JPH10191700A - 同期電動機の制御方法 - Google Patents
同期電動機の制御方法Info
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- JPH10191700A JPH10191700A JP8342125A JP34212596A JPH10191700A JP H10191700 A JPH10191700 A JP H10191700A JP 8342125 A JP8342125 A JP 8342125A JP 34212596 A JP34212596 A JP 34212596A JP H10191700 A JPH10191700 A JP H10191700A
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Abstract
において、定出力範囲を広くとれる特性を損なうことな
く、低速回転領域においての高速応答を満たし、かつ、
出力トルクの低下を防ぐ制御方法を提供する。 【解決手段】 回転子内部に永久磁石を持つ三相同期電
動機5と、前記電動機5を、直交するd−q軸の電流成
分により制御する電流制御ループを持つ制御装置と、そ
れぞれトルク指令T*及び速度フィードバック信号Nfb
とに基づいて設定されるd軸電流指令Id *及びq軸電流
指令Iq *を与える電流指令作成部9とを備えた同期電動
機の制御方法において、運転モード切替信号が与えられ
たとき、q軸電流指令Iq *をK1Iq *(K1≧1)に、
d軸電流指令Id *を一定値にそれぞれ切り替える。
Description
回転子内部に永久磁石を持つ三相同期電動機の制御方法
に関する。
同期電動機の制御法としては、直交d−q理論に基づい
た、d軸電流指令とq軸電流指令を各々指令し、磁石に
よるトルク成分(以下「磁石卜ルク」という)とリラク
タンスによるトルク成分(以下「リラクタンストルク」
という)を併用した制御法、いわゆる弱め界磁制御法が
知られている。また回転子表面に永久磁石を持つ三相同
期電動機の制御方法としては、d軸電流指令を常に0に
する制御方法が知られている。
ク図を示すものである。図において、1は三相交流電
源、2は交流を直流に変換するコンバータ、3は平滑コ
ンデンサ、4は直流を交流に変換するインバータ、5は
永久磁石同期電動機、6は同期電動機5の回転位置を検
出するエンコーダ、8は速度指令N*と速度フィードバ
ック信号Nfbに基づいてトルク指令T*(q軸電流指令
Iq *)を出力する速度制御器、10は同期電動機5の負
荷電流を検出する電流検出器、11は同期電動機5の3
相のうち2相の電流に基づいてd軸及びq軸の電流を生
成する3相/d−q変換器、12は前記トルク指令T*
(q軸電流指令Iq *)とd軸電流指令Id *及びd軸及び
q軸の電流に基づいてq軸及びd軸電圧Vq及びVdを出
力するベクトル演算器、13はq軸及びd軸電圧Vq及
びVdならびに速度信号に基づいてインバータ4に与え
る電圧の大きさ、位相角を出力するPWM発生器であ
る。
では、磁石トルクとリラクタンストルクの間に電流を流
してからトルクが発生するまでに時間差があり、互いの
発生トルクが干渉してしまい、高速応答に適さないとい
う問題があった。また後者の方法では、定出力制御を行
う場合、弱め界磁による誘起電圧の上昇を抑えることが
できず、定出力範囲を広くとることができないという問
題があった。また、回転子内部に永久磁石を持つ三相同
期電動機をd軸電流指令Id *を常に0にして制御すると
リラクタンストルクが利用できず、出力トルクが低下す
るという問題があった。そこで、本発明は従来技術の欠
点を解決するために、回転子内部に永久磁石を持つ三相
同期電動機において、定出力範囲を広くとれる特性を損
なうことなく、低速回転領域においての高速応答を満た
し、かつ、出力トルクの低下を防ぐ制御方法を提供する
ことを目的とする。
めに、本発明は、回転子内部に永久磁石を持つ三相同期
電動機と、前記電動機を、直交するd−q軸の電流成分
により制御する電流制御ループを持つ制御装置と、それ
ぞれトルク指令T*及び速度フィードバック信号Nfbと
に基づいて設定されるd軸電流指令Id *及びq軸電流指
令Iq *を与える電流指令作成部とを備えた同期電動機の
制御方法において、運転モード切替信号が与えられたと
き、前記q軸電流指令Iq *をK1Iq *(K1≧1)に、
前記d軸電流指令Id*を一定値にそれぞれ補正するも
のである。この制御方法は、同期電動機が工作機主軸駆
動用電動機である場合に適用することができる。
ステムの運転モードとして設定した、広範囲な定出力範
囲が要求されるモード1と、低速域において高速応答が
要求されるモード2の2つのモードのいずれかを運転モ
ード切替信号によって切り替える運転モード切替部を有
し、この運転モード切替部で切り替えた運転モードに連
動してd軸電流指令Id *及びq軸電流指令Iq *を以下の
ように切り替え制御するものである。 モード1: Iq *=f(T*,Nfb) Id *=g(T*,Nfb) ・・・(1.1) モード2: Iq *=K1×f(T*,Nfb) Id *=K2 ・・・(1.2) ただし、Iq *はq軸電流指令、Id *はd軸電流指令、T
*はトルク指令、Nfbは速度フィードバック、f(T*,
Nfb)はトルク指令と速度フィードバックを変数とする
q軸電流指令演算式、g(T*,Nfb)はトルク指令と
速度フィードバックを変数とするd軸電流指令演算式、
K1,K2は以下のような範囲を取る定数、 K1の範囲: 1≦K1≦Imax/Iq1 ・・・(1.3) ただし、Imax:インバータ最大出力電流、Iq1:モー
ド1における最大q軸電流 K2の範囲: −√(Imax 2−Iq2 2)≦K2≦√(Imax 2−Iq2 2) ・・・(1.4) ただし、Imax:インバータ最大出力電流、Iq2:モー
ド2における最大q軸電流。
する。図1において、図2に示した従来の制御系の構成
と同じ構成については同じ符号を付している。本発明の
実施例においては、速度制御器8とベクトル演算器12
との間に、電流指令作成部9と運転モード切替部14と
を設けている。具体的に説明すると、3相交流電源1は
コンバータ2に入力され、平滑コンデンサ3からインバ
ータ4に接続されている。インバータ4の出力は回転子
内部に永久磁石を有する同期電動機5につながれ、電動
機回転速度を検出するエンコーダ6が取り付けられてお
り、エンコーダ出力は速度演算器7により、速度Nfbに
変換される。速度指令N*と速度検出部出力の速度フィ
ードバックNfbは、速度制御器8により比較されトルク
指令T*を作る。トルク指令T*と速度フィードバックN
fbは、電流指令作成部9でd,q軸それぞれの電流指令
Id *、Iq *を作る。すなわち、q軸電流指令Iq *は、速
度指令N*と速度フィードバックNfbの偏差に速度ゲイ
ンASRを乗じ、さらに速度フィードバックゲインNfb
による関数9−1を掛け合わせたものとなる。また、d
軸電流指令Id *は上記q軸電流指令Iq *と速度フィード
バックの関数9−2を足し合わせ、符号を反転したもの
である。関数9−1は前記(1.1)式の関数f
(T*,Nfb)を表すものであり、関数9−2は関数g
(T*,Nfb)を表すものである。
る。トルク指令をT*、電動機基底回転速度をNBASE、
速度演算器7で演算された電動機回転速度(速度フィー
ドバック)をNfb、またその絶対値をabs{Nfb}と
すると、関数9−1は次式で表され、図2のようにな
る。 0≦abs{Nfb}≦NBASEのとき、ゲイン=T* abs{Nfb}≧のとき、ゲイン={NBASE/Nfb}×
T* また、関数9−2は次式で表され、図3のようになる。 0≦abs{Nfb}≦NBASEのとき、ゲイン=0 abs{Nfb}≧のとき、ゲイン={(Nfb−NBASE)
/NBASE}×j jの範囲は、Imax:インバータ最大出力電流、Iq:q
軸電流指令、Id:d軸電流指令としたとき、Imax≧√
(Iq 2+Id 2)となるように選ぶ。なお、図1において
9−3、9−4はリミッタである。
10の出力は3相/d−q変換器11により直交2軸成
分に変換され、d、q軸それぞれの電流指令と、ベクト
ル演算器12により比較され、d、q軸それぞれの電圧
指令Vd、Vqを作り、PWM発生器13に入る。PWM
発生器13では、電圧指令Vd、Vqと速度演算器7の出
力より、インバータを駆動するゲート信号を作る。電流
指令作成部9で作られたd、q軸それぞれの電流指令
は、切替信号により、表1に説明するようにd,q軸そ
れぞれの電流指令を切り替える。工作機械の場合ではN
Cなどの上位コントローラの制御信号を取り込むことに
よって切替信号を与えることもできるし、また単独運転
の場合は速度指令は速度フィードバックの値に応じて切
替信号を与えることもできる。
*:トルク指令、Nfb:速度フィードバック、f(T*,
Nfb)はトルク指令と速度フィードバックを変数とする
q軸電流指令演算、g(T*,Nfb)はトルク指令と速
度フィードバックを変数とするd軸電流指令演算であ
る。回転子内部に永久磁石を有する同期電動機5は、電
流をd−q理論の直軸成分Iqと横軸成分Idに振り分
け、d軸電流を負(マイナス)となるように流すことに
より弱め界磁制御が行え、電動機の端子電圧(誘起電
圧)を抑えることができ、広範囲の定出力運転が可能と
なる。
転状態(モード2)では、(2.2)式のようにd、q
軸電流指令を作成する。 ・モード2: Iq *=K1×f(T*,Nfb) Id *=0 ・・・(2.2) ただし、Iq *:q軸電流指令、Id *:d軸電流指令、T
*:トルク指令、Nfb:速度フィードバック、f(T*,
Nfb)はトルク指令と速度フィードバックを変数とする
q軸電流指令演算、K1は(2.3)式の範囲をもつ定
数である。 1≦K1≦Imax/Iq1 ・・・(2.3) ただし、Imax:インバータ最大出力電流、Iq1:モー
ド1における最大q軸電流である。d軸電流指令を0と
することは、弱め界磁による広範な定出力を確保するこ
とをさまたげるが、電動機の誘起電圧の十分低い低速回
転域においては、有効に利用できる。d軸電流を0とす
ることで、リラクタンストルクは発生せず、磁石トルク
のみ制御するので高速応答が可能となる。
電動機の発生トルクは(2.4)式のようにあらわせ
る。 T=Pn×Φa×Iq+Pn×(Ld−Lq)×Iq×Id ・・・(2.4) ただし、T:同期電動機発生トルク、Pn:同期電動機
のポール極対数、Φa:永久磁石による電機子鎖磁束、
Ld:d軸インダクタンス、Lq:q軸インダクタンス、
Id:d軸電流、Iq:q軸電流である。(2.2)式に
おいてd軸電流を0とすることは、(2.4)式の右辺
第2項が0となり、電動機出力トルクが低下してしま
う。低速回転領域での出力トルクの低下を防ぐために、
(2.2)式における定数K1を以下のように設定す
る。インバータの出力できる最大電流は(2.5)式で
あらわせる。 Imax≧√(Iq 2+Id 2) ・・・(2.5) ただし、Imax:インバータ最大出力電流、Iq:q軸電
流、Id:d軸電流である。モード2ではd軸電流指令
は0であるので(2.5)式は(2.6)のように表せ
る。 Imax≧Iq ・・・(2.6) すなわち、モード2では、モード1よりも大きなq軸電
流を流すことができる。したがって、定数K1の範囲は
以下のようになる。 1≦K1≦Imax/Iq1 ・・・(2.7) ただし、Imax:インバータ最大出力電流、Iq1:モー
ド1における最大q軸電流である。定数K1の範囲を1
より大きくした場合、(2.4)式の右辺第1項のIq
が増加するので、出力トルクは増す。なお、上記実施例
ではId *=0とした例を示したが、一般的にはId *=K
2という固定値とすることができる。ここで、K2の範
囲は次式で表される。 −√(Imax 2−Iq2 2)≦K2≦√(Imax 2−Iq2 2) ただし、Imax:インバータ最大出力電流、Iq2:モー
ド2における最大q軸電流
転モード切替信号が与えられたとき、q軸電流指令Iq *
とd軸電流指令Id *をそれぞれ切り替えることにより、
低速回転領域においての出力トルクを低下させることな
しに高速応答が可能となり、しかも広範な定出力特性を
あわせ持つ制御が可能となり、回転子内部に永久磁石を
持つ三相同期電動機を有効に使用、特に低速回転時に高
速応答が要求される工作機主軸制御に適用したときに有
用である。
る。
る。
る。
サ、4 インバータ、5永久磁石同期電動機、6 エン
コーダ、7 速度演算器、8 速度制御器、9電流指令
作成部、10 電流検出器、11 3相/d−q変換
器、12 ベクトル演算器、13 PWM発生器、14
運転モード切替部
Claims (2)
- 【請求項1】 回転子内部に永久磁石を持つ三相同期電
動機と、前記電動機を、直交するd−q軸の電流成分に
より制御する電流制御ループを持つ制御装置と、それぞ
れトルク指令T*及び速度フィードバック信号Nfbとに
基づいて設定されるd軸電流指令Id *及びq軸電流指令
Iq *を与える電流指令作成部とを備えた同期電動機の制
御方法において、 運転モード切替信号が与えられたとき、前記q軸電流指
令Iq *をK1Iq *(K1≧1)に、前記d軸電流指令I
d *を一定値にそれぞれ切り替えることを特徴とする同期
電動機の制御方法。 - 【請求項2】 前記同期電動機が工作機主軸駆動用電動
機である請求項1記載の同期電動機の制御方法。
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---|---|---|---|
JP34212596A JP3765437B2 (ja) | 1996-12-20 | 1996-12-20 | 工作機械主軸駆動用同期電動機の制御システム |
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- 1996-12-20 JP JP34212596A patent/JP3765437B2/ja not_active Expired - Fee Related
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