JP3468123B2 - サーボモータ制御装置 - Google Patents
サーボモータ制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、サーボモータ、特に逆
突極性を有するＤＣブラシレスモータを駆動する制御装
置に関するものである。
突極性を有するＤＣブラシレスモータを駆動する制御装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５に、従来の技術として、特開平１０
−１４２９９号公報に開示されたサーボモータを駆動す
る制御装置における電流制御の要部構成図を示す。トル
ク分電流指令Ｉq *は、トルク指令Ｔ*を一定値のトルク
定数Ｋt１５で乗算することにより、Ｔ*の比例成分とし
て算出される。一方、励磁電流指令Ｉd *はモータの基底
速度ωbにより二つの制御範囲に分けて定められる。基
底速度以下では、汎用性を持つパラメータとする比例定
数Ｋd１６をＩq *に乗じたＩd1を算出し、Ｉd *=Ｉd1とし
ている。次に基底速度を超える高速域では、前記Ｉd1を
同様に算出し、さらにモータ端子電圧を抑圧するための
励磁電流Ｉd0を別途算出して、前記Ｉd1と足し合わせる
ことでＩd *＝Ｉd1＋Ｉd0としている。前記Ｉd0は、モー
タ速度ωrの大きさを絶対値変換器８を介してフィード
バックし、弱め励磁電流パターン１７により基底速度を
超える高速域ではモータ速度の一次関数となるように算
出される。また、制御対象として逆突極性を有する永久
磁石同期電動機を適用した場合には、Ｉd1およびＩd0を
それぞれ負の値とすることで、等価弱め界磁制御を行う
と同時にリラクタンストルクを発生させる。このよう
に、励磁電流を制御することにより、以前の制御法では
困難であった永久磁石同期電動機の定出力制御をも可能
であるとしている。
−１４２９９号公報に開示されたサーボモータを駆動す
る制御装置における電流制御の要部構成図を示す。トル
ク分電流指令Ｉq *は、トルク指令Ｔ*を一定値のトルク
定数Ｋt１５で乗算することにより、Ｔ*の比例成分とし
て算出される。一方、励磁電流指令Ｉd *はモータの基底
速度ωbにより二つの制御範囲に分けて定められる。基
底速度以下では、汎用性を持つパラメータとする比例定
数Ｋd１６をＩq *に乗じたＩd1を算出し、Ｉd *=Ｉd1とし
ている。次に基底速度を超える高速域では、前記Ｉd1を
同様に算出し、さらにモータ端子電圧を抑圧するための
励磁電流Ｉd0を別途算出して、前記Ｉd1と足し合わせる
ことでＩd *＝Ｉd1＋Ｉd0としている。前記Ｉd0は、モー
タ速度ωrの大きさを絶対値変換器８を介してフィード
バックし、弱め励磁電流パターン１７により基底速度を
超える高速域ではモータ速度の一次関数となるように算
出される。また、制御対象として逆突極性を有する永久
磁石同期電動機を適用した場合には、Ｉd1およびＩd0を
それぞれ負の値とすることで、等価弱め界磁制御を行う
と同時にリラクタンストルクを発生させる。このよう
に、励磁電流を制御することにより、以前の制御法では
困難であった永久磁石同期電動機の定出力制御をも可能
であるとしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前記従来技術におい
て、制御対象として逆突極性を有するＤＣブラシレスモ
ータを適用した場合の課題を列挙する。
て、制御対象として逆突極性を有するＤＣブラシレスモ
ータを適用した場合の課題を列挙する。
【０００４】第一に、逆突極性を有するＤＣブラシレス
モータは適切な一定値の電流位相角をなす励磁電流Ｉd
を流すことで、逆突極性モータに特有なリラクタンスト
ルクを発生させて有効に活用することができる。しかし
ながら、前記従来技術では基底速度以下において汎用性
を持つパラメータとする比例定数Ｋd１０をＩq *に乗じ
てＩd *を算出する手法を開示しているのみであり、この
比例定数Ｋd１０の設定値はリラクタンストルクとの関
連付けにまで至っていない。したがって、リラクタンス
トルクの有効活用が考慮されていない。
モータは適切な一定値の電流位相角をなす励磁電流Ｉd
を流すことで、逆突極性モータに特有なリラクタンスト
ルクを発生させて有効に活用することができる。しかし
ながら、前記従来技術では基底速度以下において汎用性
を持つパラメータとする比例定数Ｋd１０をＩq *に乗じ
てＩd *を算出する手法を開示しているのみであり、この
比例定数Ｋd１０の設定値はリラクタンストルクとの関
連付けにまで至っていない。したがって、リラクタンス
トルクの有効活用が考慮されていない。
【０００５】第二に、基底速度を超える高速域ではモー
タ端子電圧を抑圧する目的で、モータ速度の一次関数と
なるＩd0を別途算出して、前記Ｉd1と足し合わせること
でＩd *を算出している。しかしながら、前記従来技術は
前記リラクタンストルクの大きさを考慮した制御法では
ないために、前記Ｉd0を別途足しあわせることにより実
際にはリラクタンストルクが発生してしまい、所望する
出力トルクとならないことになる（所望する定出力駆動
特性が得られないことになる）。
タ端子電圧を抑圧する目的で、モータ速度の一次関数と
なるＩd0を別途算出して、前記Ｉd1と足し合わせること
でＩd *を算出している。しかしながら、前記従来技術は
前記リラクタンストルクの大きさを考慮した制御法では
ないために、前記Ｉd0を別途足しあわせることにより実
際にはリラクタンストルクが発生してしまい、所望する
出力トルクとならないことになる（所望する定出力駆動
特性が得られないことになる）。
【０００６】第三に、前記リラクタンストルクの大きさ
はｑ軸インダクタンスＬqの大きさに依存する部分があ
るが、Ｌqはトルク分電流Ｉqにより変動することが考え
られる。しかしながら、前記従来技術はＬqの大きさの
変動を補償する制御法ではないため、精度の良い定トル
クおよび定出力駆動特性を得ることが困難である。
はｑ軸インダクタンスＬqの大きさに依存する部分があ
るが、Ｌqはトルク分電流Ｉqにより変動することが考え
られる。しかしながら、前記従来技術はＬqの大きさの
変動を補償する制御法ではないため、精度の良い定トル
クおよび定出力駆動特性を得ることが困難である。
【０００７】第四に、前記従来技術では以前の制御法で
は困難であった永久磁石同期電動機の定出力制御を可能
であるとしている。しかしながら、一般に工作機械など
におけるスピンドルモータでは定トルクおよび定出力制
御のみならず、変速器等の動力伝達機構または巻線切換
等の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図る
ことが可能な広域定出力制御も要求されることがあり、
従来技術ではこれを実現することができない。
は困難であった永久磁石同期電動機の定出力制御を可能
であるとしている。しかしながら、一般に工作機械など
におけるスピンドルモータでは定トルクおよび定出力制
御のみならず、変速器等の動力伝達機構または巻線切換
等の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図る
ことが可能な広域定出力制御も要求されることがあり、
従来技術ではこれを実現することができない。
【０００８】この発明は、上述の問題点を解決するため
になされたもので、リラクタンストルクを考慮した精度
の良い定トルクおよび定出力駆動特性、さらに広域定出
力駆動特性を有するサーボモータ制御装置を得ることを
目的としている。
になされたもので、リラクタンストルクを考慮した精度
の良い定トルクおよび定出力駆動特性、さらに広域定出
力駆動特性を有するサーボモータ制御装置を得ることを
目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明にかかるサーボ
モータを駆動する制御装置においては、ＤＣブラシレス
モータに特有なリラクタンストルクを考慮して精度の良
いトルク制御を可能とするために、ｑ軸インダクタンス
Ｌqの変動を補償する手段を具備したものである。
モータを駆動する制御装置においては、ＤＣブラシレス
モータに特有なリラクタンストルクを考慮して精度の良
いトルク制御を可能とするために、ｑ軸インダクタンス
Ｌqの変動を補償する手段を具備したものである。
【００１２】またこの発明にかかるサーボモータを駆動
する制御装置においては、定トルクおよび定出力制御の
みならず、変速器等の動力伝達機構または巻線切換等の
手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図ること
が可能な広域定出力制御も供給する手段を具備したもの
である。
する制御装置においては、定トルクおよび定出力制御の
みならず、変速器等の動力伝達機構または巻線切換等の
手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図ること
が可能な広域定出力制御も供給する手段を具備したもの
である。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下に図１から図９を参照しての
発明の形態を詳細に説明する。まず、図６に示すサーボ
モータ速度制御系のブロック図の説明をする。速度指令
値ωr *と速度検出器１９から得られた速度フィードバッ
クωrとの偏差をＰＩ制御器２９により演算してトルク
指令値Ｔ*が算出される。電流指令値演算回路２８で
は、得られたトルク指令値Ｔ*から励磁電流指令値Ｉd *
およびトルク分電流指令値Ｉq *が算出される。ｄｑ軸電
圧指令値Ｖd *およびＶq *は、前記Ｉd *およびＩq *と３Φ
／ｄｑ変換器２３から得られた励磁電流フィードバック
Ｉdおよびトルク分電流フィードバックＩqとの偏差をそ
れぞれＰＩ制御器２５、２６により演算し、非干渉制御
器２７において式１および２の演算から得られるフィー
ドフォワード補償電圧ＶdyおよびＶqyを加えることで算
出される。前記ｄｑ軸電圧指令値Ｖd *およびＶq *はｄｑ
／３Φ変換器２２により、パルスカウンタ２４から得ら
れた角度θを用いて三相交流電圧指令値Ｖu *、Ｖv *およ
びＶw *に変換され、電力変換器２１により増幅された三
相交流電圧がサーボモータ１８に入力される。サーボモ
ータ１８に供給された三相交流電流値ｉuおよびｉvは電
流検出器２０により検出され、前記３Φ／ｄｑ変換器２
３により前記角度θを用いて前記トルク分電流および励
電流フィードバックに変換される。
発明の形態を詳細に説明する。まず、図６に示すサーボ
モータ速度制御系のブロック図の説明をする。速度指令
値ωr *と速度検出器１９から得られた速度フィードバッ
クωrとの偏差をＰＩ制御器２９により演算してトルク
指令値Ｔ*が算出される。電流指令値演算回路２８で
は、得られたトルク指令値Ｔ*から励磁電流指令値Ｉd *
およびトルク分電流指令値Ｉq *が算出される。ｄｑ軸電
圧指令値Ｖd *およびＶq *は、前記Ｉd *およびＩq *と３Φ
／ｄｑ変換器２３から得られた励磁電流フィードバック
Ｉdおよびトルク分電流フィードバックＩqとの偏差をそ
れぞれＰＩ制御器２５、２６により演算し、非干渉制御
器２７において式１および２の演算から得られるフィー
ドフォワード補償電圧ＶdyおよびＶqyを加えることで算
出される。前記ｄｑ軸電圧指令値Ｖd *およびＶq *はｄｑ
／３Φ変換器２２により、パルスカウンタ２４から得ら
れた角度θを用いて三相交流電圧指令値Ｖu *、Ｖv *およ
びＶw *に変換され、電力変換器２１により増幅された三
相交流電圧がサーボモータ１８に入力される。サーボモ
ータ１８に供給された三相交流電流値ｉuおよびｉvは電
流検出器２０により検出され、前記３Φ／ｄｑ変換器２
３により前記角度θを用いて前記トルク分電流および励
電流フィードバックに変換される。
【００１４】
Ｖｄｙ＝Ｐｍ×ωｒ×Ｌｑ×Ｉｑ ＊……（式１）
Ｖｑｙ＝Ｐｍ×ωｒ×（Φｒ＋Ｌｄ＋Ｉｄ ＊）……（式２）
【００１５】次に、逆突極性を有するＤＣブラシレスモ
ータの電流位相角と出力トルクおよび電流、電圧ベクト
ルの関係について説明する。図７は、逆突極性を有する
ＤＣブラシレスモータのトルク−電流位相角曲線を示
す。逆突極性を有するＤＣブラシレスモータの出力トル
クは、永久磁石により発生するアクティブトルクと突極
性に起因するリラクタンストルクとの和となる。したが
って、リラクタンストルクを考慮した場合、一定の電流
位相角β1としたときに出力トルクが最大、言い換えれ
ば所望する出力トルクに対する電流値が最小となる最大
効率駆動が可能となる。また、前記電流位相角をβ1一
定としたときでサーボモータが高速域または重負荷時な
どに電圧飽和を生じる場合、前記電流位相角をβ2とす
ることで電圧飽和を回避することができる。この電流位
相角と電圧飽和との関係を以下に説明する。
ータの電流位相角と出力トルクおよび電流、電圧ベクト
ルの関係について説明する。図７は、逆突極性を有する
ＤＣブラシレスモータのトルク−電流位相角曲線を示
す。逆突極性を有するＤＣブラシレスモータの出力トル
クは、永久磁石により発生するアクティブトルクと突極
性に起因するリラクタンストルクとの和となる。したが
って、リラクタンストルクを考慮した場合、一定の電流
位相角β1としたときに出力トルクが最大、言い換えれ
ば所望する出力トルクに対する電流値が最小となる最大
効率駆動が可能となる。また、前記電流位相角をβ1一
定としたときでサーボモータが高速域または重負荷時な
どに電圧飽和を生じる場合、前記電流位相角をβ2とす
ることで電圧飽和を回避することができる。この電流位
相角と電圧飽和との関係を以下に説明する。
【００１６】図８は、逆突極性を有するＤＣブラシレス
モータの電流および電圧ベクトル図を示す。説明を簡単
にするために、巻線抵抗による電圧降下は無視してい
る。このため、ｄｑ軸電圧は式１および２のフィードフ
ォワード補償電圧ＶdyおよびＶqyに相当する。図８
（ａ）は前記電流位相角を一定でβ1としたときでサー
ボモータが高速域または重負荷時などにおいて電圧飽和
を生じている状態を示す。つまり、サーボモータが高速
域または重負荷時にはモータ速度ωbまたはトルク分電
流Ｉqが大きくなり、サーボモータへの供給が必要とな
る電圧値Ｖsが電力変換器２１の出力電圧最大値を超え
た状態となる。これを電圧飽和と呼び、所望する電流制
御が不可能な状態になる。ところが、図８（ｂ）に示す
ように前記電流位相角をβ2とすることにより、電流位
相角β1のときと比べて励磁電流値Ｉdが負の方向に増加
するために、式２から分かるようにｑ軸電圧を低く抑え
ることができ、電圧飽和を回避することができる。
モータの電流および電圧ベクトル図を示す。説明を簡単
にするために、巻線抵抗による電圧降下は無視してい
る。このため、ｄｑ軸電圧は式１および２のフィードフ
ォワード補償電圧ＶdyおよびＶqyに相当する。図８
（ａ）は前記電流位相角を一定でβ1としたときでサー
ボモータが高速域または重負荷時などにおいて電圧飽和
を生じている状態を示す。つまり、サーボモータが高速
域または重負荷時にはモータ速度ωbまたはトルク分電
流Ｉqが大きくなり、サーボモータへの供給が必要とな
る電圧値Ｖsが電力変換器２１の出力電圧最大値を超え
た状態となる。これを電圧飽和と呼び、所望する電流制
御が不可能な状態になる。ところが、図８（ｂ）に示す
ように前記電流位相角をβ2とすることにより、電流位
相角β1のときと比べて励磁電流値Ｉdが負の方向に増加
するために、式２から分かるようにｑ軸電圧を低く抑え
ることができ、電圧飽和を回避することができる。
【００１７】図１は、サーボモータを駆動する制御装置
における電流指令値演算回路２８の一例を示す図であ
る。トルク分電流指令Ｉq *はトルク分電流指令算出部１
において、後述する磁束相当分に極対数Ｐm２を乗じた
ものでトルク指令値Ｔ*を除算して求められる。次いで
Ｉq *またはトルク分電流フィードバックＩqが電流位相
角制御部７に入力され、絶対値変換器８を介して絶対値
とした後に、第１電流位相角設定器９において一定の電
流位相角β1を用いて−ｔａｎ（β1）を乗じることで励
磁電流指令Ｉd *を算出する。このＩd *に励磁電流フィー
ドバックＩdを追従させることでリラクタンストルクが
発生するが、式３に示す逆突極性を有するＤＣブラシレ
スモータのトルク方程式に基づき、発生するリラクタン
ストルクの大きさを考慮する。リラクタンストルク考慮
部３において電機子錯交磁束Φf４、ｑ軸インダクタン
スＬq５、ｄ軸インダクタンスＬd６および前記Ｉd *から
磁束相当分Φf＋（Ｌd−Ｌq）×Ｉd ＊を算出する。算出
した磁束相当分はトルク分電流指令算出部１にて前記極
対数Ｐm２を乗じて、前記Ｉq *を算出する際に用いる。
における電流指令値演算回路２８の一例を示す図であ
る。トルク分電流指令Ｉq *はトルク分電流指令算出部１
において、後述する磁束相当分に極対数Ｐm２を乗じた
ものでトルク指令値Ｔ*を除算して求められる。次いで
Ｉq *またはトルク分電流フィードバックＩqが電流位相
角制御部７に入力され、絶対値変換器８を介して絶対値
とした後に、第１電流位相角設定器９において一定の電
流位相角β1を用いて−ｔａｎ（β1）を乗じることで励
磁電流指令Ｉd *を算出する。このＩd *に励磁電流フィー
ドバックＩdを追従させることでリラクタンストルクが
発生するが、式３に示す逆突極性を有するＤＣブラシレ
スモータのトルク方程式に基づき、発生するリラクタン
ストルクの大きさを考慮する。リラクタンストルク考慮
部３において電機子錯交磁束Φf４、ｑ軸インダクタン
スＬq５、ｄ軸インダクタンスＬd６および前記Ｉd *から
磁束相当分Φf＋（Ｌd−Ｌq）×Ｉd ＊を算出する。算出
した磁束相当分はトルク分電流指令算出部１にて前記極
対数Ｐm２を乗じて、前記Ｉq *を算出する際に用いる。
【００１８】
Ｔ＝Ｐm×｛Φf＋（Ｌd−Ｌq）×Ｉd｝×Ｉq……（式３）
【００１９】図２は、サーボモータを駆動する制御装置
における電流指令値演算回路２８の一例を示す図であ
る。図１に示す電流指令値演算回路２８で高速域または
重負荷時などに電圧飽和を生じる場合、所定の第２の電
流位相角で一定値β2もしくはβ1からβ2に切り換えて
励磁電流Ｉdを制御するものである。つまり、電流位相
角制御部７において新たに第２の電流位相角設定器１０
を追加し、スイッチ１１を所定のモータ速度または所定
の誘起電圧により切り換えるものである。
における電流指令値演算回路２８の一例を示す図であ
る。図１に示す電流指令値演算回路２８で高速域または
重負荷時などに電圧飽和を生じる場合、所定の第２の電
流位相角で一定値β2もしくはβ1からβ2に切り換えて
励磁電流Ｉdを制御するものである。つまり、電流位相
角制御部７において新たに第２の電流位相角設定器１０
を追加し、スイッチ１１を所定のモータ速度または所定
の誘起電圧により切り換えるものである。
【００２０】次に、電流位相角の切換を以下に説明す
る。図７において、電流位相角をβ2以上とすることに
より高速域または重負荷時などでも電圧飽和を回避でき
る場合は、最大トルクを得られるように一定値β1とす
ることで最大効率駆動を供給する前記図１に示す電流指
令値演算回路２８を用いる。一方、電流位相角をβ2以
上とすることにより電圧飽和を回避できる場合は一定値
β2とするか、もしくは電圧飽和を生じない領域では一
定値β1として所定の速度または所定の誘起電圧以上で
β2に切り換えるのが図２に示す電流指令値演算回路２
８である。なお、切換えを判定する際に用いる誘起電圧
は式１および２のフィードフォワード補償電圧Ｖdyおよ
びＶqyを用いて、v（Ｖdy 2＋Ｖqy 2）／v３と算出したも
のを用いる。
る。図７において、電流位相角をβ2以上とすることに
より高速域または重負荷時などでも電圧飽和を回避でき
る場合は、最大トルクを得られるように一定値β1とす
ることで最大効率駆動を供給する前記図１に示す電流指
令値演算回路２８を用いる。一方、電流位相角をβ2以
上とすることにより電圧飽和を回避できる場合は一定値
β2とするか、もしくは電圧飽和を生じない領域では一
定値β1として所定の速度または所定の誘起電圧以上で
β2に切り換えるのが図２に示す電流指令値演算回路２
８である。なお、切換えを判定する際に用いる誘起電圧
は式１および２のフィードフォワード補償電圧Ｖdyおよ
びＶqyを用いて、v（Ｖdy 2＋Ｖqy 2）／v３と算出したも
のを用いる。
【００２１】図３は、サーボモータを駆動する制御装置
における電流指令値演算回路２８の一例である。前記制
御でリラクタンストルクを考慮してさらに精度の良いト
ルク制御を可能とするために、ｑ軸インダクタンスＬq
の変動を補償するものである。つまりリラクタンストル
ク考慮部において、ｑ軸インダクタンスＬq５を新たに
トルク分電流Ｉqの関数となる所定のｑ軸インダクタン
スパターン１２に置き換えたものである。
における電流指令値演算回路２８の一例である。前記制
御でリラクタンストルクを考慮してさらに精度の良いト
ルク制御を可能とするために、ｑ軸インダクタンスＬq
の変動を補償するものである。つまりリラクタンストル
ク考慮部において、ｑ軸インダクタンスＬq５を新たに
トルク分電流Ｉqの関数となる所定のｑ軸インダクタン
スパターン１２に置き換えたものである。
【００２２】前記ｑ軸インダクタンスパターン１２の構
成は、トルク分電流Ｉqまたはトルク分電流指令Ｉq *が
所定の値Ｉq０以下では一定のｑ軸インダクタンスＬq０
とし、所定の値Ｉq０を超えるときはトルク分電流Ｉqの
一次関数としてｑ軸インダクタンスを減少させる。これ
はトルク分電流の増加に伴うｑ軸インダクタンスの非線
形性を近似的に表現したものである。
成は、トルク分電流Ｉqまたはトルク分電流指令Ｉq *が
所定の値Ｉq０以下では一定のｑ軸インダクタンスＬq０
とし、所定の値Ｉq０を超えるときはトルク分電流Ｉqの
一次関数としてｑ軸インダクタンスを減少させる。これ
はトルク分電流の増加に伴うｑ軸インダクタンスの非線
形性を近似的に表現したものである。
【００２３】図４は、サーボモータを駆動する制御装置
における電流指令値演算回路２８の一例である。前記制
御では、全速度領域においてサーボモータの出力トルク
が一定となる定トルク制御であった。図４に示すものは
前記定トルク制御に加えて、基底速度以上の領域ではサ
ーボモータの出力が一定、言い換えればサーボモータの
出力トルクがモータ速度に反比例する定出力制御を可能
とし、さらに変速器等の動力伝達機構または巻線切換等
の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図る広
域定出力制御も可能とするものである。
における電流指令値演算回路２８の一例である。前記制
御では、全速度領域においてサーボモータの出力トルク
が一定となる定トルク制御であった。図４に示すものは
前記定トルク制御に加えて、基底速度以上の領域ではサ
ーボモータの出力が一定、言い換えればサーボモータの
出力トルクがモータ速度に反比例する定出力制御を可能
とし、さらに変速器等の動力伝達機構または巻線切換等
の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図る広
域定出力制御も可能とするものである。
【００２４】まず定出力制御においては、基底速度以上
の領域でサーボモータの出力トルクをモータ速度に反比
例させるために、トルク分電流指令算出部１において速
度フィードバックωrを読み込み、ベース速度設定器１
３およびクランプ１４を介すことによりトルク分電流の
大きさをベース速度ωb以上で減少させて、ベース速度
以上において定出力制御を行う。
の領域でサーボモータの出力トルクをモータ速度に反比
例させるために、トルク分電流指令算出部１において速
度フィードバックωrを読み込み、ベース速度設定器１
３およびクランプ１４を介すことによりトルク分電流の
大きさをベース速度ωb以上で減少させて、ベース速度
以上において定出力制御を行う。
【００２５】次に広域定出力制御を以下に説明する。図
９において、定出力Ｐを得られる速度領域はベース速度
ωb以上に限定される。ところが、定出力を得られる速
度範囲を拡大して所望するモータ速度ωb以上とするた
めには定出力Ｐ'とすれば、広域定出力化を図ることが
できる。つまり、前記ベース速度設定器１３においてω
bに式４より算出した所望する広域定出力ベース速度ωb
を設定しておくことで、ωb以上でトルク分電流の大き
さが減少する広域定出力制御を行う。
９において、定出力Ｐを得られる速度領域はベース速度
ωb以上に限定される。ところが、定出力を得られる速
度範囲を拡大して所望するモータ速度ωb以上とするた
めには定出力Ｐ'とすれば、広域定出力化を図ることが
できる。つまり、前記ベース速度設定器１３においてω
bに式４より算出した所望する広域定出力ベース速度ωb
を設定しておくことで、ωb以上でトルク分電流の大き
さが減少する広域定出力制御を行う。
【００２６】ωb＝Ｐ'×ωb……（式４）
【００２７】
【発明の効果】この発明によれば、ＤＣブラシレスモー
タに特有なリラクタンストルクを考慮して精度の良いト
ルク制御を可能とするために、ｑ軸インダクタンスＬq
の変動の補償が可能であるため、精度の良いトルク制御
が図れる。
タに特有なリラクタンストルクを考慮して精度の良いト
ルク制御を可能とするために、ｑ軸インダクタンスＬq
の変動の補償が可能であるため、精度の良いトルク制御
が図れる。
【００３０】またこの発明によれば、基底速度以上の領
域ではサーボモータの出力が一定、言い換えればサーボ
モータの出力トルクをモータ速度に反比例させることを
可能とし、さらに変速器等の動力伝達機構または巻線切
換等の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図
ることが可能であるため、定トルク制御および定出力制
御に加えて、広域定出力制御が図れる。
域ではサーボモータの出力が一定、言い換えればサーボ
モータの出力トルクをモータ速度に反比例させることを
可能とし、さらに変速器等の動力伝達機構または巻線切
換等の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図
ることが可能であるため、定トルク制御および定出力制
御に加えて、広域定出力制御が図れる。
【図１】 この発明によるサーボモータを駆動する制御
装置における電流指令値演算回路の一例を示す図であ
る。
装置における電流指令値演算回路の一例を示す図であ
る。
【図２】 この発明によるサーボモータを駆動する制御
装置における電流指令値演算回路の一例を示す図であ
る。
装置における電流指令値演算回路の一例を示す図であ
る。
【図３】 この発明によるサーボモータを駆動する制御
装置における電流指令値演算回路の一例を示す図であ
る。
装置における電流指令値演算回路の一例を示す図であ
る。
【図４】 この発明によるサーボモータを駆動する制御
装置における電流指令値演算回路の一例を示す図であ
る。
装置における電流指令値演算回路の一例を示す図であ
る。
【図５】 従来のサーボモータを駆動する制御装置にお
ける電流指令値演算回路を示す図である。
ける電流指令値演算回路を示す図である。
【図６】 サーボモータ速度制御系のブロック図であ
る。
る。
【図７】 逆突極性を有するＤＣブラシレスモータのト
ルク−電流位相角曲線である。
ルク−電流位相角曲線である。
【図８】 逆突極性を有するＤＣブラシレスモータの電
流および電圧ベクトル図である。
流および電圧ベクトル図である。
【図９】 広域定出力制御を示す出力およびトルク曲線
である。
である。
１ トルク分電流指令算出部
２ 極対数設定器
３ リラクタンストルク考慮部
４ 電機子錯交磁束設定器
５、６ ｑ軸およびｄ軸インダクタンス設定器
７ 電流位相角制御部
８ 絶対値変換器
９、１０ 第１および第２電流位相角設定器
１１ スイッチ
１２ ｑ軸インダクタンスパターン
１３ ベース速度設定器
１４ クランプ
１５ トルク定数設定器
１６ 比例定数
１７ 弱め励磁電流パターン
１８ サーボモータ
１９ 速度検出器
２０ 電流検出器
２１ 電力変換器
２２ ｄｑ／３Φ変換器
２３ ３Φ／ ｄｑ変換器
２４ パルスカウンタ
２５、２６、２９ ＰＩ制御器
２７ 非干渉制御器
２８ 電流指令値演算回路
Claims (2)
- 【請求項１】 サーボモータの電流制御において、ｑ軸
インダクタンスの値をトルク分電流の所定の関数とし
て、ｑ軸インダクタンスの変動を補償する手段を備えて
なるサーボモータ制御装置。 - 【請求項２】 サーボモータの電流制御において、トル
ク分電流の大きさを所定のモータ速度以上で減少させる
ことにより、定出力制御または広域定出力制御すること
を特徴とする請求項１に記載のサーボモータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26432498A JP3468123B2 (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | サーボモータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26432498A JP3468123B2 (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | サーボモータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000092884A JP2000092884A (ja) | 2000-03-31 |
| JP3468123B2 true JP3468123B2 (ja) | 2003-11-17 |
Family
ID=17401611
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26432498A Expired - Lifetime JP3468123B2 (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | サーボモータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3468123B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101373945B (zh) * | 2007-08-21 | 2012-07-25 | 松下电器产业株式会社 | 电动机控制装置以及电流相位的控制方法 |
| CN104883106A (zh) * | 2014-02-28 | 2015-09-02 | 发那科株式会社 | 控制同步电动机的电动机控制装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4810410B2 (ja) * | 2006-11-30 | 2011-11-09 | 株式会社日立産機システム | 同期電動機制御装置 |
| JP4932636B2 (ja) * | 2007-08-10 | 2012-05-16 | ダイキン工業株式会社 | 圧縮機内部状態推定装置及び空気調和装置 |
| JP5236965B2 (ja) * | 2008-02-29 | 2013-07-17 | 三菱重工業株式会社 | モータの制御装置 |
| JP4770883B2 (ja) * | 2008-06-25 | 2011-09-14 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム |
| JP5957809B2 (ja) * | 2011-05-30 | 2016-07-27 | シンフォニアテクノロジー株式会社 | モータ制御装置 |
-
1998
- 1998-09-18 JP JP26432498A patent/JP3468123B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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|---|---|
| JP2000092884A (ja) | 2000-03-31 |
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