JP3278556B2 - 交流電動機制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電動機制御装
置に関するものであり、より詳しくは、高回転数領域で
の運転特性を改善する技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】交流電動機は運転されると速度起電力を
生じ、磁束一定であれば速度起電力の大きさは回転数に
比例する。したがって、磁束一定であれば印加可能な電
圧の値を速度起電力の値が越えてしまう回転数が存在す
る。この回転数以下を一般にトルク領域、以上を定出力
領域と読んでいる。定トルク領域では、磁束を一定に保
てばよいので制御は比較的簡単である。定出力領域で
は、磁束制御の可能な同期電動機や誘導電動機ではおお
よそ回転数に対して磁束を反比例に制御することが行な
われ、また、磁束制御の不可能な永久磁石電動機では電
動機巻線のインダクタンスによる電圧降下を増加させる
ことが行われている。

【０００３】これら交流電動機の電流制御はｄ−ｑ軸電
流制御でおこなわれることが多い。過去には交流電流の
瞬時値を同じく交流の指令値に追従制御させるべく、Ｐ
Ｉ制御器に交流動作させることも行われていたが、高周
波での追従性に欠けるため電動機の運転周波数を高くで
きなかった。しかし、ｄ−ｑ軸電流制御により電動機の
運転範囲拡大が可能となった。

【０００４】ところが、ｄ−ｑ軸電流制御によっても電
動機の能力をフルに発揮しているとは言いがたい点があ
った。これを図４の永久磁石電動機の制御装置の従来例
に基づいて説明する。図４において、１は直流電源、２
はコンデンサ、３はインバータ、４は永久磁石電動機、
５はパルスエンコーダ、６Ｕ，６Ｗは永久磁石電動機の
Ｕ相，Ｗ相の電線に装着されたホールＣＴ等の電流検出
器である。直流電源１はバッテリが用いられる場合、交
流電源と整流装置で構成される場合等いろいろである。
インバータ３は制御回路１０により制御され、永久磁石
電動機４に可変電圧可変周波数の電圧を印加する。

【０００５】制御回路１０は、パルスエンコーダ５の出
力信号を入力され永久磁石電動機４の回転数ω_r ，回転
角θ_r 等の回転情報を出力する回転検出器１１と、電流
検出器６Ｕ，６Ｗの出力信号を受け、電流検出信号
ｉ_U ，ｉ_W を出力する電流検出回路１２と、永久磁石電
動機４の回転角θ_r に基づき電流検出信号ｉ_U ，ｉ_W に
対してＵＶＷ静止座標系から電動機の磁極の回転に同期
したｄ−ｑ回転座標系への変換を行い永久磁石の作る磁
束と同相の電流成分ｉ_d 、永久磁石の作る磁束と直角方
向の電流成分ｉ_q を得るＵＶＷ／ｄ−ｑ座標変換回路１
３と、インバータ３の直流部電圧ｖ_DCを検出するための
電圧検出器１４と、永久磁石電動機４の回転数ω_r とイ
ンバータの直流部電圧ｖ_DCとに基づいて永久磁石電動機
４に流すべきｄ軸電流成分の指令値ｉ_d ^* を出力するｄ
軸電流指令器１５と、同じく永久磁石電動機の回転数ω
_r とインバータ３の直流部電圧ｖ_DCとに基づいて永久磁
石電動機４に流すことのできるｑ軸電流成分の最大値ｉ
_qmaxを求め、その値で図示しない回路から与えられるｑ
軸電流指令値ｉ_q ^**をリミットして永久磁石電動機４に
流すことの可能なｑ軸電流指令値ｉ_q ^* を出力するｑ軸
電流指令値リミット回路１６と、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*
およびｑ軸電流指令値ｉ_q ^* にそれぞれの電流検出
ｉ_d ，ｉ_q が追従するようｄ−ｑ軸における電圧指令値
ｖ_d ^* およびｖ_q ^* を出力するｄ−ｑ軸電流制御回路１
７と、電圧指令値ｖ_d ^* およびｖ_q ^* を直流部電圧ｖ_DC
で割算して電圧指令値ｖ_d ^* およびｖ_q ^* を制御率α_d
^* およびα_q ^*に変換する割算器１８ｄ，１８ｑと、永
久磁石電動機４の回転角θ_r に基づき制御率α_d ^* およ
びα_q ^* に対してｄ−ｑ回転座標系からＵＶＷ静止座標
系への変換を行い制御率α_U ^* ，α_V ^* ，α_W ^* を出力
するｄ−ｑ／ＵＶＷ座標変換回路１９と、制御率
α_U ^* ，α_V ^* ，α_W ^* を入力してＰＷＭ信号を出力す
るＰＷＭ制御回路２０と、から構成されている。

【０００６】ＰＷＭ制御回路２０の詳細図は省略する
が、これは、三角波発生器と、三角波発生器の出力三角
波と制御率α_U ^* ，α_V ^* ，α_W ^* とを比較して３相の
ＰＷＭ信号を出力するコンパレータと、ＰＷＭ信号それ
ぞれの極性反転信号を得る極性反転回路と、コンパレー
タ出力と極性反転回路出力のオフ論理からオン論理への
変化時に所定の時間遅れを持たせるデッドタイム回路と
からなる、ごく一般的なＰＷＭ制御回路である。先に述
べた割算器１８ｄ，１８ｑは三角波発生器の出力三角波
の振幅とインバータ直流部電圧ｖ_DCの大きさとの比例関
係を一定に保ち、インバータ直流部電圧ｖ_DCの変動にか
かわらずｄ−ｑ軸電流制御回路１７のＰＩ制御のループ
ゲインを一定に保つ役割をしている。

【０００７】ＰＷＭ制御回路の出力する６個のＰＷＭ信
号は、図示しないゲート回路を介して、インバータ３に
与えられ、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^* およびｑ軸電流指令値
ｉ_q ^* に永久磁石電動機４のｄ軸電流およびｑ軸電流が
追従するよう制御される。ｄ軸と永久磁石の磁束方向と
を一致させ、ｑ軸を永久磁石の磁束と直角方向にとって
いることから、永久磁石の発生トルクはｑ軸電流のみに
よって決まる。このことから、ｑ軸電流はトルク分電流
とも呼ばれる。一方、ｄ軸電流はトルクに無関係で、定
出力領域での運転を可能とするために制御される。この
ことから、ｄ軸電流は、励磁分電流とも呼ばれる。

【０００８】定出力領域で永久磁石電動機にあるトルク
分電流ｉ_q を流すときどれだけのｉ_d を流さねばならな
いかを図５及び図６のベクトル図に基づいて説明する。
ただし、図５及び図６では簡単のため永久磁石電動機４
の巻線の抵抗分を無視し、インダクタンスＬのみとして
描いている。図５は無負荷、つまりトルク分電流ｉ_qが
ゼロの場合である。永久磁石による磁束をφ_m とすると
きＥ_m ＝ω_r ・Φ_m の速度起電力が生じている。図５に
おける円弧はインバータ３の出力可能最大電圧Ｖ_IMAXの
半径の円弧で、この円弧内であればインバータ３が出力
可能である。したがって、誘起電圧が円弧内にあれば励
磁電流ｉ_d を流す必要はない。定出力領域では、図の通
り速度起電力の方が大きいのでその差電圧をインダクタ
ンスによる電圧ドロップω_r Ｌ・ｉ_d で負担せねばらな
らない。したがって、無負荷時には、 ｉ_d ＝（Ｖ_IMAX−Ｅ_m ）／ω_r Ｌ＝（Ｖ_IMAX−ω_r ・Φ
_m ）／ω_r Ｌ のｄ軸電流が必要である。定出力領域では（Ｖ_IMAX−ω
_r ・Φ_m ）＜０なので、ｉ_d の値は負である。この式は
回転数が上昇すればするほど、必要なｉ_d が増えること
を示している。

【０００９】図６は正のトルク分電流ｉ_q を流している
場合である。トルク分電流ｉ_q によりω_r Ｌ・ｉ_q の電
圧降下が図のようにｄ軸の負方向に生じる。この場合も
インバータ３の出力電圧は半径Ｖ_IMAXの円弧内に収めね
ばならない。このとき、トルク分電流ｉ_q と励磁分電流
ｉ_d のベクトル和すなわち全電流ｉ_t のインピーダンス
ドロップω_r Ｌ・ｉ_t のベクトルと速度起電力Ｅ_m のベ
クトルとインバータ出力電圧Ｖ_IMAXのベクトルとで三角
形が形作られるので、余弦定理から、

【００１０】

【数１】 のｄ軸電流が必要となる。すなわち、同一回転数でもｑ
軸電流が大きくなると上式に応じて大きなｉ_d が要求さ
れる。逆にいえば、上式を満すだけのｉ_d を流せば十分
であり、回転数やトルク電流ｉ_q の値に応じてｉ_d を制
御すればよい。

【００１１】ところが、現実の永久磁石電動機の制御装
置では上式の関係を満足する値よりもかなり大きな値の
ｉ_d を流さねばならない。なぜなら、上式は定常状態で
の関係であり、ｉ_d ，ｉ_q の値を変化させようとする過
渡時には図５及び図６に示したよりも大きな電圧余裕が
必要になることがあり、しかも、過渡的に電圧が不足す
ると、制御不能に陥っていまうことがあるからである。
そして、一旦、制御不能に陥ると回転数、トルク電流指
令の何れかを大幅に低下させなければ制御を復帰させる
ことができない。

【００１２】これを図７に基づき説明する。図７はｄ−
ｑ軸電流制御回路１７の構成の一例である。図７におい
て、３１ｄ，３１ｑは減算器、３２ｄ，３２ｑはＰＩ制
御回路、３３ｄ，３３ｑは乗算器、３４は減算器、３５
は加算器、３６は永久磁石電動機の回転数ω_r を入力
し、永久磁石のインダクタンスのゲインＬ倍してω_r ・
Ｌを出力する倍率器、３７は同じく永久磁石電動機の回
転数ω_r を入力し、永久磁石の作る磁束のゲインΦ_m 倍
してω_r ・Φ_m を出力する倍率器である。減算器３１ｄ
で励磁分電流指令ｉ_d ^* から電流検出ｉ_d が減算され、
その偏差がＰＩ制御器３２ｄでＰＩ制御される。ＰＩ制
御器３２ｄの出力は減算器３４で乗算器３３ｑの出力が
減算され、ｄ軸電圧指令ｖ_d ^* とされる。ｑ軸側も、同
様に、減算器３２ｑ，ＰＩ制御器３２ｑ，加算器３５を
介して、ｑ軸電圧指令ｖ_q ^* とされる。加算器３５で
は、ＰＩ制御器３２ｑの出力に倍率器３７の出力と乗算
器３３ｄの出力とを加算している。乗算器３３ｄ，３３
ｑはそれぞれ電流検出ｉ_d ，ｉ_q に倍率器３６の出力ω
_r Ｌを乗算し、ω_r Ｌ・ｉ_d ，ω_r Ｌ・ｉ_q を出力す
る。

【００１３】永久磁石電動機の電圧電流方程式は

【００１４】

【数２】 と表わすことができるが、減算器３４、加算器３５はそ
れぞれ上の２式の右辺の第２項以下をＰＩ制御器３２
ｄ，３２ｑの出力に加算するものである。それぞれ上の
２式の右辺の第２項をＰＩ制御器出力に加算あるいは減
算することにより、直交しているｄ−ｑ軸それぞれに流
れている電流が互いに直交軸に及ぼす影響を除去するこ
とができ、また、ｑ軸側の式の右辺第３項を加算するこ
とにより、回転数による速度起電力変化の影響を除去す
ることができる。これにより、ＰＩ制御器３２ｄ，３２
ｑは、自相の抵抗分、インダクタンス分と設定定数の誤
差分だけを負担すればよくなる。以上のような構成の電
流制御回路により、定トルク領域では良好な電流制御が
可能となる。

【００１５】次に、定出力領域で、トルク電流指令ｉ_q
^* に大振幅のステップ変化を与えて急増させた場合を考
えてみる。定出力領域なので速度起電力Ｅ_m ＝ω_r ・Φ
_m はすでにインバータの出力可能な最大電圧ベクトルの
大きさＶ_IMAXを上回っている。このため、負の励磁分電
流ｉ_d を流して、ｑ軸成分電圧を下げている。このとき
のｉ_d の値としては、与えられるトルク電流指令ｉ_q ^*
のステップ変化後の値に見合うトルク電流が流れたとき
にも、インバータ電圧が出力可能なだけの電流であるも
のとする。すなわち、ステップ変化後の指令値に見合う
電流が流れても、定常状態ではｑ軸成分電圧、ｄ軸成分
電圧のベクトル和すなわちインバータ出力電圧ベクトル
の大きさＶ₁ は、Ｖ_IMAXよりわずかに低い値であるとす
る。ここで、トルク電流指令ｉ_q ^* が大振幅ステップで
急増すると、ｑ軸のＰＩ制御器３２ｑの出力が最大値ま
で増加して、ｑ軸成分電圧指令値ｖ_q ^* の大きさが最大
値Ｖ_IMAXを越えてしまう。ところが、インバータは実際
には最大値Ｖ_IMAX以上の電圧は出力し得ないので、ｉ_q
の増加はゆるやかである。トルク電流ｉ_q が、指令値ｉ
_q ^* に達したらｑ軸のＰＩ制御器３２ｑの出力は減少
し、出力電圧指令値のベクトルとしての大きさは最大値
Ｖ_IMAX以下の値に復帰できる。しかし、ｉ_q が指令値ｉ
_q ^* に達しなければ、ＰＩ制御器３２ｑの出力は最大値
を出力しつづけるので、そのまま制御不能となってしま
う。しかも、ｉ_q を急速に増加させようとしてＰＩ制御
器３２ｑの出力が最大値を出力しているというそのこと
自体によって、ｉ_q が指令値ｉ_q ^* に追従しにくくなる
のである。

【００１６】これを図８のベクトル図で説明する。図８
において、ｖ_q1 ^* ，ｖ_d1 ^* はトルク電流指令のステップ
変化前の値ｉ_q1 ^* の時のｄ−ｑ軸電圧指令成分ベクト
ル、ｖ_t1 ^* はその合成ベクトルでその値はインバータが
実際に出力している電圧のベクトルｖ_t1と等しい。トル
ク電流指令がｉ_q1 ^* からｉ_q2 ^* に増加した後のある時点
での、ｑ軸電圧指令値がｖ_q2 ^* である。ｄ軸電圧指令値
が以前と同じ値ｖ_d1 ^* であるとすると、それらのベクト
ル和はｖ_t2 ^* となり、インバータが出力可能な範囲を越
えている。実際に出力される電圧ベクトルは円弧上のｖ
_t2である。このため、実際に出力されるｄ−ｑ軸電圧成
分はｖ_d2，ｖ_q2となる。ｄ軸電圧成分ｖ_d2の大きさが減
少している。ｄ軸成分電圧の減少は励磁電流分ｉ_d の減
少をうながし、励磁電流分ｉ_d の減少はｑ軸における速
度起電力に対する励磁電流による電圧降下の減少につな
がる。すなわち、ｑ軸電流の増加を妨げる方向に働く。
ｄ軸電流が減少したため、ｄ軸側のＰＩ制御器３２ｄが
動作し、ｄ軸電流を復帰させるべくｖ_d ^* を増加させる
が、ｑ軸側のＰＩ制御器３２ｑの出力が最大値を出力し
ており、ｖ_q2 ^* はそれに速度起電力が加算されているの
で、そのベクトル長はｖ_d ^* のベクトル長よりもはるか
におおきい。結果として、ｄ軸側のＰＩ制御器３２ｄが
飽和しても、必要なｄ軸電流を流すようなベクトル関係
になりえないことがあり得、そのような場合には、双方
の制御器が飽和してしまうという事態に陥る。

【００１７】さて図４にもどり、このような事態を避け
るため、過渡状態においても十分に電圧余裕を確保でき
るだけの負の励磁電流を流さなければならない。このた
め、ｄ軸電流指令器１５により、トルク電流指令が最大
のときにも充分で、またトルク電流指令が急変しても安
定な制御が可能なだけの大きさのｉ_d ^* が回転数と直流
電圧とに応じて与えられる。これにより、インバータの
出力可能最大電流がｉ_tmaxであるとすると、ｑ軸には
（ｉ_tmax ² −ｉ_d ^*2）^1/2 （本明細書では、ルート記号
を使用できないので、以下、このように平方根を１／２
のべき指数で表わす。）以上のトルク電流を流すことが
できなくなる。つまり、ｉ_d ^* を大きくした分だけ定出
力における発生可能トルクが小さくなる。これをｑ軸電
流指令値リミット回路１６で与えている。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】このため、永久磁石電
動機４の回転数−トルク曲線は図９のようになる。点線
部分が、定常状態に達することができれば出力可能な回
転数−トルク曲線であり、実線部分が、過渡状態まで含
めて考えたときに出力可能な回転数−トルク曲線であ
る。ｉ_d ^* を充分に流すことにより定トルク領域が狭く
なり、定出力領域でのトルクが制限されている。また、
高回転数になるほどトルクが出し得なくなることから、
実際に使用できる運転周波数範囲も狭くなっている。さ
らに、励磁電流をよけいに流すため、効率も低下したも
のとなっている。

【００１９】本発明は、定常状態では必要最小限の励磁
電流を流すと共に、過渡的に励磁電流の増加が必要な場
合には自動的に励磁電流の量を制御するようにし、もっ
て制御装置が制御不能に陥ることなく、交流電動機の出
力容量アップ、運転周波数範囲拡大、高効率化、定出力
範囲における制御の安定性向上を図ることができる交流
電動機制御装置を提供することを目的としている。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の手段として、請求項１記載の発明は、電圧形ＰＷＭイ
ンバータから交流電動機に流される電流を、交流電動機
の磁束方向に基づき、磁束方向に平行なｄ軸と磁束方向
に直角なｑ軸とからなるｄ−ｑ軸座標上の成分ｉd ，ｉ
q として検出し、与えられるトルク電流指令に基づいて
作成されるｑ軸電流指令値ｉq * にｑ軸電流ｉq が追従
するようｑ軸電圧指令値ｖq * を制御し、前記電圧形Ｐ
ＷＭインバータの出力可能な電圧に基づいて作成される
ｄ軸電流指令値ｉd * にｄ軸電流ｉd が追従するようｄ
軸電圧指令値ｖd * を制御し、前記ｑ軸電圧指令値ｖq
* およびｄ軸電圧指令値ｖd * に基づいて前記電力変換
器の出力電圧を制御する交流電動機制御装置において、
前記電圧形ＰＷＭインバータの直流部電圧の検出に基づ
きこの電圧形ＰＷＭインバータの出力可能電圧に関連す
る所定値｜ｖ*IMAX｜を決定し、この所定値｜ｖ*IMAX｜
と前記ｄ軸電圧指令値ｖd * とからｖq **＝（｜ｖ*IMA
X｜² −ｖd *²）^1/2 で第２のｑ軸電圧指令値ｖq **を
求め、この第２のｑ軸電圧指令値ｖq **と前記ｑ軸電圧
指令値ｖq *との比較に基づいて前記ｄ軸電流指令値ｉd
* の大きさを制御するようにし、また、前記電圧形Ｐ
ＷＭインバータの出力可能な電流に関連する所定値｜ｉ
*IMAX｜と前記ｄ軸電流指令値ｉd * とに基づく値（｜
ｉ*IMAX｜² −ｉd *²）^1/2 によって前記トルク電流指
令の大きさを制限して前記ｑ軸電流指令値ｉq * とする
ようにし、更に、前記ｄ軸電圧指令値ｖd * 及び前記ｑ
軸電圧指令値ｖq * を前記直流部電圧の検出値で割り算
することにより、このｄ軸電圧指令値ｖd * 及びｑ軸電
圧指令値ｖq * と実際に前記電圧形ＰＷＭインバータか
ら出力されるｄ軸電圧ｖd 及びｑ軸電圧ｖq との比例関
係が保たれるようにしたこと、を特徴とする。

【００２１】

【００２２】

【００２３】請求項２記載の発明は、請求項１記載の交
流電動機制御装置において、前記交流電動機が誘導電動
機であり、低回転時には、検出回転数ωrと、定トルク
領域における磁束の大きさを指示する定数Φとの乗算値
を、前記（｜ｖ*IMAX｜² −ｖd *²）^1/2 に代えて前記
第２のｑ軸電圧指令値ｖq **として用い、また、この乗
算値が前記（｜ｖ*IMAX｜² −ｖd *²）^1/2 より大きく
なる高回転時には、この（｜ｖ*IMAX｜² −ｖd *²）^1/2
を前記第２のｑ軸電圧指令値ｖq **として用いる、こ
とを特徴とする。

【００２４】従来例で説明したように、制御不能に陥る
原因は、回転数増加、トルク電流指令の急増等の運転条
件の変化時にｄ軸電流がその指令値に追従できないでい
る間に、ｑ軸側の出力電圧指令値が増大して、ベクトル
としてインバータの出力可能な電圧以上の指令値が与え
られ、結果としてｄ軸電流を制御するのに十分なｄ軸電
圧が確保できなくなることにある。本発明では、ｄ軸側
の制御を優先し、制御不能とならないよう、ｑ軸側の電
圧を制御する。インバータの出力可能な最大値はｑ軸電
圧とｄ軸電圧とのベクトル和であることに着目し、イン
バータ出力電圧最大値をベクトル長｜ｖ_IMAX ^* ｜で規定
し、ｑ軸側の第２の電圧指令値として、ｖ_q ^**＝（｜ｖ
_IMAX ^* ｜² −ｖ_d ^*2）^1/2 を与え、ｄ−ｑ軸電流制御の
結果として定まる先の第１のｑ軸電圧指令値ｖ_q ^* が第
２の電圧指令値ｖ_d ^**を越えるとｄ軸電流指令値ｉ_d ^*
を負方向へ増加させるようにＰＩ制御する。また、イン
バータの出力最大電流をｉ_tmax ^* としたとき、トルク電
流指令値ｉ_q ^**の絶対値を（ｉ_imax ^*2−ｉ_d ^*2）^1/2 で
リミットしてｑ軸側電流基準ｉ_q ^* として電流制御回路
に与える。

【００２５】すなわち、トルク分電流指令値ｉ_q ^**、あ
るいは回転数の増加などでｄ−ｑ軸電流制御回路のｐ軸
側出力ｖ_q ^* が第２の電圧指令値ｖ_q ^**を超えると、ｑ
軸側電圧のＰＩ制御によりｄ軸電流指令値ｉ_d ^* が負方
向へ増加し、ｄ軸電流を定常時よりも多く流そうとす
る。これにより、ｄ−ｑ軸電流制御回路のｄ軸側出力ｖ
_d ^* は負方向へ増加し、ｖ_q ^**＝（｜ｖ^* _IMAX｜² −ｖ
_d ^*2）^1/2 で定まる第２の電圧指令値ｖ_q ^**が小さくな
り、ますますｄ軸電流指令値ｉ_d ^* は負方向へ増加させ
られる。ｄ−ｑ軸電流制御のｑ軸電流制御のｑ軸側電流
基準ｉ_q ^* としてはｉ_q ^**を（ｉ^*2 _tmax−ｉ_d ^*2）^1/2
でリミットしたものが与えられるので、ｉ_d ^* が負方向
へ増加するに連れてｑ軸側電流基準ｉ_q ^* の絶対値は減
少してゆく。ｄ−ｑ軸電流制御のｑ軸側出力ｖ_q ^* はい
ったん増加し、トルク電流指令値ｉ_d ^* のステップ量が
大きい場合などには飽和しているが、ｑ軸電流基準ｉ_q
^* の絶対値は減少してくるので、そのうちにｉ_q ^* がｉ
_q と等しくなり偏差ゼロとなる。これにより、ｖ_d ^* が
減少して、インバータ出力電圧ベクトルの長さが｜ｖ^*
_IMAX｜より小さくなり、ｄ−ｑ軸電流制御のｄ軸側の制
御が有効に働くようになる。つまり、ｉ_d がｉ_d ^* に追
従できるようになる。これにより、ｄ−ｑ軸電流制御の
ｄ軸側の制御出力ｖ_d ^* の大きさは減少しはじめ、第２
の電圧基準ｖ_q ^**＝（｜ｖ^* _IMAX｜² −ｖ_d ^*2）^1/2 は
増加に転じる。したがって、ｉ_d ^* は正方向へ変化す
る。すなわち、大きさとしてはｉ_d ^* は少しずつ減少す
る。ｉ_q ^*もこれにつれて少しずつ増加する。インバー
タ出力電圧ベクトルの長さが｜ｖ^* _IMAX｜より小さくな
っているので、ｄ軸，ｑ軸とも電流制御が有効に働き、
電流ｉ_d ，ｉ_q のどちらも指令値の変化に追従してゆ
く。最終的にｉ_q ^* が安定しｉ_q がその値に追従する
と、ｄ−ｑ軸電流制御回路のｑ軸側出力が減少し、ｑ軸
電圧制御によりｉ_d ^* も減少する。

【００２６】これにより、ｖ_d ^* の値が減少するので、
ｑ軸側の第２の電圧指令値ｖ_q ^**は増加し、定常状態に
おける値まで復帰していく。ｄ軸電流指令値ｉ_d ^* の大
きさも定常状態において必要な最低限の電流値まで下が
ってゆく。

【００２７】

【発明の実施の態様】図１は本発明の実施形態の構成を
示すブロック図である。図１において、１〜６ｗおよび
１１〜１４，１７〜２０の構成要素は図４の従来例と同
一の構成要素であるため重複した説明を省略する。５１
は電圧ベクトル長最大値設定器でインバータ直流電圧の
大きさｖ_DCを入力され、インバータ出力電圧ベクトル長
最大値｜ｖ^* _IMAX｜を出力する。｜ｖ^* _IMAX｜の値はイ
ンバータが真に出力可能な最大電圧ベクトル長よりわず
かに小さく設定される。５２はｑ軸電圧最大値設定器
で、ｄ−ｑ軸電流制御回路１７のｄ軸側出力信号ｖ_d ^*
とインバータ出力電圧ベクトル長最大値｜ｖ^* _IMAX｜と
を入力されｑ軸側の第２の電圧指令値（ｖ_q ^**＝（｜ｖ
^* _IMAX｜² −ｖ_d ^*2）^1/2 を出力する。５３はｑ軸側の
第２の電圧指令値とｄ−ｑ軸電流制御回路１７のｑ軸側
出力ｖ_q ^* との偏差をとる減算器である。５４は減算器
５３の出力を入力し、ｄ−ｑ軸電流制御回路１７のｑ軸
側出力ｖ_q ^*がｑ軸側の第２の電圧指令値ｖ_q ^**を超え
ないように制御するＰＩ制御器である。ＰＩ制御器５４
にはその出力の最大値として定数設定器５５からゼロが
与えられている。すなわち、ｖ_q ^**＞ｖ_q ^* であればＰ
Ｉ制御器５４の出力はゼロであり、ｖ_q ^* がｖ_q ^**を超
えようとすると負の値を出力する。ＰＩ制御器５４の出
力はｄ軸電流指令ｉ_d ^* としてｄ−ｑ軸電流制御回路１
７へ与えられる。ＰＩ制御器５４の出力はｑ軸電流最大
値設定器５６にも与えられる。ｑ軸電流最大値設定器５
６はｉ_d ^* を入力し、インバータの所定の出力最大電流
ｉ^* _tmaxとｉ_d ^*とに基づいてｑ軸電流最大値（ｉ^*2
_tmax−ｉ_d ^*2）^1/2 を出力する。５７はリミッタで、ト
ルク分電流指令ｉ_q ^**とｑ軸電流最大値（ｉ^*2 _tmax−ｉ
_d ^*2）^1/2 とに基づきｑ軸側電流基準ｉ_q ^* をｄ−ｑ軸
電流制御回路１７に出力する。

【００２８】次に、図１の動作を図２を参照しつつ説明
する。図２はトルク電流指令としたときの各部動作波形
図である。図２には、トルク分電流指令ｉ_q ^**、ｄ−ｑ
軸電流制御回路１７のｄ軸側出力信号ｖ_d ^* 、ｑ軸側出
力信号ｖ_q ^* 、ｑ軸側の第２の電圧指令値ｖ_q ^**、ｄ軸
電流指令ｉ_d ^* 、ｄ軸電流ｉ_d 、ｄ軸電流のＰＩ制御出
力ＰＩ_id、ｑ軸側電流基準ｉ_q ^* 、ｑ軸電流ｉ_q 、ｑ軸
電流の制御出力ＰＩ_iqが示されている。

【００２９】図２において、時刻ｔ₁ にてトルク分電流
指令ｉ_q ^**にゼロから大電流のステップ変化が与えられ
る。ｄ−ｑ軸電流制御回路１７に入力されるｑ軸側電流
基準ｉ_q ^* はリミット値（ｉ^*2 _1max−ｉ_d ^*2）^1/2 でリ
ミットされるので、もしｉ_q ^**がリミット値を超えてい
ればリミット値が与えられる。ｑ軸側電流基準ｉ_q ^*の
ステップ変化により、ｄ−ｑ軸電流制御回路１７のｑ軸
側ＰＩ制御回路３２ｑの出力ＰＩ_iqも増加する。この例
ではｉ_q ^**のステップ量が大きいので、ＰＩ_iqは直ちに
最大値まで達する。これにより、ｄ−ｑ軸電流制御回路
１７のｑ軸側出力信号ｖ_q ^* もＰＩ_iqの増加分だけ増加
するが、インバータの出力可能電圧を超えた指令値を与
えても実際にはそれだけの電圧は出力し得ない。このた
めｑ軸電流ｉ_q の増加はゆるやかである。

【００３０】従来は電圧不足のためやがて増加率が減少
し、最終的に増加率ゼロとなって、ＰＩ_iqが飽和したま
まで制御不能となる場合があった。本発明では第２の電
圧指令値ｖ_q ^**に基づくｑ軸側の電圧制御をＰＩ制御器
５４で行っている。第２の電圧指令値ｖ_q ^**は、ｖ_q ^**
＝（｜ｖ^* _IMAX｜² −ｖ_d ^*2）^1/2 で与えられる。すな
わち、第２の電圧指令値ｖ_q ^**はｑ軸側出力信号ｖ_q ^*
がこの値以下に抑えられていれば、ｄ軸側の制御を防げ
ることがないという値である。

【００３１】ｑ軸側電流基準ｉ_q ^* のステップ変化によ
りｑ軸側出力信号ｖ_q ^* が第２の電圧指令値ｖ_q ^**を超
えると、ＰＩ制御器５４はｄ軸電流基準ｉ_d ^* を負方向
へ増加させる。ｄ軸側電流のＰＩ制御によりｄ−ｑ軸電
流制御回路１７のｄ軸側出力ｖ_d ^* もそれにより負側へ
増加するので、ｄ軸電圧最大値設定器５２により、ｖ_q
^**＝（｜ｖ^* _IMAX｜² −ｖ_d ^*2）^1/2 で与えられる第２
の電圧指令値ｖ_q ^**は減少し、ｄ軸電流基準ｉ_d ^* をま
すます負方向へ増加させる。これにより、ｄ−ｑ軸電流
制御回路１７のｄ軸側出力ｖ_d ^* が負側へ増加し、ｑ軸
電圧最大値設定器５２により、ｖ_q ^**＝（｜ｖ^* _IMAX｜
² −ｖ_d ^*2）^1/2 で与えられる第２の電圧指令値ｖ_q ^**
が減少し、ｄ軸電流基準ｉ_d ^* がさらにますます負方向
へ増加する、という正帰還のループが形成される。この
正帰還ループにより、ｄ−ｑ軸電流制御回路１７のｑ軸
側出力信号ｖ_q ^* が第２の電圧指令値ｖ_q ^**よりも小さ
くなるか、第２の電圧指令値ｖ_q ^**がゼロになるまで、
第２の電圧指令値ｖ_q ^**は減少しつづける。図２の場合
には電圧指令値ｖ_q ^**はゼロに達している。これによ
り、ｄ軸電流基準ｉ_d ^* は急速に負方向へ増加してゆ
く。

【００３２】電圧指令値ｖ_q ^**がゼロになった後も、ｄ
軸電流基準ｉ_d ^* は負方向へ増加しつづける。一方、ｑ
軸側電流基準ｉ_q ^* はｑ軸電流最大値設定器５５の出力
（ｉ^*2 _tmax−ｉ_d ^*2）^1/2 でリミットされるので、ｄ軸
電流基準ｉ_d ^* の負方向への増加とともに減少してゆ
く。ｑ軸電流ｉ_q は電圧不足によりほとんど増加できな
くなっているが、ｑ軸側電流基準ｉ_q ^* のほうが減少し
つづけることにより偏差は小さくなってゆき、ｑ軸側電
流基準ｉ_q ^* がｑ軸電流ｉ_q とほとんど同じ大きさにま
で減少する時刻ｔ₂ に至って、ｄ−ｑ軸電流制御回路１
７のｑ軸側ＰＩ制御回路３２ｑの出力ＰＩ_iqが飽和から
解け、急速に減少しはじめる。これにより、ｄ−ｑ軸電
流制御回路１７のｑ軸側出力信号ｖ_q ^* も小さくなり、
インバータの出力電圧指令値がベクトルとして制御可能
な範囲に復帰する。これにより、ｄ軸側の電流制御が有
効に動作するようになり、ｄ軸電流ｉ_d の値がｄ軸電流
基準ｉ_d ^* に追従しやすくなる。

【００３３】時刻ｔ₃ で、ｄ軸電流ｉ_d がｄ軸電流基準
ｉ_d ^* に十分に近い値となり、ｄ−ｑ軸電流制御回路１
７のｄ軸側出力ｖ_d ^* が充分に減少している。これによ
り、ゼロになっていた第２の電圧指令値ｖ_q ^**が増加し
はじめる。第２の電圧指令値ｖ_q ^**ががｄ−ｑ軸電流制
御回路１７のｑ軸側出力信号ｖ_q ^* に等しくなるとｄ軸
電流基準ｉ_d ^* にこれまでの負方向への増加を停止し、
ｄ軸電流ｉ_d はその値に制御される。また、ｑ軸電流指
令ｉ_q ^* はそのときのｄ軸電流基準ｉ_d ^* の値に基づ
き、（ｉ^*2 _tmax−ｉ_d ^*2）^1/2 でリミットされた値とな
り、ｑ軸電流ｉ_qはその値に等しく制御される。これに
より、ｄ−ｑ軸電流制御回路１７のｄ軸側出力ｖ_d ^* 、
ｑ軸側出力信号ｖ_q ^* とも定常状態における値へと低下
してゆく。最終的には（ｖ_q ^*2＋ｖ_d ^*2）^1/2 ＝｜ｖ^*
_IMAX｜となるｄ軸側出力信号ｖ_d ^*、ｑ軸側出力信号ｖ
_q ^* を出力するような値で、第２の電圧指令値ｖ_q ^**、
ｄ軸電流基準ｉ_d ^* 、ｑ軸電流基準ｉ_q ^* は安定する。

【００３４】さて、以上の制御によって、定常状態にお
いては永久磁石電動機の電流ｉ_d ，ｉ_q について、ｄ−
ｑ軸電流制御回路１７のｄ軸側出力ｖ_d ^* とｑ軸側出力
ｖ_q ^* のベクトル和（ｖ_q ^*2＋ｖ_d ^*2）^1/2 が電圧ベク
トル長最大値設定器５１の出力｜ｖ^* _IMAX｜に等しくな
るような値に制御されている。これは、インバータ出力
電圧を｜ｖ^* _IMAX｜に保つための最低のｄ軸電流ｉ_d が
流され、可能な限りのｑ軸電流ｉ_q が流されていること
を意味している。

【００３５】このように、インバータ出力電圧を｜ｖ^*
_IMAX｜に保つための最低のｄ軸電流ｉ_d が流され、可能
な限りのｑ軸電流ｉ_q が流されている状態で回転数上昇
が生じたときの動作について考えてみる。回転数上昇に
より速度起電力が増加するので、制御回路１７のｑ軸側
出力ｖ_q ^* も増加する。これにより、上記と同様にし
て、第２の電圧指令値ｖ_q ^**がさがるが、すでに、ｄ軸
電流ｉ_d 、ｑ軸電流ｉ_qのベクトル和がインバータ最大
電流ｉ^* _tmaxに達しているので、第２の電圧指令値ｖ_q
^**によるｑ軸電圧制御により、ｄ軸電流基準ｉ_d ^* が負
方向へ増加すると、それとともにｑ軸電流指令ｉ_q ^* が
直ちに絞られる。回転数変化がゆるやかであれば、ｑ軸
電流指令ｉ_q ^* が絞られることにより、制御回路１７の
ｑ軸側出力ｖ_q ^* が下がるので、ｖ_q ^* は第２の電圧指
令値ｖ_q ^**に追従することができ、回転数上昇とともに
徐々にｄ軸電流ｉ_d が負方向へ増加、ｑ軸電流の大きさ
ｉ_qが減少するよう制御される。

【００３６】回転数変化が急峻で速度起電力の増加速度
が速く、第２の電圧指令値ｖ_q ^**の低下に制御回路１７
のｑ軸側出力ｖ_q ^* が追従できない場合には、第２の電
圧指令値ｖ_q ^**の低下、ｄ軸電流基準ｉ_d ^* の負方向へ
の増加、それによるｄ軸側出力ｖ_d ^* の増加、第２の電
圧指令値ｖ_q ^**のますますの低下という、最初に説明し
たトルク電流指令の急変時と同様の正帰還が生じる。こ
れにより、ｄ軸電流基準ｉ_d ^* が過渡的に十分に増加せ
しめられ、ｑ軸電流指令ｉ_q ^* が十分に絞られるので、
制御不能になることはなく、回転数変化後の定常状態で
はインバータ出力電圧を｜ｖ^* _IMAX｜に保つための最低
のｄ軸電流ｉ_d が流され、可能な限りのｑ軸電流ｉ_q が
流される。

【００３７】回転数が十分に低く速度起電力の小さなト
ルク一定領域で、制御回路１７のｑ軸側出力ｖ_q ^* が第
２の電圧指令値ｖ_q ^**を超えなければ、以上のような制
御は動作せず、ｄ軸電流基準ｉ_d ^* はゼロのままでｄ軸
側のみで制御が行われる。すなわち従来の制御装置のト
ルク一定領域での動作と同一となる。

【００３８】割算器１８ｄ，１８ｑにより、直流電圧変
動時に電流制御ループゲインが一定に保たれること、ｄ
−ｑ軸電流制御回路１７のｄ軸側出力ｖ_d ^* 、ｑ軸側出
力ｖ_q ^* と実際に出力されているとｄ軸電圧ｖ_d 、ｑ軸
電圧ｖ_q との間に、ｄ軸側出力ｖ_d ^* 、ｑ軸側出力ｖ_q
^* の値がＰＷＭ制御回路の三角波の振幅を超えない限り
比例関係を持つようになること、という二つの効果が得
られる。本発明では電圧指令ｖ_d ^* ，ｖ_q ^* と実際に出
力されている電圧ｖ_d ，ｖ_q とが比例関係を持つことを
積極的に利用している。

【００３９】すなわち、電圧検出に基づき電圧ベクトル
長最大値設定器５１の出力｜ｖ^* _IMAX｜を制御し、可能
な限りの電圧指令ｖ_d ^* ，ｖ_q ^* を与えるよう制御す
る。従来例には示されなかったが、このように電圧指令
ｖ_d ^* ，ｖ_q ^* が｜ｖ^* _IMAX｜を超えないように制御す
るということも、実際には、すでに行われていた。しか
し、従来は制御の安定性を確保するためにかなりの電圧
余裕をみて｜ｖ^* _IMAX｜の値を決定せねばならなかっ
た。これに対し、本発明によれば｜ｖ^* _IMAX｜を定常状
態においてインバータが出力可能な最大電圧よりわずか
に低い値に設定すればよく、従来より高い設定電圧が可
能となる。すなわち、電圧利用率を向上させることがで
きる。ただし、これらを望まなければ電圧検出回路１４
および、割算器１８ｄ，１８ｑは省略可能である。この
場合、電圧ベクトル長最大値設定器５１はインバータ直
流電圧がもっとも低いときにも出力できる値を｜ｖ^*
_IMAX｜として設定せねばならない。この場合にも、本発
明によって、電圧検出回路１４を持たない従来のシステ
ムよりは｜ｖ^* _IMAX｜の値を高くできる。

【００４０】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、永久磁石電動機の制御装置において、制御の安定性
確保のために必要以上のｄ軸電流ｉ_d を流すことが不要
となる。しかも、トルク電流指令の急変時、回転数変化
時等には自動的にｄ軸電流ｉ_dを急速に増加し、ｑ軸電
流ｉ_q については変化率を制御可能な範囲に制限しなが
ら徐々にトルク分電流指令ｉ_q ^**に近付けていく。トル
ク分電流指令ｉ_q ^**にみあったｑ軸電流ｉ_q を流すこと
ができる場合には、もちろんそれだけの電流を流すよう
制御し、それが不可能な場合には、定常状態においてイ
ンバータ出力電圧を｜ｖ^* _IMAX｜に保つための最低のｄ
軸電流ｉ_d および可能な限りのｑ軸電流ｉ_q が自動的に
流される。したがって、永久磁石電動機のトルク特性を
図９の点線で示した理論値に近付けることが可能とな
る。すなわち、永久磁石電動機の出力容量アップ、運転
周波数範囲拡大、高効率化が可能となり、電動機の出力
容量が同一でよい場合には変換器を小型化できることに
なる。

【００４１】ところで、これまでは変換器がインバータ
の場合について述べてきたが、本発明はサイクロコンバ
ータに対しても有効である。この場合、ＰＷＭ制御回路
の代わりに位相制御回路が用いられる。電圧ベクトル長
最大値設定器５１に入力する電圧信号は直流電圧が存在
しないため入力側交流電圧の大きさとなる。また、サイ
クロコンバータは周波数が上昇すると出力可能電圧が下
がるので、電圧ベクトル長最大値設定器５１は電圧のみ
でなく周波数の関数ともなる。出力可能な電圧が周波数
によって変わる点が異なるのみで他の作用、効果等は上
記の第１の実施形態と同様である。すなわち、本発明は
電圧形変換器でｄ−ｑ軸電流制御しているシステムであ
れば適用可能なものである。

【００４２】また、電動機が同期電動機の場合にも図１
と同一の回路構成で対応できる。ただし、ｄ−ｑ軸電流
制御回路１７が同期電動機の電圧電流方程式を反映した
ものとなる。しかし、ｄ−ｑ軸電流制御回路１７をブラ
ックボックスとしてみた場合の動作は永久磁石電動機の
場合と同じであるので、その内容については省略する。
同期電動機では界磁制御が行われる点が異なるが、界磁
一定の範囲の制御に関しては永久磁石電動機の場合と同
様に動作する。同期電動機では、高速域でも定常的には
電機子側からｄ軸電流を流さなくてよいように、高速域
では界磁が弱められる。しかし、界磁制御に対する磁束
の応答には時間遅れがあるので、回転数上昇時の過渡現
象等を考慮して、やはり電圧の余裕を見なければならな
かった。本発明を同期電動機に適用すれば、この磁束の
応答の時間遅れを電機子側から供給するｄ軸電流で補
い、制御の安定性を確保することができる。本発明を同
期電動機に適用すると、高速域でも十分に磁束が弱まっ
ていれば速度起電力が小さくなることから、第２の電圧
指令値ｖ_q ^**の値に比べｄ−ｑ軸電流制御回路１７のｄ
軸側出力ｖ_d ^* がかなり小さな値となり、高速域でも定
常状態ではｄ軸電流ｉ_d はゼロに制御されることが永久
磁石電動機の場合との相違である。過渡時に界磁制御に
よる磁束弱めが不足する場合に、第１の実施形態で説明
したのと同様に、負のｄ軸電流ｉ_d を流し、一方でｑ軸
電流ｉ_q を制限して、制御の安定性を確保する。これに
より、次回弱め制御開始点を従来より高回転とすること
が可能となる。すなわち、永久磁石電動機の場合と同様
な効果が得られる。

【００４３】本発明を誘導機駆動システムへ適用した場
合の実施形態を図３に示す。図３において、６０は誘導
電動機である。図１においてｉ_d ^* をゼロあるいは負の
値の範囲とするため用いられていた定数設定器５５は省
略されている。すなわち、ｉ_d ^* は正の値を取りうる。
６２は定トルク領域における磁束の大きさを指示する定
数設定器、６１は乗算器で、定数設定器６２の出力と回
転検出器１１が出力する回転数信号ω_r とを乗算した結
果を出力する。６３はリミッタで、ｄ軸電圧最大値設定
器５２の出力により乗算器６１の出力をリミットする。
リミッタ６３の出力が第２のｑ軸電圧指令ｖ_q ^**とし
て、減算器５３に与えられる。ｄ−ｑ軸電流制御回路１
７は誘導電動機の電圧電流方程式を反映したものとす
る。

【００４４】以上の構成により、低回転では第２の電圧
指令値ｖ_q ^**として、乗算器６１の出力が与えられる。
したがって、ｑ軸電圧指令値ｖ_q ^* は回転数ω_r に比例
して制御される。これにより、第１の実施形態の場合と
異なり、定トルク領域でもＰＩ制御器５４が動作し、磁
束一定となるようなｄ軸電流指令値ｉ_d ^* がｄ−ｑ軸電
流制御回路１７に与えられる。回転数が高くなり、乗算
器６１の出力がｑ軸電圧最大値設定器５２の出力より大
きくなると、ｑ軸電圧最大値設定器５２の出力が第２の
電圧指令値ｖ_q ^**として与えられるようになり、第１の
実施形態と同様に、定常状態においてはインバータ出力
電圧を｜ｖ^* _IMAX｜に保つための最低のｄ軸電流ｉ_d お
よび可能な限りのｑ軸電流ｉ_q に制御し、過渡時に電圧
が不足する場合にはｄ軸電流ｉ_d を弱め、一方でｑ軸電
流ｉ_q を制限して、制御の安定性を確保するように自動
的に制御する。これにより永久磁石電動機の場合と同様
な効果が得られる。

【００４５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
交流電動機の制御装置において定常状態では必要最小限
のｄ軸電流ｉ_d を流すことで、定出力領域で可能なトル
ク分電流を従来よりも増加させることが可能となる。ま
た、運転状態の変化時には自動的にｄ軸電流ｉ_d を急速
に増加し、ｑ軸電流ｉ_q を制御可能な範囲に制限して、
安定な制御を実現する。これにより交流電動機のトルク
特性を定常状態での理論値に近付けることが可能とな
る。

【００４６】以上により、交流電動機の出力容量アッ
プ、運転周波数範囲拡大、高効率化、変換器の小型化が
可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態の構成図。

【図２】図１の動作を説明するための波形図。

【図３】本発明の他の実施形態の構成図。

【図４】従来例の構成図。

【図５】図４の動作を説明するためのベクトル図。

【図６】図４の動作を説明するためのベクトル図。

【図７】図４におけるｄ−ｑ軸電流制御回路の構成を示
すブロック図。

【図８】図４の動作を説明するためのベクトル図。

【図９】従来例の特性図。

【符号の説明】

３ インバータ ４ 永久磁石電動機（交流電動機） １１ 回転検出器 １２ 電流検出器 １３ ＵＶＷ／ｄ−ｑ座標変換回路 １４ 電圧検出器 １７ ｄ−ｑ軸電流制御回路 １９ ｄ−ｑ／ＵＶＷ座標変換回路 ５１ 電圧ベクトル長最大値設定器 ５２ ｑ軸電圧最大値設定器 ５４ ＰＩ制御器 ５５ 定数設定器 ５６ ｑ軸電圧最大値設定器 ５７ リミッタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電圧形ＰＷＭインバータから交流電動機に
   流される電流を、交流電動機の磁束方向に基づき、磁束
   方向に平行なｄ軸と磁束方向に直角なｑ軸とからなるｄ
   −ｑ軸座標上の成分ｉd ，ｉq として検出し、与えられ
   るトルク電流指令に基づいて作成されるｑ軸電流指令値
   ｉq * にｑ軸電流ｉq が追従するようｑ軸電圧指令値ｖ
   q * を制御し、前記電圧形ＰＷＭインバータの出力可能
   な電圧に基づいて作成されるｄ軸電流指令値ｉd * にｄ
   軸電流ｉd が追従するようｄ軸電圧指令値ｖd* を制御
   し、前記ｑ軸電圧指令値ｖq * およびｄ軸電圧指令値ｖ
   d * に基づいて前記電力変換器の出力電圧を制御する交
   流電動機制御装置において、 前記電圧形ＰＷＭインバータの直流部電圧の検出に基づ
   きこの電圧形ＰＷＭインバータの出力可能電圧に関連す
   る所定値｜ｖ*IMAX｜を決定し、 この所定値｜ｖ*IMAX｜と前記ｄ軸電圧指令値ｖd * と
   からｖq **＝（｜ｖ*IMAX｜² −ｖd *²）^1/2 で第２の
   ｑ軸電圧指令値ｖq **を求め、 この第２のｑ軸電圧指令値ｖq **と前記ｑ軸電圧指令値
   ｖq * との比較に基づいて前記ｄ軸電流指令値ｉd * の
   大きさを制御するようにし、 また、前記電圧形ＰＷＭインバータの出力可能な電流に
   関連する所定値｜ｉ*IMAX｜と前記ｄ軸電流指令値ｉd *
   とに基づく値（｜ｉ*IMAX｜² −ｉd *²）^1/2によって
   前記トルク電流指令の大きさを制限して前記ｑ軸電流指
   令値ｉq * とするようにし、 更に、前記ｄ軸電圧指令値ｖd * 及び前記ｑ軸電圧指令
   値ｖq * を前記直流部電圧の検出値で割り算することに
   より、このｄ軸電圧指令値ｖd * 及びｑ軸電圧指令値ｖ
   q * と実際に前記電圧形ＰＷＭインバータから出力され
   るｄ軸電圧ｖd及びｑ軸電圧ｖq との比例関係が保たれ
   るようにしたこと、 を特徴とする交流電動機制御装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の交流電動機制御装置におい
   て、 前記交流電動機が誘導電動機であり、 低回転時には、検出回転数ωrと、定トルク領域におけ
   る磁束の大きさを指示する定数Φとの乗算値を、前記
   （｜ｖ*IMAX｜² −ｖd *²）^1/2 に代えて前記第２のｑ
   軸電圧指令値ｖq **として用い、 また、この乗算値が前記（｜ｖ*IMAX｜² −ｖd *²）^1/2
   より大きくなる高回転時には、この（｜ｖ*IMAX｜² −
   ｖd *²）^1/2 を前記第２のｑ軸電圧指令値ｖq**として
   用いる、 ことを特徴とする交流電動機制御装置。