JP2521985B2 - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、電気自動車などに用いる誘導電動機に制
御方法、特にそのエネルギー効率の改善に関する。

［従来の技術］ 従来から交流電動機のトルク応答制御として、１次電
流を励磁電流とトルク電流に分解して考えるベクトル制
御が広く行なわれている。そして、誘導電動機のベクト
ル制御は通常励磁電流を一定値としておき、トルク電流
を変更して出力トルクを制御している。

また、特公昭61−59071号公報には誘導電動機の回転
数が所定値まで増加した時には、励磁電流を減少させる
界磁弱め制御について示されている。

さらに、特開昭58−49092号公報には、誘導電動機の
低負荷時において、励磁電流をあらかじめ定められた一
定の比率で減少し、界磁弱め制御を行うことが示されて
いる。

また、各出力トルク毎に最適な励磁電流値、トルク電
流値を実験により求めておき、この実験データに基づい
て、励磁電流値、トルク電流値を制御する方法も知られ
ている。

［発明が解決しようとする問題点］ このような従来の誘導電動機の制御方法においては、
次のような問題点があった。

（Ａ）励磁電流を一定とする場合は、低負荷時にエネル
ギーの損失が大きいという問題点があった。

つまり、励磁電流を一定値とする場合は必要とされる
最大トルクに対応する値に励磁電流を固定する必要があ
る。このため、低負荷領域においては、励磁電流が必要
以上に大きくなり、エネルギー損失が大きくなるという
問題点があった。そして、特に電気自動車の駆動源とし
ての誘導電動機のような場合、発進時、急加速時、上ぼ
り坂走行時など高負荷の場合が多くある。このため、こ
のような高トルク時に合わせて励磁電流値を設定する
と、低トルク時のエネルギーロスが非常に大きくなる。

（Ｂ）特公昭61−59071号公報記載のように高回転時に
界磁弱め制御を行っても、低負荷時のエネルギー損失を
減少することはできない。

（Ｃ）特開昭58−49092号公報記載のように、低負荷時
に界磁弱め制御を行えば、ある程度のエネルギーロスの
改善は図れる。しかし、励磁電流値を最適値にできる訳
ではなく、十分なエネルギー効率の改善は図れなかっ
た。また、トルク電流と励磁電流の配分を変更すると、
磁束が励磁電流に対して一次遅れになっていることに起
因して、過渡的にトルクはこれらの積に比例しなくなり
最適化制御が行えなかった。

（Ｄ）最適値をあらかじめ求めた実験データによって求
める方法によれば、かなりの場合に適当な励磁電流、ト
ルク電流の設定が行え、エネルギーロスを減少できる。
しかし、この方法で精度を上げるためには、実験量をそ
れだけ多くしなければならず、また実験条件の設定上の
都合上すべての場合に十分な対応をすることは困難であ
った。

この発明は、このような問題点を解決するためになさ
れたものであって、すべり角周波数を誘導電動機の特性
値から演算算出した銅損を最小とする最適すべり角周波
数に保持した状態で、励磁電流、トルク電流を変更し
て、出力トルクを制御することによって、常にエネルギ
ー効率を最適に保つことができる誘導電動機の制御方法
を提供することを目的とする。

［問題点を解決するための手段］ この発明の誘導電動機の制御方法は、トルク指令値に
基づいて誘導電動機への電力供給を制御する誘導電動機
の制御方法において、 上記誘導電動機の１次側抵抗、２次側抵抗、相互イン
ダクタンス、２次側リアクタンスの各特性値から誘導電
動機における銅損を最小とする最適すべり角周波数を演
算算出し、 所定のトルク変動領域内においてこのすべり角周波数
を一定に保った状態で、励磁電流及びトルク電流を変更
し、誘導電動機の出力トルクを上記トルク指令値に応じ
たものとすることを特徴とする。また、本発明において
は上記最適すべり角周波数は次式によって演算算出され
る。

ωsmin＝[R1・R2²/{M²R2+R1(L2+l2)²}]^0.5 （ここで、ωsminは最適すべり角周波数、R1は１次側抵
抗、R2は２次側抵抗、Ｍは１次側２次側の相互インダク
タンス、L2は２次側インダクタンス、12は２次側漏れイ
ンダクタンスである） ［作用］ この発明によれば、最初に誘導電動機の１次側抵抗、
２次側抵抗、相互インダクタンス、２次側リアクタンス
の各特性値から該誘導電動機の銅損を最小とする最適す
べり角周波数を演算算出する。

そして、この最適すべり角周波数を一定に保った状態
で、励磁電流及びトルク電流を変更し、出力トルクをト
ルク指令に対応した所定値に制御する。

このように、スベリ角周波数を最適すべり角周波数に
保持した状態で、トルク指令値に応じて励磁電流及びト
ルク電流の両方を変更する。このため、低トルク領域及
び高トルク領域の両方において、エネルギー効率の最適
化制御が行え、高負荷及び低負荷領域の両方においてエ
ネルギー損失を最小限におさえることができる。

［実施例］ この発明に係る誘導電動機の制御方法を適用した電気
自動車の一実施例について図面に基づいて説明する。

バッテリ10からの直流電力は、インバータ主回路12の
スイッチングトランジスタ（図示せず）のスイッチング
制御によって、所定の交流電力に変換され、誘導電動機
14に供給される。そして、誘導電動機14が駆動制御され
ることによって、電気自動車が走行制御される。

この誘導電動機14の回転数ωｒはタコジェネレータ16
によって検出される。そして、この回転数ωｒは磁束Φ
２指令回路18に供給される。この磁束Φ２指令回路18
は、トルク指令値Tq^*から求めた２次磁束Φ２をベクト
ル制御回路100に供給するとともに、ωｓ^＊指令回路20
に供給する。

ここで、この磁束Φ２指令回路18にはトルク指令値Tq
^*から計算によって求められた２次磁束Φ２が供給され
るが、この発明では２次磁束Φ２の算出に最適すべり角
周波数演算回路22によって得られた最適すべり角周波数
ωsminを利用する。そこで、この最適すべり角周波数ω
minの算出について説明する。

この最適すべり角周波数のωsminの算出は、誘導電動
機14の定常回転時において、特定のすべり周波数で誘導
電動機14の銅損が最小となることを基本とする。そし
て、２次磁束が飽和しない範囲内では、すべり周波数ω
ｓをこの演算によって得た特定のすべり周波数、つまり
この最適すべり角周波数ωsminに保持するのである。

また、トルク応答性をベクトル制御と同等とする為、
励磁電流I0を２次磁束Φ２を微分することによって求め
る。このようにすることによって、トルク指令値Tq^*が
変化した場合にもトルク出力を制御できるようになる。

そして、誘導電動機14を２軸変換した場合の等価回路
を第２図に示す。これによれば、次のような関係が成立
つことが分る。

i1d＝｛Φ２＋Ｋ・d/dt（Φ２）｝/M ilq＝K/ωｓ・Φ2/M i2d＝−（1/R2）×d/dt（Φ２） i2q＝−ωｓ・Φ2/R2 ここで、i1dは１次側励磁電流でIOに対応するもので
あり、i1qは１次側トルク電流でItに対応するものであ
り、i2dは、i2qはそれぞれ２次側の励磁電流、トルク電
流である。また、ωｓはすべり角周波数、Ｋは２次側イ
ンダクタンスL2と２次側漏れインダクタンスの和を２次
側抵抗R2で除算したもの（Ｋ＝（L2＋l2）/R2）、Φ２
は２次側磁束である。

また、出力トルクＴは、 Ｔ＝Φ２・i2q であり、これをすべり周波数ωｓを使って表せば次のよ
うになる。

Ｔ＝ωｓ・Φ２^２/R2 ここで、誘電電動機14における抵抗への電流流通の際
のエネルギー損失である銅損Ｌは、電流の２乗に抵抗を
乗算したものなのである。そして、ｄΦ/dtが０となる
定常状態では次式で表される。

Ｌ＝（i1d²＋i1q²）R1＋（i2d²＋i2q²）R2 ＝Ｔ［｛１＋(L2+l2)²／M²×R1/R2｝ωｓ＋R1・R2/M²
×1/ωｓ］ この銅損Ｌを最小にするωｓ、つまり最適すべり角周
波数ωsminを求める為には、この銅損Ｌをωｓで微分
し、これが０となるωｓを求めればよい。このようにし
て、最適すべり角周波数ωsminが次式のように求められ
る。

ωsmin＝[R1・R2²/{M²・R2+R1(L2+l2)²}]^0.5 このようにして求めた最適すべり角周波数ωsminは回
転数ωｒ、トルクＴに無関係である。このため、過渡期
間を含めてすべり角周波数ωｓをこの最適すべり角周波
数ωsminに保持すれば、銅損Ｌを最小限にとした状態で
の制御が行えることになる。

そこで、最適すべり角周波数演算回路22は上述のよう
に誘導電動機14の特性値から最適すべり角周波数ωsmin
を演算算出し、ここに記憶している。そして、この最適
すべり角周波数ωsminは除算器24に供給されるが、この
除算器24には乗算器26で２次側抵抗R2が乗算されたトル
ク指令値Tq^*が供給され、ここでこれらの割算が行なわ
れる。この演算結果はルート演算器28にさらに演算され
２次磁束Φ２が算出され、これが磁束Φ２指令回路18に
供給される。

つまり、２次磁束Φ２は次式によって演算算出され
る。

Φ２＝｛Tq^*・R2/ωsmin｝^0.5 また、磁束Φ２指令回路18及びωｓ^＊指令回路20にお
いては、このようにして得られた２次磁束Φ２をあらか
じめ求められている最大磁束Φmaxと比較する。これ
は、出力電圧には上限があり、また磁束密度が飽和に達
するとそれ以上２次磁束Φ２を大きくできないため、こ
れらを考慮した限界値Φmaxをあらかじめ記憶してお
き、これと計算によって求められた２次磁束Φ２を比較
し出力する２次磁束指令値Φ２^＊が最大磁束Φmaxを越
えないようにするためである。

つまり、磁束Φ２指令回路18は２次磁束Φ２が最大磁
束Φmaxより大きい場合は、２次磁束指令値Φ２^＊とし
て２次磁束Φ２に代えて最大磁束Φmaxを出力する。

Φ２^＊＝Φmax また、ωｓ^＊指令回路は２次磁束Φ２が最大磁束Φma
xより大きい場合は、すべり角周波数指令値ωｓ^＊とし
て最適すべり角周波数ωsminに代えて次の値を出力す
る。

ωｓ^＊＝R2・Tq^*／Φmax^２ このように、２次磁束が最大値になった時はこれを一
定としたまますべり角周波数指令値ωｓ^＊を変更するこ
とによって、従来技術と同様の出力トルクへの追従が自
動的に行える。

次に、ベクトル制御部100について説明する。このベ
クトル制御部100の構成は、従来から知られているもの
と同様であり、ここにはトルク指令値Tq^*、２次磁束指
令値Φ２^＊及び回転数ωｒにすべり角周波数指令値ωｓ
^＊を加算器32で加算して得た電源角周波数ω０^＊が供給
される。そして、インバータ主回路12へインバータ制御
指令値iu^*、iv^*、iw^*を供給する。

除算機42にはトルク指令値Tq^*と２次磁束指令値Φ２
^＊が供給され、ここで、Tq^*／Φ２^＊の除算が行なわれ
る。そして、この演算結果は定数乗算器44に供給され、
ここで定数が乗算され、トルク電流指定値It^*が演算算
出され、これが2/3相変換器46に供給される。これによ
って、トルク電流指令は次式のようになる。

It^*＝（Tq^*／Φ２^＊）×（L2＋l2）/M ここで、L2は誘導電動機14の２次側インダクアンス、
l2は誘導電動機14の２次側漏れインダクタンス、Ｍは誘
導電動機14の１次側と２次側の相互インダクタンスであ
る。

また、定数乗算機48には、２次磁束指令値Φ２^＊が供
給され、ここで1/Mが乗算される。そして、この結果は
２次磁束指令値Φ２^＊が定数乗算器50、微分器52を経て
加算器54に供給される結果と加算され、励磁電流指令値
I0^*が算出される。つまり、励磁電流指令は次のように
なる。

I0^*＝（Φ２^＊/M）＋d/dt｛（Φ２^＊/M）×（L2＋l2）/
R2｝ さらに、除算器56には除算器42の演算結果及び磁束Φ
２指令回路18からの２次磁束指令値Φ２^＊が供給され、
ここでこれらの除算が行なわれる。そして、この除算器
56の演算結果は定数乗算器58で誘導電動機14の２次側抵
抗R2が乗算され、その結果算出されるすべり角周波数ω
ｓをωｓ^＊指令回路20に供給する。ここで、このすべり
角周波数ωｓは次のようになる。

ωｓ＝Tq^*×R2/Φ２^＊２ ωｓ^＊指令回路20は２次磁束指令Φ２が最大磁束Φma
xより小さい場合は、最適すべり角周波数Wsminをすべり
角周波数指令ωｓ^＊として出力し、２次磁束指令Φ２が
最大磁束Φmaxより大きい場合は、上記演算結果のすべ
り角周波数指令ωｓをすべり角周波数指令ωｓ^＊として
出力する。この出力値は、加算器32で回転数ωｒが加算
され、電源周波数ω０^＊として2/3相変換器46に供給さ
れる。

2/3相変換器46は、入力されたトルク電流指令It^*、励
磁電流指令I0^*及び電源周波数ω０^＊よりインバータ主
回路におけるスイッチングを制御する３相電流指令値iu
^*，iv^*、iw^*を出力する。

このような第１図に示す例の動作をまとめると、第３
図に示すフローチャート図にようになる。

このように、２次磁束Φ２が最大磁束Φmaxより小さ
い場合は最適すべり角周波数ωsminを一定とした最適効
率制御が行なわれ、２次磁束が最大磁束Φmaxを越えた
場合は２次磁束指令値Φ２^＊を最大磁束Φmaxに固定し
た従来と同様の処理が行なわれる。

第４図及び第５図に従来例及びこの発明の実施例にお
けるトルク指令値Tq^*、すべり角周波数ωｓ、励磁電流I
0、トルク電流It、２次磁束Φ２、銅損Ｌの変化例を示
す。

このように、この発明によれば、すべり周波数ωｓを
最適すべり角周波数に固定し、トルク指令値Tq^*の変化
に対応している。そして、これによって銅損Ｌが低くな
り、エネルギー損失を少なくできることが分る。

［発明の効果］ 以上のように、この発明に係る誘導電動機の制御方法
によれば、すべり角周波数を銅損を最小とできる最適角
周波数に固定することによって、エネルギー損失の少な
い制御が達成される。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例に係る誘導電動機の制御方
法を適用したシステムのブロック図、 第２図は同実施例の誘導電動機14の等価回路図、 第３図は同実施例の動作を示すフローチャート図、 第４図は同実施例の動作特性を示す特性図、 第５図は従来例の動作特性を示す特性図である。 10…バッテリ 12…インバータ主回路 14…誘導電動機 16…タコジェネレータ 18…磁束Φ２指令回路 20…ωｓ^＊指令回路 22…最小すべり周波数演算回路

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】トルク指令値に基づいて誘導電動機への電
   力供給を制御する誘導電動機の制御方法において、 上記誘導電動機の１次側抵抗、２次側抵抗、相互インダ
   クタンス、２次側リアクタンスの各特性値から誘導電動
   機における銅損を最小とする最適すべり角周波数を式ω
   smin＝[R1・R2²/{M²R2+R1(L2+l2)²}]^0.5（ここで、ωsmi
   nは最適すべり角周波数、R1は１次側抵抗、R2は２次側
   抵抗、Ｍは１次側２次側の相互インダクタンス、L2は２
   次側インダクタンス、12は２次側漏れインダクタンスで
   ある）で演算算出し、 所定のトルク変動領域内においてこのすべり角周波数を
   一定に保った状態で、励磁電流及びトルク電流を変更
   し、誘導電動機の出力トルクを上記トルク指令値に応じ
   たものとする誘導電動機の制御方法。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載の方法におい
   て、上記励磁電流及びトルク電流は式I0＝α１・Tq^*0.5
   ＋α２・d/dt（Tq^*0.5） It＝α３・Tq^*0.5 （ここで、I0は励磁電流、Itはトルク電流、Tq^*はトル
   ク指令値、α1,α2,α３は定数である）によって決定す
   ることを特徴とする誘導電動機の制御方法。