JP2000092884A - サーボモータ制御装置 - Google Patents
サーボモータ制御装置Info
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- JP2000092884A JP2000092884A JP10264324A JP26432498A JP2000092884A JP 2000092884 A JP2000092884 A JP 2000092884A JP 10264324 A JP10264324 A JP 10264324A JP 26432498 A JP26432498 A JP 26432498A JP 2000092884 A JP2000092884 A JP 2000092884A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 サーボモータの電流位相角を０°以外の一定
値に制御し，リラクタンストルクを考慮した精度の良い
定トルクおよび定出力駆動特性を有す制御装置を得る。 【解決手段】 逆突極性を有するＤＣブラシレスモータ
（ＩＰＭモータ等）駆動において，トルク分電流Ｉqか
ら見た位相角が一定値β1となるよう（または一定値β1
とβ2を所定の速度または所定の誘起電圧によって切り
換えて）モータ一次電流を制御する。また，逆突極性モ
ータに特有なリラクタンストルクを考慮する上で，ｑ軸
インダクタンスＬqの変動を補償することにより，精度
の良い定トルクおよび定出力駆動特性を有するようにト
ルク分電流指令値Ｉq *および励磁分電流指令値Ｉd *を算
出する。
値に制御し，リラクタンストルクを考慮した精度の良い
定トルクおよび定出力駆動特性を有す制御装置を得る。 【解決手段】 逆突極性を有するＤＣブラシレスモータ
（ＩＰＭモータ等）駆動において，トルク分電流Ｉqか
ら見た位相角が一定値β1となるよう（または一定値β1
とβ2を所定の速度または所定の誘起電圧によって切り
換えて）モータ一次電流を制御する。また，逆突極性モ
ータに特有なリラクタンストルクを考慮する上で，ｑ軸
インダクタンスＬqの変動を補償することにより，精度
の良い定トルクおよび定出力駆動特性を有するようにト
ルク分電流指令値Ｉq *および励磁分電流指令値Ｉd *を算
出する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、サーボモータ、特に逆
突極性を有するＤＣブラシレスモータを駆動する制御装
置に関するものである。
突極性を有するＤＣブラシレスモータを駆動する制御装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５に、従来の技術として、特開平１０
−１４２９９号公報に開示されたサーボモータを駆動す
る制御装置における電流制御の要部構成図を示す。トル
ク分電流指令Ｉq *は、トルク指令Ｔ*を一定値のトルク
定数Ｋt１５で乗算することにより、Ｔ*の比例成分とし
て算出される。一方、励磁電流指令Ｉd *はモータの基底
速度ωbにより二つの制御範囲に分けて定められる。基
底速度以下では、汎用性を持つパラメータとする比例定
数Ｋd１６をＩq *に乗じたＩd1を算出し、Ｉd *=Ｉ d1とし
ている。次に基底速度を超える高速域では、前記Ｉd1を
同様に算出し、さらにモータ端子電圧を抑圧するための
励磁電流Ｉd0を別途算出して、前記Ｉd1と足し合わせる
ことでＩd *＝Ｉd1＋Ｉd0としている。前記Ｉd0は、モー
タ速度ωrの大きさを絶対値変換器８を介してフィード
バックし、弱め励磁電流パターン１７により基底速度を
超える高速域ではモータ速度の一次関数となるように算
出される。また、制御対象として逆突極性を有する永久
磁石同期電動機を適用した場合には、Ｉd1およびＩd0を
それぞれ負の値とすることで、等価弱め界磁制御を行う
と同時にリラクタンストルクを発生させる。このよう
に、励磁電流を制御することにより、以前の制御法では
困難であった永久磁石同期電動機の定出力制御をも可能
であるとしている。
−１４２９９号公報に開示されたサーボモータを駆動す
る制御装置における電流制御の要部構成図を示す。トル
ク分電流指令Ｉq *は、トルク指令Ｔ*を一定値のトルク
定数Ｋt１５で乗算することにより、Ｔ*の比例成分とし
て算出される。一方、励磁電流指令Ｉd *はモータの基底
速度ωbにより二つの制御範囲に分けて定められる。基
底速度以下では、汎用性を持つパラメータとする比例定
数Ｋd１６をＩq *に乗じたＩd1を算出し、Ｉd *=Ｉ d1とし
ている。次に基底速度を超える高速域では、前記Ｉd1を
同様に算出し、さらにモータ端子電圧を抑圧するための
励磁電流Ｉd0を別途算出して、前記Ｉd1と足し合わせる
ことでＩd *＝Ｉd1＋Ｉd0としている。前記Ｉd0は、モー
タ速度ωrの大きさを絶対値変換器８を介してフィード
バックし、弱め励磁電流パターン１７により基底速度を
超える高速域ではモータ速度の一次関数となるように算
出される。また、制御対象として逆突極性を有する永久
磁石同期電動機を適用した場合には、Ｉd1およびＩd0を
それぞれ負の値とすることで、等価弱め界磁制御を行う
と同時にリラクタンストルクを発生させる。このよう
に、励磁電流を制御することにより、以前の制御法では
困難であった永久磁石同期電動機の定出力制御をも可能
であるとしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前記従来技術におい
て、制御対象として逆突極性を有するＤＣブラシレスモ
ータを適用した場合の課題を列挙する。
て、制御対象として逆突極性を有するＤＣブラシレスモ
ータを適用した場合の課題を列挙する。
【０００４】第一に、逆突極性を有するＤＣブラシレス
モータは適切な一定値の電流位相角をなす励磁電流Ｉd
を流すことで、逆突極性モータに特有なリラクタンスト
ルクを発生させて有効に活用することができる。しかし
ながら、前記従来技術では基底速度以下において汎用性
を持つパラメータとする比例定数Ｋd１０をＩq *に乗じ
てＩd *を算出する手法を開示しているのみであり、この
比例定数Ｋd１０の設定値はリラクタンストルクとの関
連付けにまで至っていない。したがって、リラクタンス
トルクの有効活用が考慮されていない。
モータは適切な一定値の電流位相角をなす励磁電流Ｉd
を流すことで、逆突極性モータに特有なリラクタンスト
ルクを発生させて有効に活用することができる。しかし
ながら、前記従来技術では基底速度以下において汎用性
を持つパラメータとする比例定数Ｋd１０をＩq *に乗じ
てＩd *を算出する手法を開示しているのみであり、この
比例定数Ｋd１０の設定値はリラクタンストルクとの関
連付けにまで至っていない。したがって、リラクタンス
トルクの有効活用が考慮されていない。
【０００５】第二に、基底速度を超える高速域ではモー
タ端子電圧を抑圧する目的で、モータ速度の一次関数と
なるＩd0を別途算出して、前記Ｉd1と足し合わせること
でＩ d *を算出している。しかしながら、前記従来技術は
前記リラクタンストルクの大きさを考慮した制御法では
ないために、前記Ｉd0を別途足しあわせることにより実
際にはリラクタンストルクが発生してしまい、所望する
出力トルクとならないことになる（所望する定出力駆動
特性が得られないことになる）。
タ端子電圧を抑圧する目的で、モータ速度の一次関数と
なるＩd0を別途算出して、前記Ｉd1と足し合わせること
でＩ d *を算出している。しかしながら、前記従来技術は
前記リラクタンストルクの大きさを考慮した制御法では
ないために、前記Ｉd0を別途足しあわせることにより実
際にはリラクタンストルクが発生してしまい、所望する
出力トルクとならないことになる（所望する定出力駆動
特性が得られないことになる）。
【０００６】第三に、前記リラクタンストルクの大きさ
はｑ軸インダクタンスＬqの大きさに依存する部分があ
るが、Ｌqはトルク分電流Ｉqにより変動することが考え
られる。しかしながら、前記従来技術はＬqの大きさの
変動を補償する制御法ではないため、精度の良い定トル
クおよび定出力駆動特性を得ることが困難である。
はｑ軸インダクタンスＬqの大きさに依存する部分があ
るが、Ｌqはトルク分電流Ｉqにより変動することが考え
られる。しかしながら、前記従来技術はＬqの大きさの
変動を補償する制御法ではないため、精度の良い定トル
クおよび定出力駆動特性を得ることが困難である。
【０００７】第四に、前記従来技術では以前の制御法で
は困難であった永久磁石同期電動機の定出力制御を可能
であるとしている。しかしながら、一般に工作機械など
におけるスピンドルモータでは定トルクおよび定出力制
御のみならず、変速器等の動力伝達機構または巻線切換
等の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図る
ことが可能な広域定出力制御も要求されることがあり、
従来技術ではこれを実現することができない。
は困難であった永久磁石同期電動機の定出力制御を可能
であるとしている。しかしながら、一般に工作機械など
におけるスピンドルモータでは定トルクおよび定出力制
御のみならず、変速器等の動力伝達機構または巻線切換
等の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図る
ことが可能な広域定出力制御も要求されることがあり、
従来技術ではこれを実現することができない。
【０００８】この発明は、上述の問題点を解決するため
になされたもので、サーボモータの電流位相角を０ー以
外で適切な一定値に制御し、リラクタンストルクを考慮
した精度の良い定トルクおよび定出力駆動特性、さらに
広域定出力駆動特性を有するサーボモータ制御装置を得
ることを目的としている。
になされたもので、サーボモータの電流位相角を０ー以
外で適切な一定値に制御し、リラクタンストルクを考慮
した精度の良い定トルクおよび定出力駆動特性、さらに
広域定出力駆動特性を有するサーボモータ制御装置を得
ることを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】第１に、この発明にかか
るサーボモータを駆動する制御装置においては、逆突極
性を有するＤＣブラシレスモータに特有なリラクタンス
トルクを、トルク方程式に基づいて考慮した上で、一定
の電流位相角β1となるように励磁電流Ｉdを制御し、所
定の最高速度以下の全領域において最大効率駆動を供給
する手段を具備したものである。
るサーボモータを駆動する制御装置においては、逆突極
性を有するＤＣブラシレスモータに特有なリラクタンス
トルクを、トルク方程式に基づいて考慮した上で、一定
の電流位相角β1となるように励磁電流Ｉdを制御し、所
定の最高速度以下の全領域において最大効率駆動を供給
する手段を具備したものである。
【００１０】第２に、この発明にかかるサーボモータを
駆動する制御装置においては、前記最大効率駆動で高速
域または重負荷時などに電圧飽和を生じる場合、一定の
第２の電流位相角β2、もしくは所定のモータ速度また
は誘起電圧によりβ1からβ2に切り換えて励磁電流Ｉd
を制御し、発生するリラクタンストルクを考慮しつつ高
速域または重負荷時などでも安定した駆動を供給する手
段を具備したものである。
駆動する制御装置においては、前記最大効率駆動で高速
域または重負荷時などに電圧飽和を生じる場合、一定の
第２の電流位相角β2、もしくは所定のモータ速度また
は誘起電圧によりβ1からβ2に切り換えて励磁電流Ｉd
を制御し、発生するリラクタンストルクを考慮しつつ高
速域または重負荷時などでも安定した駆動を供給する手
段を具備したものである。
【００１１】第３に、この発明にかかるサーボモータを
駆動する制御装置においては、逆突極性を有するＤＣブ
ラシレスモータに特有なリラクタンストルクを考慮して
精度の良いトルク制御を可能とするために、ｑ軸インダ
クタンスＬqの変動を補償する手段を具備したものであ
る。
駆動する制御装置においては、逆突極性を有するＤＣブ
ラシレスモータに特有なリラクタンストルクを考慮して
精度の良いトルク制御を可能とするために、ｑ軸インダ
クタンスＬqの変動を補償する手段を具備したものであ
る。
【００１２】第４に、この発明にかかるサーボモータを
駆動する制御装置においては、定トルクおよび定出力制
御のみならず、変速器等の動力伝達機構または巻線切換
等の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図る
ことが可能な広域定出力制御も供給する手段を具備した
ものである。
駆動する制御装置においては、定トルクおよび定出力制
御のみならず、変速器等の動力伝達機構または巻線切換
等の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図る
ことが可能な広域定出力制御も供給する手段を具備した
ものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下に図１から図９を参照しての
発明の形態を詳細に説明する。まず、図６に示すサーボ
モータ速度制御系のブロック図の説明をする。速度指令
値ωr *と速度検出器１９から得られた速度フィードバッ
クωrとの偏差をＰＩ制御器２９により演算してトルク
指令値Ｔ*が算出される。電流指令値演算回路２８で
は、得られたトルク指令値Ｔ*から励磁電流指令値Ｉd *
およびトルク分電流指令値Ｉq *が算出される。ｄｑ軸電
圧指令値Ｖd *およびＶq *は、前記Ｉd *およびＩq *と３φ
／ｄｑ変換器２３から得られた励磁電流フィードバック
Ｉdおよびトルク分電流フィードバックＩqとの偏差をそ
れぞれＰＩ制御器２５、２６により演算し、非干渉制御
器２７において式１および２の演算から得られるフィー
ドフォワード補償電圧ＶdyおよびＶqyを加えることで算
出される。前記ｄｑ軸電圧指令値Ｖd *およびＶq *はｄｑ
／３φ変換器２２により、パルスカウンタ２４から得ら
れた角度θを用いて三相交流電圧指令値Ｖu *、Ｖv *およ
びＶw *に変換され、電力変換器２１により増幅された三
相交流電圧がサーボモータ１８に入力される。サーボモ
ータ１８に供給された三相交流電流値ｉuおよびｉvは電
流検出器２０により検出され、前記３φ／ｄｑ変換器２
３により前記角度θを用いて前記トルク分電流および励
電流フィードバックに変換される。
発明の形態を詳細に説明する。まず、図６に示すサーボ
モータ速度制御系のブロック図の説明をする。速度指令
値ωr *と速度検出器１９から得られた速度フィードバッ
クωrとの偏差をＰＩ制御器２９により演算してトルク
指令値Ｔ*が算出される。電流指令値演算回路２８で
は、得られたトルク指令値Ｔ*から励磁電流指令値Ｉd *
およびトルク分電流指令値Ｉq *が算出される。ｄｑ軸電
圧指令値Ｖd *およびＶq *は、前記Ｉd *およびＩq *と３φ
／ｄｑ変換器２３から得られた励磁電流フィードバック
Ｉdおよびトルク分電流フィードバックＩqとの偏差をそ
れぞれＰＩ制御器２５、２６により演算し、非干渉制御
器２７において式１および２の演算から得られるフィー
ドフォワード補償電圧ＶdyおよびＶqyを加えることで算
出される。前記ｄｑ軸電圧指令値Ｖd *およびＶq *はｄｑ
／３φ変換器２２により、パルスカウンタ２４から得ら
れた角度θを用いて三相交流電圧指令値Ｖu *、Ｖv *およ
びＶw *に変換され、電力変換器２１により増幅された三
相交流電圧がサーボモータ１８に入力される。サーボモ
ータ１８に供給された三相交流電流値ｉuおよびｉvは電
流検出器２０により検出され、前記３φ／ｄｑ変換器２
３により前記角度θを用いて前記トルク分電流および励
電流フィードバックに変換される。
【００１４】 Ｖdy＝Ｐm×ωr×Ｌq×Ｉq * （式１） Ｖqy＝Ｐm×ωr×（Φf＋Ｌd×Ｉd *） （式２）
【００１５】次に、逆突極性を有するＤＣブラシレスモ
ータの電流位相角と出力トルクおよび電流、電圧ベクト
ルの関係について説明する。図７は、逆突極性を有する
ＤＣブラシレスモータのトルク−電流位相角曲線を示
す。逆突極性を有するＤＣブラシレスモータの出力トル
クは、永久磁石により発生するアクティブトルクと突極
性に起因するリラクタンストルクとの和となる。したが
って、リラクタンストルクを考慮した場合、一定の電流
位相角β1としたときに出力トルクが最大、言い換えれ
ば所望する出力トルクに対する電流値が最小となる最大
効率駆動が可能となる。また、前記電流位相角をβ1一
定としたときでサーボモータが高速域または重負荷時な
どに電圧飽和を生じる場合、前記電流位相角をβ2とす
ることで電圧飽和を回避することができる。この電流位
相角と電圧飽和との関係を以下に説明する。
ータの電流位相角と出力トルクおよび電流、電圧ベクト
ルの関係について説明する。図７は、逆突極性を有する
ＤＣブラシレスモータのトルク−電流位相角曲線を示
す。逆突極性を有するＤＣブラシレスモータの出力トル
クは、永久磁石により発生するアクティブトルクと突極
性に起因するリラクタンストルクとの和となる。したが
って、リラクタンストルクを考慮した場合、一定の電流
位相角β1としたときに出力トルクが最大、言い換えれ
ば所望する出力トルクに対する電流値が最小となる最大
効率駆動が可能となる。また、前記電流位相角をβ1一
定としたときでサーボモータが高速域または重負荷時な
どに電圧飽和を生じる場合、前記電流位相角をβ2とす
ることで電圧飽和を回避することができる。この電流位
相角と電圧飽和との関係を以下に説明する。
【００１６】図８は、逆突極性を有するＤＣブラシレス
モータの電流および電圧ベクトル図を示す。説明を簡単
にするために、巻線抵抗による電圧降下は無視してい
る。このため、ｄｑ軸電圧は式１および２のフィードフ
ォワード補償電圧ＶdyおよびＶ qyに相当する。図８
（ａ）は前記電流位相角を一定でβ1としたときでサー
ボモータが高速域または重負荷時などにおいて電圧飽和
を生じている状態を示す。つまり、サーボモータが高速
域または重負荷時にはモータ速度ωbまたはトルク分電
流Ｉqが大きくなり、サーボモータへの供給が必要とな
る電圧値Ｖsが電力変換器２１の出力電圧最大値を超え
た状態となる。これを電圧飽和と呼び、所望する電流制
御が不可能な状態になる。ところが、図８（ｂ）に示す
ように前記電流位相角をβ2とすることにより、電流位
相角β1のときと比べて励磁電流値Ｉdが負の方向に増加
するために、式２から分かるようにｑ軸電圧を低く抑え
ることができ、電圧飽和を回避することができる。
モータの電流および電圧ベクトル図を示す。説明を簡単
にするために、巻線抵抗による電圧降下は無視してい
る。このため、ｄｑ軸電圧は式１および２のフィードフ
ォワード補償電圧ＶdyおよびＶ qyに相当する。図８
（ａ）は前記電流位相角を一定でβ1としたときでサー
ボモータが高速域または重負荷時などにおいて電圧飽和
を生じている状態を示す。つまり、サーボモータが高速
域または重負荷時にはモータ速度ωbまたはトルク分電
流Ｉqが大きくなり、サーボモータへの供給が必要とな
る電圧値Ｖsが電力変換器２１の出力電圧最大値を超え
た状態となる。これを電圧飽和と呼び、所望する電流制
御が不可能な状態になる。ところが、図８（ｂ）に示す
ように前記電流位相角をβ2とすることにより、電流位
相角β1のときと比べて励磁電流値Ｉdが負の方向に増加
するために、式２から分かるようにｑ軸電圧を低く抑え
ることができ、電圧飽和を回避することができる。
【００１７】実施例１．図１は、第１の発明によるサー
ボモータを駆動する制御装置における電流指令値演算回
路２８の一実施例である。トルク分電流指令Ｉq *はトル
ク分電流指令算出部１において、後述する磁束相当分に
極対数Ｐm２を乗じたものでトルク指令値Ｔ*を除算して
求められる。次いでＩq *またはトルク分電流フィードバ
ックＩqが電流位相角制御部７に入力され、絶対値変換
器８を介して絶対値とした後に、第１電流位相角設定器
９において一定の電流位相角β1を用いて−ｔａｎ
（β1）を乗じることで励磁電流指令Ｉd *を算出する。
このＩd *に励磁電流フィードバックＩdを追従させるこ
とでリラクタンストルクが発生するが、式３に示す逆突
極性を有するＤＣブラシレスモータのトルク方程式に基
づき、発生するリラクタンストルクの大きさを考慮す
る。リラクタンストルク考慮部３において電機子錯交磁
束Φf４、ｑ軸インダクタンスＬq５、ｄ軸インダクタン
スＬd６および前記Ｉd *から磁束相当分Φf＋（Ｌd−
Ｌq）×Ｉd *を算出する。算出した磁束相当分はトルク
分電流指令算出部１にて前記極対数Ｐm２を乗じて、前
記Ｉq *を算出する際に用いる。
ボモータを駆動する制御装置における電流指令値演算回
路２８の一実施例である。トルク分電流指令Ｉq *はトル
ク分電流指令算出部１において、後述する磁束相当分に
極対数Ｐm２を乗じたものでトルク指令値Ｔ*を除算して
求められる。次いでＩq *またはトルク分電流フィードバ
ックＩqが電流位相角制御部７に入力され、絶対値変換
器８を介して絶対値とした後に、第１電流位相角設定器
９において一定の電流位相角β1を用いて−ｔａｎ
（β1）を乗じることで励磁電流指令Ｉd *を算出する。
このＩd *に励磁電流フィードバックＩdを追従させるこ
とでリラクタンストルクが発生するが、式３に示す逆突
極性を有するＤＣブラシレスモータのトルク方程式に基
づき、発生するリラクタンストルクの大きさを考慮す
る。リラクタンストルク考慮部３において電機子錯交磁
束Φf４、ｑ軸インダクタンスＬq５、ｄ軸インダクタン
スＬd６および前記Ｉd *から磁束相当分Φf＋（Ｌd−
Ｌq）×Ｉd *を算出する。算出した磁束相当分はトルク
分電流指令算出部１にて前記極対数Ｐm２を乗じて、前
記Ｉq *を算出する際に用いる。
【００１８】 Ｔ＝Ｐm×｛Φf＋（Ｌd−Ｌq）×Ｉd｝×Ｉq （式３）
【００１９】実施例２．図２は、第２の発明によるサー
ボモータを駆動する制御装置における電流指令値演算回
路２８の一実施例である。前記第１の発明で高速域また
は重負荷時などに電圧飽和を生じる場合、所定の第２の
電流位相角で一定値β2もしくはβ1からβ2に切り換え
て励磁電流Ｉdを制御するものである。つまり、電流位
相角制御部７において新たに第２の電流位相角設定器１
０を追加し、スイッチ１１を所定のモータ速度または所
定の誘起電圧により切り換えるものである。
ボモータを駆動する制御装置における電流指令値演算回
路２８の一実施例である。前記第１の発明で高速域また
は重負荷時などに電圧飽和を生じる場合、所定の第２の
電流位相角で一定値β2もしくはβ1からβ2に切り換え
て励磁電流Ｉdを制御するものである。つまり、電流位
相角制御部７において新たに第２の電流位相角設定器１
０を追加し、スイッチ１１を所定のモータ速度または所
定の誘起電圧により切り換えるものである。
【００２０】次に、電流位相角の切換を以下に説明す
る。図７において、電流位相角をβ2以上とすることに
より高速域または重負荷時などでも電圧飽和を回避でき
る場合は、最大トルクを得られるように一定値β1とす
ることで最大効率駆動を供給する前記第１の発明とな
る。一方、電流位相角をβ2以上とすることにより電圧
飽和を回避できる場合は一定値β2とするか、もしくは
電圧飽和を生じない領域では一定値β1として所定の速
度または所定の誘起電圧以上でβ2に切り換えるのが第
２の発明である。なお、切換えを判定する際に用いる誘
起電圧は式１および２のフィードフォワード補償電圧Ｖ
dyおよびＶqyを用いて、√（Ｖdy 2＋Ｖqy 2）／√３と算
出したものを用いる。
る。図７において、電流位相角をβ2以上とすることに
より高速域または重負荷時などでも電圧飽和を回避でき
る場合は、最大トルクを得られるように一定値β1とす
ることで最大効率駆動を供給する前記第１の発明とな
る。一方、電流位相角をβ2以上とすることにより電圧
飽和を回避できる場合は一定値β2とするか、もしくは
電圧飽和を生じない領域では一定値β1として所定の速
度または所定の誘起電圧以上でβ2に切り換えるのが第
２の発明である。なお、切換えを判定する際に用いる誘
起電圧は式１および２のフィードフォワード補償電圧Ｖ
dyおよびＶqyを用いて、√（Ｖdy 2＋Ｖqy 2）／√３と算
出したものを用いる。
【００２１】実施例３．図３は、第３の発明によるサー
ボモータを駆動する制御装置における電流指令値演算回
路２８の一実施例である。前記第１の発明でリラクタン
ストルクを考慮してさらに精度の良いトルク制御を可能
とするために、ｑ軸インダクタンスＬqの変動を補償す
るものである。つまりリラクタンストルク考慮部におい
て、ｑ軸インダクタンスＬq５を新たにトルク分電流Ｉq
の関数となる所定のｑ軸インダクタンスパターン１２に
置き換えたものである。
ボモータを駆動する制御装置における電流指令値演算回
路２８の一実施例である。前記第１の発明でリラクタン
ストルクを考慮してさらに精度の良いトルク制御を可能
とするために、ｑ軸インダクタンスＬqの変動を補償す
るものである。つまりリラクタンストルク考慮部におい
て、ｑ軸インダクタンスＬq５を新たにトルク分電流Ｉq
の関数となる所定のｑ軸インダクタンスパターン１２に
置き換えたものである。
【００２２】前記ｑ軸インダクタンスパターン１２の構
成は、トルク分電流Ｉqまたはトルク分電流指令Ｉq *が
所定の値Ｉq０以下では一定のｑ軸インダクタンスＬq０
とし、所定の値Ｉq０を超えるときはトルク分電流Ｉqの
一次関数としてｑ軸インダクタンスを減少させる。これ
はトルク分電流の増加に伴うｑ軸インダクタンスの非線
形性を近似的に表現したものである。
成は、トルク分電流Ｉqまたはトルク分電流指令Ｉq *が
所定の値Ｉq０以下では一定のｑ軸インダクタンスＬq０
とし、所定の値Ｉq０を超えるときはトルク分電流Ｉqの
一次関数としてｑ軸インダクタンスを減少させる。これ
はトルク分電流の増加に伴うｑ軸インダクタンスの非線
形性を近似的に表現したものである。
【００２３】実施例４．図４は、第４の発明によるサー
ボモータを駆動する制御装置における電流指令値演算回
路２８の一実施例である。前記第１の発明では、全速度
領域においてサーボモータの出力トルクが一定となる定
トルク制御であった。本発明は前記定トルク制御に加え
て、基底速度以上の領域ではサーボモータの出力が一
定、言い換えればサーボモータの出力トルクがモータ速
度に反比例する定出力制御を可能とし、さらに変速器等
の動力伝達機構または巻線切換等の手段を構じることな
く定出力制御領域の拡大を図る広域定出力制御も可能と
するものである。
ボモータを駆動する制御装置における電流指令値演算回
路２８の一実施例である。前記第１の発明では、全速度
領域においてサーボモータの出力トルクが一定となる定
トルク制御であった。本発明は前記定トルク制御に加え
て、基底速度以上の領域ではサーボモータの出力が一
定、言い換えればサーボモータの出力トルクがモータ速
度に反比例する定出力制御を可能とし、さらに変速器等
の動力伝達機構または巻線切換等の手段を構じることな
く定出力制御領域の拡大を図る広域定出力制御も可能と
するものである。
【００２４】まず定出力制御においては、基底速度以上
の領域でサーボモータの出力トルクをモータ速度に反比
例させるために、トルク分電流指令算出部１において速
度フィードバックωrを読み込み、ベース速度設定器１
３およびクランプ１４を介すことによりトルク分電流の
大きさをベース速度ωb以上で減少させて、ベース速度
以上において定出力制御を行う。
の領域でサーボモータの出力トルクをモータ速度に反比
例させるために、トルク分電流指令算出部１において速
度フィードバックωrを読み込み、ベース速度設定器１
３およびクランプ１４を介すことによりトルク分電流の
大きさをベース速度ωb以上で減少させて、ベース速度
以上において定出力制御を行う。
【００２５】次に広域定出力制御を以下に説明する。図
９において、定出力Ｐを得られる速度領域はベース速度
ωb以上に限定される。ところが、定出力を得られる速
度範囲を拡大して所望するモータ速度ωb‘以上とする
ためには定出力Ｐ’とすれば、広域定出力化を図ること
ができる。つまり、前記ベース速度設定器１３において
ωbに式４より算出した所望する広域定出力ベース速度
ωb‘を設定しておくことで、ωb‘以上でトルク分電流
の大きさが減少する広域定出力制御を行う。
９において、定出力Ｐを得られる速度領域はベース速度
ωb以上に限定される。ところが、定出力を得られる速
度範囲を拡大して所望するモータ速度ωb‘以上とする
ためには定出力Ｐ’とすれば、広域定出力化を図ること
ができる。つまり、前記ベース速度設定器１３において
ωbに式４より算出した所望する広域定出力ベース速度
ωb‘を設定しておくことで、ωb‘以上でトルク分電流
の大きさが減少する広域定出力制御を行う。
【００２６】 ωb‘＝Ｐ’×ωb （式４）
【００２７】
【発明の効果】第１の発明によれば、逆突極性を有する
ＤＣブラシレスモータに特有なリラクタンストルクを、
トルク方程式に基づいて考慮した上で、所定の最高速度
以下の全領域において一定の電流位相角β1となるよう
に励磁電流Ｉdの制御が可能であるため、所定の最高速
度以下の全領域において最大効率駆動が図れる。
ＤＣブラシレスモータに特有なリラクタンストルクを、
トルク方程式に基づいて考慮した上で、所定の最高速度
以下の全領域において一定の電流位相角β1となるよう
に励磁電流Ｉdの制御が可能であるため、所定の最高速
度以下の全領域において最大効率駆動が図れる。
【００２８】第２の発明によれば、前記最大効率駆動で
高速域または重負荷時などに電圧飽和を生じる場合、一
定の第２の電流位相角β2、もしくは所定のモータ速度
または誘起電圧により前記β1からβ2に切り換えて励磁
電流Ｉdの制御が可能であるため、発生するリラクタン
ストルクを考慮しつつ高速域または重負荷時などでも安
定した駆動が図れる。
高速域または重負荷時などに電圧飽和を生じる場合、一
定の第２の電流位相角β2、もしくは所定のモータ速度
または誘起電圧により前記β1からβ2に切り換えて励磁
電流Ｉdの制御が可能であるため、発生するリラクタン
ストルクを考慮しつつ高速域または重負荷時などでも安
定した駆動が図れる。
【００２９】第３の発明によれば、逆突極性を有するＤ
Ｃブラシレスモータに特有なリラクタンストルクを考慮
して精度の良いトルク制御を可能とするために、ｑ軸イ
ンダクタンスＬqの変動の補償が可能であるため、精度
の良いトルク制御が図れる。
Ｃブラシレスモータに特有なリラクタンストルクを考慮
して精度の良いトルク制御を可能とするために、ｑ軸イ
ンダクタンスＬqの変動の補償が可能であるため、精度
の良いトルク制御が図れる。
【００３０】第４の発明によれば、基底速度以上の領域
ではサーボモータの出力が一定、言い換えればサーボモ
ータの出力トルクをモータ速度に反比例させることを可
能とし、さらに変速器等の動力伝達機構または巻線切換
等の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図る
ことが可能であるため、定トルク制御および定出力制御
に加えて、広域定出力制御が図れる。
ではサーボモータの出力が一定、言い換えればサーボモ
ータの出力トルクをモータ速度に反比例させることを可
能とし、さらに変速器等の動力伝達機構または巻線切換
等の手段を構じることなく定出力制御領域の拡大を図る
ことが可能であるため、定トルク制御および定出力制御
に加えて、広域定出力制御が図れる。
【図１】第１の発明によるサーボモータを駆動する制御
装置における電流指令値演算回路の一実施例を示す図で
ある。
装置における電流指令値演算回路の一実施例を示す図で
ある。
【図２】第２の発明によるサーボモータを駆動する制御
装置における電流指令値演算回路の一実施例を示す図で
ある。
装置における電流指令値演算回路の一実施例を示す図で
ある。
【図３】第３の発明によるサーボモータを駆動する制御
装置における電流指令値演算回路の一実施例を示す図で
ある。
装置における電流指令値演算回路の一実施例を示す図で
ある。
【図４】第４の発明によるサーボモータを駆動する制御
装置における電流指令値演算回路の一実施例を示す図で
ある。
装置における電流指令値演算回路の一実施例を示す図で
ある。
【図５】従来のサーボモータを駆動する制御装置におけ
る電流指令値演算回路を示す図である。
る電流指令値演算回路を示す図である。
【図６】サーボモータ速度制御系のブロック図である。
【図７】逆突極性を有するＤＣブラシレスモータのトル
ク−電流位相角曲線である。
ク−電流位相角曲線である。
【図８】逆突極性を有するＤＣブラシレスモータの電流
および電圧ベクトル図である。
および電圧ベクトル図である。
【図９】広域定出力制御を示す出力およびトルク曲線で
ある。
ある。
１ トルク分電流指令算出部 ２ 極対数設定器 ３ リラクタンストルク考慮部 ４ 電機子錯交磁束設定器 ５、６ ｑ軸およびｄ軸インダクタンス設定器 ７ 電流位相角制御部 ８ 絶対値変換器 ９、１０ 第１および第２電流位相角設定器 １１ スイッチ １２ ｑ軸インダクタンスパターン １３ ベース速度設定器 １４ クランプ １５ トルク定数設定器 １６ 比例定数 １７ 弱め励磁電流パターン １８ サーボモータ １９ 速度検出器 ２０ 電流検出器 ２１ 電力変換器 ２２ ｄｑ／３φ変換器 ２３ ３φ／ ｄｑ変換器 ２４ パルスカウンタ ２５、２６、２９ ＰＩ制御器 ２７ 非干渉制御器 ２８ 電流指令値演算回路
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H560 AA07 BB04 BB12 DC01 DC03 DC12 EB01 EC01 GG04 XA04 XA06 5H576 AA17 BB10 DD02 DD05 EE19 GG02 GG04 GG06 HB01 JJ03 JJ17 JJ24 KK06 LL01 LL14 LL22 LL38
Claims (8)
- 【請求項１】 サーボモータの電流制御において、所定
の最高速度以下の全領域において電流位相角を０°以外
の所定の一定値となるように、トルク分電流に比例した
励磁電流の制御をすることを特徴とするサーボモータ制
御装置。 - 【請求項２】 電流位相角を、サーボモータが最大効率
となる角度とすることを特徴とする、請求項１に記載の
サーボモータ制御装置。 - 【請求項３】 電流位相角を、サーボモータが高速域ま
たは重負荷時などでも電圧飽和を生じない角度とするこ
とを特徴とする、請求項１に記載のサーボモータ制御装
置。 - 【請求項４】 サーボモータの電流制御において、所定
のモータ速度以下ではサーボモータが最大効率となる電
流位相角に、所定のモータ速度以上ではサーボモータが
電圧飽和を生じない電流位相角に切り換えて、トルク分
電流に比例した励磁電流の制御をすることを特徴とする
サーボモータ制御装置。 - 【請求項５】 サーボモータの電流制御において、所定
の誘起電圧以下ではサーボモータが最大効率となる電流
位相角に、所定の誘起電圧以上ではサーボモータが電圧
飽和を生じない電流位相角に切り換えて、トルク分電流
に比例した励磁電流の制御をすることを特徴とするサー
ボモータ制御装置。 - 【請求項６】 サーボモータの電流制御において、ｑ軸
インダクタンスの値をトルク分電流の所定の関数とし
て、ｑ軸インダクタンスの変動を補償することを特徴と
するサーボモータ制御装置。 - 【請求項７】 サーボモータの電流制御において、トル
ク分電流の大きさを所定のモータ速度以上で減少させる
ことにより、定出力制御または広域定出力制御すること
を特徴とするサーボモータ制御装置。 - 【請求項８】 制御対象に逆突極性を有するＤＣブラシ
レスモータを適用することを特徴とする請求項１から７
のいずれかの一つに記載のサーボモータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26432498A JP3468123B2 (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | サーボモータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26432498A JP3468123B2 (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | サーボモータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000092884A true JP2000092884A (ja) | 2000-03-31 |
| JP3468123B2 JP3468123B2 (ja) | 2003-11-17 |
Family
ID=17401611
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26432498A Expired - Lifetime JP3468123B2 (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | サーボモータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3468123B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008038912A (ja) * | 2007-08-10 | 2008-02-21 | Daikin Ind Ltd | 圧縮機内部状態推定装置及び空気調和装置 |
| JP2008141824A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-06-19 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 同期電動機制御装置 |
| JP2009207323A (ja) * | 2008-02-29 | 2009-09-10 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | モータの制御装置 |
| JP2010011600A (ja) * | 2008-06-25 | 2010-01-14 | Denso Corp | 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム |
| JP2012249459A (ja) * | 2011-05-30 | 2012-12-13 | Sinfonia Technology Co Ltd | モータ制御装置 |
| US9438158B2 (en) | 2014-02-28 | 2016-09-06 | Fanuc Corporation | Motor control device controlling synchronous motor |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009072056A (ja) * | 2007-08-21 | 2009-04-02 | Panasonic Corp | モータ制御装置および電流位相の制御方法 |
-
1998
- 1998-09-18 JP JP26432498A patent/JP3468123B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008141824A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-06-19 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 同期電動機制御装置 |
| JP2008038912A (ja) * | 2007-08-10 | 2008-02-21 | Daikin Ind Ltd | 圧縮機内部状態推定装置及び空気調和装置 |
| JP2009207323A (ja) * | 2008-02-29 | 2009-09-10 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | モータの制御装置 |
| JP2010011600A (ja) * | 2008-06-25 | 2010-01-14 | Denso Corp | 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム |
| US8063596B2 (en) | 2008-06-25 | 2011-11-22 | Denso Corporation | Apparatus for carrying out improved control of rotary machine |
| JP2012249459A (ja) * | 2011-05-30 | 2012-12-13 | Sinfonia Technology Co Ltd | モータ制御装置 |
| US9438158B2 (en) | 2014-02-28 | 2016-09-06 | Fanuc Corporation | Motor control device controlling synchronous motor |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3468123B2 (ja) | 2003-11-17 |
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