓ　ａｋｉｎを求
める時に、相互インダクタンスＭがトルクＴをパラメー
タとした励磁電流との関係式で求められている。

前述した各実施例において、相互インダクタンスと励磁
電流との関係は前記トルクＴをパラメータとした演算式
と第４図の特性曲線から求めているが、本発明において
、これらのデータを予めマツプに記憶しておき、このマ
ツプから順次データを読出すことも勿論可能である。

［発明の効果］ 以上のように、本発明に係る誘導電動機の制御方法によ
れば、励磁電流を変化させて最適効率のベクトル制御を
行う際に、ステータに用いる磁性材の非線形特性を考慮
して、指令トルクをパラメータとした励磁電流とインダ
クタンスとの関係を用いるので、広いトルク範囲におい
てエネルギー損失の少ない高効率の制御を達成すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例に係る誘導電動機の制御方
法を適用したシステムのブロック図、第２図は同実施例
の誘導電動機１４の等価回路図、 第３図は同実施例の動作を示すフローチャート図、 第４図は同実施例における磁束と励磁電流の非線形性を
示す特性図、 第５図は同じく同実施例における励磁電流と相互インダ
クタンスとの関係を示す特性図、第６図は本発明の他の
実施例における鉄損を考慮した誘導電動機の等価回路図
、 第７図は第６図の鉄損を考慮した場合における本発明に
係る制御方法のフローチャート図、第８図は第７図の実
施例における鉄損抵抗と回転数との特性を示す特性図で
ある。 １０　・・・　バッテリ １２　・・・　インバータ主回路 １４　・・・　誘導電動機 １６　・・・　タコジェネレータ １８　・・・　磁束Φ２指令回路 ２０　・・・　ωＳ　指令回路 ２２　・・・　最小すべり角周波数演算回路第１図 （副ｗｒｐａ用

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 トルク指令値に基づいて誘導電動機への電力供給を励磁
   電流とトルク電流とに分けてベクトル制御する誘導電動
   機の制御方法において、 ステータに用いる磁性材の磁化曲線から励磁電流に対す
   るインダクタンスを求め、 前記トルクをパラメータとした励磁電流とインダクタン
   スとの関係から所望のトルクを得るために最適効率の励
   磁電流を求め、 誘導電動機の出力トルクをトルク指令値に対応させるこ
   とを特徴とする誘導電動機の制御方法。