JPH09163799A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPH09163799A JPH09163799A JP7316321A JP31632195A JPH09163799A JP H09163799 A JPH09163799 A JP H09163799A JP 7316321 A JP7316321 A JP 7316321A JP 31632195 A JP31632195 A JP 31632195A JP H09163799 A JPH09163799 A JP H09163799A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 誘導電動機のベクトル制御装置において、制
御上のすべりとモータのすべりとのずれを防止したもの
である。 【解決手段】 励磁電流指令演算に用いる磁束モデル部
１２２前段に励磁電流指令がインバータ最大電流をこえ
ないリミッタを備えた。
御上のすべりとモータのすべりとのずれを防止したもの
である。 【解決手段】 励磁電流指令演算に用いる磁束モデル部
１２２前段に励磁電流指令がインバータ最大電流をこえ
ないリミッタを備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導電動機のベク
トル制御装置に係り、特に制御上のすべりと実際のモー
タのすべりとのずれを防止する制御装置に関する。
トル制御装置に係り、特に制御上のすべりと実際のモー
タのすべりとのずれを防止する制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来技術に係る誘導電動機のベク
トル制御装置を示すブロック線図である。同図に示すベ
クトル制御装置において、誘導電動機１の速度制御部２
は、速度指令ωr *と速度検出部３からの速度検出値ωr
の偏差から比例積分演算によってトルク電流ＩT を得
る。トルク電流ＩT とこれに直交させる励磁電流Ｉ0'と
誘導電動機１の二次時定数（τ2 ）からすべり周波数演
算部４ですべり周波数ωs を求める。すべり周波数ωs
は、誘導電動機１の速度検出値ωr と加算されて一次角
速度ω0 に変換され、この角速度ω0 は積分演算部５に
よって積分されて位相角θ*として求められる。電流制
御部６はトルク電流ＩT 及び励磁電流Ｉ0'に対して夫々
のトルク電流検出値ＩTFB 及び励磁電流検出値ＩOFB と
の偏差から比例積分演算による演算を行い、さらに両演
算結果に対して誘導電動機内の干渉分を加減算して回転
座標のトルク軸のトルク軸電圧ＶT と励磁軸電圧Ｖ0 を
得る。トルク電流検出値ＩTFB 及び励磁電流検出値Ｉ
OFB は誘導電動機１の三相電流検出値から演算される。
この演算は三相電流ＩU ，ＩW をＡ／Ｄ変換部７で夫々
ディジタル値に変換し、両者を加算して符号を反転する
ことによってＶ相の電流検出値ＩV も求め、各電流値Ｉ
U ，ＩV ，ＩW から３相２相変換部８で固定座標の二相
交流電流に変換し、これを座標変換部９で回転座標のト
ルク電流ＩTFB と励磁電流ＩOFB に変換する。電流制御
部６からの非干渉化した電圧制御信号Ｖ0 ，ＶT は座標
変換部１０によって極座標の電圧Ｖ1 と位相角φに変換
され、さらに極座標／三相変換部１１によって固定座標
の三相電圧ＶU ，ＶV ，ＶW に変換され、ＰＷＭインバ
ータ１２の出力電圧制御信号にされる。
トル制御装置を示すブロック線図である。同図に示すベ
クトル制御装置において、誘導電動機１の速度制御部２
は、速度指令ωr *と速度検出部３からの速度検出値ωr
の偏差から比例積分演算によってトルク電流ＩT を得
る。トルク電流ＩT とこれに直交させる励磁電流Ｉ0'と
誘導電動機１の二次時定数（τ2 ）からすべり周波数演
算部４ですべり周波数ωs を求める。すべり周波数ωs
は、誘導電動機１の速度検出値ωr と加算されて一次角
速度ω0 に変換され、この角速度ω0 は積分演算部５に
よって積分されて位相角θ*として求められる。電流制
御部６はトルク電流ＩT 及び励磁電流Ｉ0'に対して夫々
のトルク電流検出値ＩTFB 及び励磁電流検出値ＩOFB と
の偏差から比例積分演算による演算を行い、さらに両演
算結果に対して誘導電動機内の干渉分を加減算して回転
座標のトルク軸のトルク軸電圧ＶT と励磁軸電圧Ｖ0 を
得る。トルク電流検出値ＩTFB 及び励磁電流検出値Ｉ
OFB は誘導電動機１の三相電流検出値から演算される。
この演算は三相電流ＩU ，ＩW をＡ／Ｄ変換部７で夫々
ディジタル値に変換し、両者を加算して符号を反転する
ことによってＶ相の電流検出値ＩV も求め、各電流値Ｉ
U ，ＩV ，ＩW から３相２相変換部８で固定座標の二相
交流電流に変換し、これを座標変換部９で回転座標のト
ルク電流ＩTFB と励磁電流ＩOFB に変換する。電流制御
部６からの非干渉化した電圧制御信号Ｖ0 ，ＶT は座標
変換部１０によって極座標の電圧Ｖ1 と位相角φに変換
され、さらに極座標／三相変換部１１によって固定座標
の三相電圧ＶU ，ＶV ，ＶW に変換され、ＰＷＭインバ
ータ１２の出力電圧制御信号にされる。
【０００３】上述の如きベクトル制御においては、一般
に、励磁電流Ｉ0'が運転状態に関係なく一定に制御され
るため、効率の面から考えれば軽負荷時に銅損や鉄損の
増大による不必要な損失が発生し、効率が低下するとい
う問題がある。
に、励磁電流Ｉ0'が運転状態に関係なく一定に制御され
るため、効率の面から考えれば軽負荷時に銅損や鉄損の
増大による不必要な損失が発生し、効率が低下するとい
う問題がある。
【０００４】かかる問題点を解決し、全負荷範囲に亘っ
て効率を高めることができるベクトル制御法も提案され
ている（永山、水野、足利、小林；「ベクトル制御イン
バータによる誘導電動機最大効率制御の一方法」、電気
学会 半導体電力変換研究会資料 資料番号ＳＰＣ−９
３−８８；以下文献１と称す）。この文献１によれば従
来のベクトル制御に最大効率制御部を挿入している。す
なわち、図４に示すように速度指令ωr *と誘導電動機
（ＩＭ）１の速度検出器３の検出速度ωr との偏差から
速度制御部２にてトルク指令Ｔ* を得て、ついで後述す
る最大効率制御部１３にて負荷に応じた励磁電流指令Ｉ
0'* とトルク電流指令ＩT *を得ているものである。この
後は電流制御部６、座標変換部１０、２相３相変換部１
１を介してＩＭ１のインバータ制御を行ない、フィード
バック系では３相２相変換部８、座標変換部９を介して
電流実際値を電流制御部６に戻すようにしており、かか
る点は従来からのベクトル制御系と変りはない。また、
速度検出器３の検出速度ωr に演算器１４にて極対数Ｐ
を加味してすべり角周波数ωs から電源角周波数ωを求
め電流制御部６に直接入力しまた演算器５による積分後
に座標変換部１０，９に入力していわゆるすべり周波数
制御を行なっていることも従来の制御系と変りはない。
なお、符号＊は指令値を示す。
て効率を高めることができるベクトル制御法も提案され
ている（永山、水野、足利、小林；「ベクトル制御イン
バータによる誘導電動機最大効率制御の一方法」、電気
学会 半導体電力変換研究会資料 資料番号ＳＰＣ−９
３−８８；以下文献１と称す）。この文献１によれば従
来のベクトル制御に最大効率制御部を挿入している。す
なわち、図４に示すように速度指令ωr *と誘導電動機
（ＩＭ）１の速度検出器３の検出速度ωr との偏差から
速度制御部２にてトルク指令Ｔ* を得て、ついで後述す
る最大効率制御部１３にて負荷に応じた励磁電流指令Ｉ
0'* とトルク電流指令ＩT *を得ているものである。この
後は電流制御部６、座標変換部１０、２相３相変換部１
１を介してＩＭ１のインバータ制御を行ない、フィード
バック系では３相２相変換部８、座標変換部９を介して
電流実際値を電流制御部６に戻すようにしており、かか
る点は従来からのベクトル制御系と変りはない。また、
速度検出器３の検出速度ωr に演算器１４にて極対数Ｐ
を加味してすべり角周波数ωs から電源角周波数ωを求
め電流制御部６に直接入力しまた演算器５による積分後
に座標変換部１０，９に入力していわゆるすべり周波数
制御を行なっていることも従来の制御系と変りはない。
なお、符号＊は指令値を示す。
【０００５】図５は、図４に示す最大効率制御部１３の
具体的なブロックである。文献１に示すようにトルク指
令Ｔ* に割算器４１にて３ＰＭ’（Ｐは極対数、Ｍ’は
αＭで、α＝Ｍ／Ｌ2 でＭは相互インダクタンス、Ｌ2
は二次自己インダクタンス）で除算するとＩ0ＩTを得る
ことになり、更にこの値を演算器４２に示すトルク電流
ＩT と励磁電流Ｉ0 との比ＩT／Ｉ0＝Ａを用いて割算器
４３にて除算しＩ0 2を求め、演算器４４，４５にて平方
根を求め上限、下限のリミッタをかけて励磁電流指令Ｉ
0'* を得る。そして、このＩ0'* を用いて割算器４１の
出力を更に割算器４６にて除算しトルク電流指令ＩT *を
得る。すべり角周波数ωs はＲ2／Ｌ2（Ｒ2 は二次抵
抗）と上記Ａ＝ＩT／Ｉ0 に比例する関係にあるので、
係数器４７にてＩT * にＲ2／Ｌ2 を乗算ししかも割算器
４８にてＩ0'* 除算することにより、すべり角周波数ω
s を得る。この値ωs と演算器１４にて極対数Ｐを加味
した検出速度ωr とを加え合せて電源角周波数ωを得
る。鉄損抵抗算出部４９では、鉄損抵抗Ｒm が周波数に
より変化することを利用して上記角周波数ωにて抵抗Ｒ
m を得ている。この抵抗Ｒm を係数器５０にて１／Ｍの
乗算し、更に掛算器５１にて励磁電流指令Ｉ0'* との乗
算を行ない、割算器５２にて角周波数ωによる除算を行
なった結果、Ｉ0'*・（Ｒm ／Ｍ）・（１／ω）から鉄損
電流Ｉc が求まる。加え合せ点５３にてこの鉄損電流Ｉ
c とトルク電流指令ＩT *とを加算することによりｄｑ軸
上での電流Ｉ1q * が得られ、またＩ0'* はそのままＩ1d
* として得られる。なお、図４での最大効率制御部１３
の出力は励磁電流指令Ｉ0'* 、トルク電流指令ＩT *なる
表示としているが、前述の関係からｄｑ軸にて電流指令
Ｉ1d * 及び電流指令Ｉ1q * より鉄損電流を除いたものと
同等となる。
具体的なブロックである。文献１に示すようにトルク指
令Ｔ* に割算器４１にて３ＰＭ’（Ｐは極対数、Ｍ’は
αＭで、α＝Ｍ／Ｌ2 でＭは相互インダクタンス、Ｌ2
は二次自己インダクタンス）で除算するとＩ0ＩTを得る
ことになり、更にこの値を演算器４２に示すトルク電流
ＩT と励磁電流Ｉ0 との比ＩT／Ｉ0＝Ａを用いて割算器
４３にて除算しＩ0 2を求め、演算器４４，４５にて平方
根を求め上限、下限のリミッタをかけて励磁電流指令Ｉ
0'* を得る。そして、このＩ0'* を用いて割算器４１の
出力を更に割算器４６にて除算しトルク電流指令ＩT *を
得る。すべり角周波数ωs はＲ2／Ｌ2（Ｒ2 は二次抵
抗）と上記Ａ＝ＩT／Ｉ0 に比例する関係にあるので、
係数器４７にてＩT * にＲ2／Ｌ2 を乗算ししかも割算器
４８にてＩ0'* 除算することにより、すべり角周波数ω
s を得る。この値ωs と演算器１４にて極対数Ｐを加味
した検出速度ωr とを加え合せて電源角周波数ωを得
る。鉄損抵抗算出部４９では、鉄損抵抗Ｒm が周波数に
より変化することを利用して上記角周波数ωにて抵抗Ｒ
m を得ている。この抵抗Ｒm を係数器５０にて１／Ｍの
乗算し、更に掛算器５１にて励磁電流指令Ｉ0'* との乗
算を行ない、割算器５２にて角周波数ωによる除算を行
なった結果、Ｉ0'*・（Ｒm ／Ｍ）・（１／ω）から鉄損
電流Ｉc が求まる。加え合せ点５３にてこの鉄損電流Ｉ
c とトルク電流指令ＩT *とを加算することによりｄｑ軸
上での電流Ｉ1q * が得られ、またＩ0'* はそのままＩ1d
* として得られる。なお、図４での最大効率制御部１３
の出力は励磁電流指令Ｉ0'* 、トルク電流指令ＩT *なる
表示としているが、前述の関係からｄｑ軸にて電流指令
Ｉ1d * 及び電流指令Ｉ1q * より鉄損電流を除いたものと
同等となる。
【０００６】この結果、最大効率の条件は、文献１にも
示すごとくＡを（Ｒ1＋Ｒm')／（Ｒ 1 ＋Ｒ2'）の平方根
として求めることができて、（Ｒm' はαＲm 、Ｒ2'は
αＲ2）Ａは前述の如くトルク電流と励磁電流との比で
も決定できることから、トルク指令Ｔ* に対してＩ0'*
をＴ*／（３ＰＭ'Ａ）の平方根として、ＩT * をＴ*／
（３ＰＭ'Ｉ0'*）として求まり、これら電流値に基づき
一次電流、すべり角周波数が決まり、結局、任意の負荷
状態において効率を最大とすることができる。上記文献
１に開示されている最大効率制御は、誘導電動機の運転
状況に応じて励磁電流を増減することにより効率を改善
するものであり、誘導機単体の効率という点では非常に
優れた制御方法である。しかし、この制御方法は、誘導
機単体の効率を最大とする制御であるため、インバータ
の効率も含めた総合効率という点では必ずしも最大効率
とはならないという問題がある。
示すごとくＡを（Ｒ1＋Ｒm')／（Ｒ 1 ＋Ｒ2'）の平方根
として求めることができて、（Ｒm' はαＲm 、Ｒ2'は
αＲ2）Ａは前述の如くトルク電流と励磁電流との比で
も決定できることから、トルク指令Ｔ* に対してＩ0'*
をＴ*／（３ＰＭ'Ａ）の平方根として、ＩT * をＴ*／
（３ＰＭ'Ｉ0'*）として求まり、これら電流値に基づき
一次電流、すべり角周波数が決まり、結局、任意の負荷
状態において効率を最大とすることができる。上記文献
１に開示されている最大効率制御は、誘導電動機の運転
状況に応じて励磁電流を増減することにより効率を改善
するものであり、誘導機単体の効率という点では非常に
優れた制御方法である。しかし、この制御方法は、誘導
機単体の効率を最大とする制御であるため、インバータ
の効率も含めた総合効率という点では必ずしも最大効率
とはならないという問題がある。
【０００７】ここで、等価回路を用いて総合効率を最大
とするベクトル制御の原理を述べる。ベクトル制御時に
おける誘導電動機の等価回路は図６に示す如く表わすこ
とができる（高山、水野他；平成４年電気学会産業応用
部門全国大会、No. ５５）。ただし、各部の定数は、通
常のＴ形等価回路の定数を、Ｌ1 ＝一次自己インダクタ
ンス、Ｌ2 ＝二次自己インダクタンス、Ｒm ＝等価鉄損
抵抗、Ｍ＝相互インダクタンス、Ｒ2 ＝二次抵抗とする
と、次のような関係にある。
とするベクトル制御の原理を述べる。ベクトル制御時に
おける誘導電動機の等価回路は図６に示す如く表わすこ
とができる（高山、水野他；平成４年電気学会産業応用
部門全国大会、No. ５５）。ただし、各部の定数は、通
常のＴ形等価回路の定数を、Ｌ1 ＝一次自己インダクタ
ンス、Ｌ2 ＝二次自己インダクタンス、Ｒm ＝等価鉄損
抵抗、Ｍ＝相互インダクタンス、Ｒ2 ＝二次抵抗とする
と、次のような関係にある。
【０００８】
【数１】 また、Ｉ1 ＝一次電流、Ｉ0'＝励磁電流、ＩT ＝トルク
電流、ＩC ＝鉄損電流である。このときの誘導電動機の
全損失ＷIMは、機械損をＷm とすれば前記文献１により
式（１）の通りに表わされる。 ＷIM＝３Ｒ1Ｉ1 2＋３Ｒ2'ＩT 2 ＋３ＲCＩC 2 ＋Ｗm ……（１） また、インバータの損失ＷINV は、一般に式（２）で表
わされる。 ＷINV ＝Ｋ1Ｉ1 2＋Ｋ2Ｉ1（但し、Ｋ1 ，Ｋ2 ＝インバータ損失係数） ……（２） ここで、一次電流Ｉ1 及び鉄損電流ＩC は、式（３）で
表わされる。
電流、ＩC ＝鉄損電流である。このときの誘導電動機の
全損失ＷIMは、機械損をＷm とすれば前記文献１により
式（１）の通りに表わされる。 ＷIM＝３Ｒ1Ｉ1 2＋３Ｒ2'ＩT 2 ＋３ＲCＩC 2 ＋Ｗm ……（１） また、インバータの損失ＷINV は、一般に式（２）で表
わされる。 ＷINV ＝Ｋ1Ｉ1 2＋Ｋ2Ｉ1（但し、Ｋ1 ，Ｋ2 ＝インバータ損失係数） ……（２） ここで、一次電流Ｉ1 及び鉄損電流ＩC は、式（３）で
表わされる。
【０００９】
【数２】 式（３）を式（１），（２）にそれぞれ代入すれば各式
は式（４），（５）のようになる。
は式（４），（５）のようになる。
【００１０】
【数３】 したがって、誘導電動機とインバータとの損失の和であ
る総合損失ＷTOTAL は式（６）の通りとなる。
る総合損失ＷTOTAL は式（６）の通りとなる。
【００１１】
【数４】 ところで、トルク電流ＩT をトルク指令Ｔ* と励磁電流
Ｉ0'で表わすと式（７）の通りとなる。
Ｉ0'で表わすと式（７）の通りとなる。
【００１２】
【数５】 式（７）を式（６）に代入して電流を全て励磁電流で表
わすと式（８）の通りとなる。
わすと式（８）の通りとなる。
【００１３】
【数６】 式（８）においてＲm'，Ｒm ，ω0 ，Ｗm は誘導電動機
の回転数に依存する変数である。すなわち、トルク指令
Ｔ* と回転数を指定すれば総合損失ＷTOTAL は励磁電流
Ｉ0'のみに依存する量となる。そこで、励磁電流Ｉ0'を
最小値から最大値へ順次変化させて式（８）に代入し、
総合損失ＷTOTAL が最小となる励磁電流Ｉ0'を求める。
また、その値を式（７）に代入すればトルク電流ＩT も
求めることができる。ここで、Ｉ0'の最小値は、制御の
安定性から決定するとともに、Ｉ0'の最大値は誘導電動
機の鉄心が励磁による磁気飽和を起こさない値（回転数
に依存）とする。したがって、外部からのトルク指令入
力値とこのときの回転数を入力とする電流指令演算の
際、（８）式及び（７）式に基づく総合損失が最小とな
る電流指令値を電流制御系に出力してやれば総合効率が
最大のベクトル制御を行なうことができる。このこと
は、図４，図５及び文献１の概略説明で前述したとおり
である。
の回転数に依存する変数である。すなわち、トルク指令
Ｔ* と回転数を指定すれば総合損失ＷTOTAL は励磁電流
Ｉ0'のみに依存する量となる。そこで、励磁電流Ｉ0'を
最小値から最大値へ順次変化させて式（８）に代入し、
総合損失ＷTOTAL が最小となる励磁電流Ｉ0'を求める。
また、その値を式（７）に代入すればトルク電流ＩT も
求めることができる。ここで、Ｉ0'の最小値は、制御の
安定性から決定するとともに、Ｉ0'の最大値は誘導電動
機の鉄心が励磁による磁気飽和を起こさない値（回転数
に依存）とする。したがって、外部からのトルク指令入
力値とこのときの回転数を入力とする電流指令演算の
際、（８）式及び（７）式に基づく総合損失が最小とな
る電流指令値を電流制御系に出力してやれば総合効率が
最大のベクトル制御を行なうことができる。このこと
は、図４，図５及び文献１の概略説明で前述したとおり
である。
【００１４】図７は第１例で図３の速度制御部２を電流
指令演算器２１としており、トルク指令を入力とする。
図７に示すように、電流指令演算器２１は、誘導電動機
とインバータとを組み合わせたときの総合損失ＷTOTAL
を最小にする励磁電流Ｉ0'を、トルク指令Ｔ*及び速度
検出値ωr に基づき所定の演算を行なうことにより求め
るとともに、このようにして求めた励磁電流Ｉ0'に基づ
きトルク電流ＩT を所定の演算を行なうことにより求め
るよう構成してある。このときの励磁電流Ｉ0'は前記式
（８）に基づく演算により、またトルク電流ＩT は前記
式（７）に基づく演算を行なうことによりそれぞれ求め
ることができる。このようにして求めた励磁電流Ｉ0'及
びトルク電流ＩT は電流指令値として電流制御系６及び
すべり周波数演算器４に供給するように構成してある。
電流制御系６は、図３の電流制御部６と等価なブロック
であり、本実施例は図３に示す装置を前提として電流指
令演算器２１を追加したものである。
指令演算器２１としており、トルク指令を入力とする。
図７に示すように、電流指令演算器２１は、誘導電動機
とインバータとを組み合わせたときの総合損失ＷTOTAL
を最小にする励磁電流Ｉ0'を、トルク指令Ｔ*及び速度
検出値ωr に基づき所定の演算を行なうことにより求め
るとともに、このようにして求めた励磁電流Ｉ0'に基づ
きトルク電流ＩT を所定の演算を行なうことにより求め
るよう構成してある。このときの励磁電流Ｉ0'は前記式
（８）に基づく演算により、またトルク電流ＩT は前記
式（７）に基づく演算を行なうことによりそれぞれ求め
ることができる。このようにして求めた励磁電流Ｉ0'及
びトルク電流ＩT は電流指令値として電流制御系６及び
すべり周波数演算器４に供給するように構成してある。
電流制御系６は、図３の電流制御部６と等価なブロック
であり、本実施例は図３に示す装置を前提として電流指
令演算器２１を追加したものである。
【００１５】図８は第２例で、電流指令部２２は、トル
ク指令Ｔ* 及び速度検出値ωr に基づき総合損失Ｗ
TOTAL を最小にする励磁電流Ｉ0'及びトルク電流ＩT を
データ・テーブル記憶部２３から読み出し、これらを電
流指令値として電流制御系６及びすべり周波数演算器４
に供給するように構成してある。データ・テーブル記憶
部２２は、前記総合損失ＷTOTAL を最小とする励磁電流
Ｉ0'及びトルク電流ＩT の値を、トルク及び回転数をパ
ラメータとするデータ・テーブルとして記憶している。
このときのデータ・テーブルは式（８）及び式（７）に
基づく演算により予め形成したものである。
ク指令Ｔ* 及び速度検出値ωr に基づき総合損失Ｗ
TOTAL を最小にする励磁電流Ｉ0'及びトルク電流ＩT を
データ・テーブル記憶部２３から読み出し、これらを電
流指令値として電流制御系６及びすべり周波数演算器４
に供給するように構成してある。データ・テーブル記憶
部２２は、前記総合損失ＷTOTAL を最小とする励磁電流
Ｉ0'及びトルク電流ＩT の値を、トルク及び回転数をパ
ラメータとするデータ・テーブルとして記憶している。
このときのデータ・テーブルは式（８）及び式（７）に
基づく演算により予め形成したものである。
【００１６】上記図７，図８の例によれば総合損失Ｗ
TOTAL を最小にする励磁電流Ｉ0'及びトルク電流ＩT が
電流制御系６に供給される。このとき、図７の例では演
算により励磁電流Ｉ0'及びトルク電流ＩT を求めている
ので、演算時間が長く、また構成が複雑となるのに対
し、図８の例によれば必要なデータがテーブル化して記
憶してあるので所定のデータを読み出すだけで良く、全
体の処理時間が更に高速化され、より高精度のベクトル
制御を行なうことができる。こうして、励磁電流Ｉ0'と
トルク電流ＩT との演算によりモータやインバータを含
めた総合損失を最小にすることができる。
TOTAL を最小にする励磁電流Ｉ0'及びトルク電流ＩT が
電流制御系６に供給される。このとき、図７の例では演
算により励磁電流Ｉ0'及びトルク電流ＩT を求めている
ので、演算時間が長く、また構成が複雑となるのに対
し、図８の例によれば必要なデータがテーブル化して記
憶してあるので所定のデータを読み出すだけで良く、全
体の処理時間が更に高速化され、より高精度のベクトル
制御を行なうことができる。こうして、励磁電流Ｉ0'と
トルク電流ＩT との演算によりモータやインバータを含
めた総合損失を最小にすることができる。
【００１７】次に、図９，図１０を参照してトルクの振
動をなくし高速磁束応答制御を行なう場合について述べ
る。図１０は、図４に対応して最大効率制御部１３と電
流制御部６との間に高速磁束応答制御部１５を挿入した
ものである。図１０において、トルク指令Ｔ* と実速度
ωr とから励磁電流指令Ｉ0'* とトルク電流指令ＩT *と
が最大効率制御部１３から出力される。そして、次段の
高速磁束応答制御部１５では、図９に示す回路によって
補正した励磁電流指令Ｉ0'*、トルク電流指令ＩT *、及
び座標変換に必要な位置（θ）を求めるための角周波数
ω* を出力する。そして、これら出力は電流制御部６に
入力されることになる。なお、図９，図１０においては
すべり周波数ωs や極対数Ｐの演算器１４も高速磁束応
答制御部１５に入れている。
動をなくし高速磁束応答制御を行なう場合について述べ
る。図１０は、図４に対応して最大効率制御部１３と電
流制御部６との間に高速磁束応答制御部１５を挿入した
ものである。図１０において、トルク指令Ｔ* と実速度
ωr とから励磁電流指令Ｉ0'* とトルク電流指令ＩT *と
が最大効率制御部１３から出力される。そして、次段の
高速磁束応答制御部１５では、図９に示す回路によって
補正した励磁電流指令Ｉ0'*、トルク電流指令ＩT *、及
び座標変換に必要な位置（θ）を求めるための角周波数
ω* を出力する。そして、これら出力は電流制御部６に
入力されることになる。なお、図９，図１０においては
すべり周波数ωs や極対数Ｐの演算器１４も高速磁束応
答制御部１５に入れている。
【００１８】図９は、高速磁束応答制御部１５を示すブ
ロック図である。この高速磁束応答制御部１５として
は、その入力は最大効率制御部１３のＩ0'*，ＩT * であ
り、電流制御部６への出力はＩ0'* ，ＩT * ，ω* であ
る。最大効率制御部１３から出力されたＩ0'*は、相互
インダクタンスＭとの積によって磁束指令λ2d * が決定
され、この磁束指令λ2d * は、後述する磁束制御による
磁束の補正値Δλ2d * を加え合せ点１２１にて加えてλ
2'd *とする。このλ2'd *に基づく磁束モデル部１２２に
て磁束推定値λ2 # dを得る。λ2'd *は、更に乗算器１２
３にて１／Ｍ倍され磁束制御による励磁電流指 令Ｉ0'
* を得る。磁束モデル部１２２の出力である磁束推定値
λ2 # dと最大効率制御による磁束指令λ2 * dとは、加え合
せ点１２４にてその差がとられ、係数器１２５にて設計
した伝達関数Ｇ(s)を通して前述した加え合せ点１２１
に磁束の補正値Δλ2 * dとして加えられる。更に、磁束
推定値λ2 # dは係数器１２６にてＭで割算され、更に割
算器１２７にてトルク電流指令ＩT * を除算し、係数器
１２８にてＲ2／Ｌ2 を乗算してすべり角周波数指令ωs
* を得る。加え合せ点１２９ではこの指令ωs * と実速
度ωrとを加え合せて電源角周波数指令ω* を得る。こ
のように磁束モデル部１２２による磁束モデルによって
磁束指令λ2'd * より磁束を推定することができ高速磁
束応答が可能となる。こうして、磁束モデルの推定によ
って、励磁電流の指令及びすべり指令を磁束モデルに基
づき制御することにより、磁束や発生トルクの高速化が
図られ、振動も生じない。また、磁束及びトルクの過渡
応答のみを改善するため、ＩＭの最大効率制御と組合わ
せても定常状態における効率は変化なく、最大効率が保
たれる。
ロック図である。この高速磁束応答制御部１５として
は、その入力は最大効率制御部１３のＩ0'*，ＩT * であ
り、電流制御部６への出力はＩ0'* ，ＩT * ，ω* であ
る。最大効率制御部１３から出力されたＩ0'*は、相互
インダクタンスＭとの積によって磁束指令λ2d * が決定
され、この磁束指令λ2d * は、後述する磁束制御による
磁束の補正値Δλ2d * を加え合せ点１２１にて加えてλ
2'd *とする。このλ2'd *に基づく磁束モデル部１２２に
て磁束推定値λ2 # dを得る。λ2'd *は、更に乗算器１２
３にて１／Ｍ倍され磁束制御による励磁電流指 令Ｉ0'
* を得る。磁束モデル部１２２の出力である磁束推定値
λ2 # dと最大効率制御による磁束指令λ2 * dとは、加え合
せ点１２４にてその差がとられ、係数器１２５にて設計
した伝達関数Ｇ(s)を通して前述した加え合せ点１２１
に磁束の補正値Δλ2 * dとして加えられる。更に、磁束
推定値λ2 # dは係数器１２６にてＭで割算され、更に割
算器１２７にてトルク電流指令ＩT * を除算し、係数器
１２８にてＲ2／Ｌ2 を乗算してすべり角周波数指令ωs
* を得る。加え合せ点１２９ではこの指令ωs * と実速
度ωrとを加え合せて電源角周波数指令ω* を得る。こ
のように磁束モデル部１２２による磁束モデルによって
磁束指令λ2'd * より磁束を推定することができ高速磁
束応答が可能となる。こうして、磁束モデルの推定によ
って、励磁電流の指令及びすべり指令を磁束モデルに基
づき制御することにより、磁束や発生トルクの高速化が
図られ、振動も生じない。また、磁束及びトルクの過渡
応答のみを改善するため、ＩＭの最大効率制御と組合わ
せても定常状態における効率は変化なく、最大効率が保
たれる。
【００１９】図１１は図９に対応する高速磁束応答制御
部を示すものである。図１１においても図９と同様加え
合せ点１２１の出力は最大次式（９）になる。 λ2d * ＋Ｇλ2d * …（９） したがって、剰算器１／Ｍによってその最大出力Ｉ0'*
は（１＋Ｇ）λ2d *／Ｍとなる。この場合、励磁電流指
令値Ｉ0'* は比例ゲインＧの値及び磁束指令λ2d * の変
化量によっては実際のインバータで出力できない大きさ
の電流指令値が出力され、インバータが過電流エラーに
て停止してしまうことがあることは、述べたとおりであ
る。図１１においては、剰算器１２３の次段にリミッタ
１３４を挿入し過大な電流指令を制限している。
部を示すものである。図１１においても図９と同様加え
合せ点１２１の出力は最大次式（９）になる。 λ2d * ＋Ｇλ2d * …（９） したがって、剰算器１／Ｍによってその最大出力Ｉ0'*
は（１＋Ｇ）λ2d *／Ｍとなる。この場合、励磁電流指
令値Ｉ0'* は比例ゲインＧの値及び磁束指令λ2d * の変
化量によっては実際のインバータで出力できない大きさ
の電流指令値が出力され、インバータが過電流エラーに
て停止してしまうことがあることは、述べたとおりであ
る。図１１においては、剰算器１２３の次段にリミッタ
１３４を挿入し過大な電流指令を制限している。
【００２０】ここで、インバータ出力可能な電圧ＶACP
について述べる。入力直流電圧をＶ DCとするとき交流ピ
ーク値はＶDC／２となり、実効値はＶDC／（２√2 ）と
なる。そして、相電圧から線間電圧の変換による√3 倍
を加味することにより線間電圧実効値は√3 ＶDC／（２
√2 ）となる。つまり、インバータ出力可能電圧ＶACP
は入力直流電圧ＶDCとすると、ＶACP ＝√3 ＶDC／（２
√2 ）となる。図１１に示すように入力直流電圧ＶDCを
リミッタ１３４に入力することによりこのＶDCをパラメ
ータとして決める励磁電流Ｉ0'* を得てインバータの過
電流エラーを防止しようとしたものであるが、この例で
はＶDCとは別に図１２に示すように一次電流最大値Ｉ
1MAXをリミッタに入力することにより過電流エラーを防
止しようとしている。すなわち、前述の如くＩ0'* の最
大出力は（１＋Ｇ）λ2d * ／Ｍによって示され、この最
大出力Ｉ0'* にてインバータ過電流エラーを生じないよ
うに、ＩＭの一次電流の最大値Ｉ1MAXであるインバータ
出力電流にてリミットをかけている。つまり、トルク電
流ＩT、一次電流をＩ1とすると次式（10）が得られる。 Ｉ1＝（Ｉ0'2 ＋ＩT 2 ）1/2 …（10） これをインバータ出力電流最大値にて表わすと次式（1
1）となる。 Ｉ0'MAX ＝（Ｉ1 2 MAX −ＩT 2 ）1/2 …（11） したがって、励磁電流の最大値はトルク電流ＩTをパラ
メータとして（11）式にて与えられる。こうしてＩ0'
MAX を制限値として励磁電流にリミッタを設ければよ
く、これが図１２である。
について述べる。入力直流電圧をＶ DCとするとき交流ピ
ーク値はＶDC／２となり、実効値はＶDC／（２√2 ）と
なる。そして、相電圧から線間電圧の変換による√3 倍
を加味することにより線間電圧実効値は√3 ＶDC／（２
√2 ）となる。つまり、インバータ出力可能電圧ＶACP
は入力直流電圧ＶDCとすると、ＶACP ＝√3 ＶDC／（２
√2 ）となる。図１１に示すように入力直流電圧ＶDCを
リミッタ１３４に入力することによりこのＶDCをパラメ
ータとして決める励磁電流Ｉ0'* を得てインバータの過
電流エラーを防止しようとしたものであるが、この例で
はＶDCとは別に図１２に示すように一次電流最大値Ｉ
1MAXをリミッタに入力することにより過電流エラーを防
止しようとしている。すなわち、前述の如くＩ0'* の最
大出力は（１＋Ｇ）λ2d * ／Ｍによって示され、この最
大出力Ｉ0'* にてインバータ過電流エラーを生じないよ
うに、ＩＭの一次電流の最大値Ｉ1MAXであるインバータ
出力電流にてリミットをかけている。つまり、トルク電
流ＩT、一次電流をＩ1とすると次式（10）が得られる。 Ｉ1＝（Ｉ0'2 ＋ＩT 2 ）1/2 …（10） これをインバータ出力電流最大値にて表わすと次式（1
1）となる。 Ｉ0'MAX ＝（Ｉ1 2 MAX −ＩT 2 ）1/2 …（11） したがって、励磁電流の最大値はトルク電流ＩTをパラ
メータとして（11）式にて与えられる。こうしてＩ0'
MAX を制限値として励磁電流にリミッタを設ければよ
く、これが図１２である。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】上述のベクトル制御に
て誘導電動機の総合効率を高め、更には磁束モデルにて
高速磁束応答が可能となり、また磁束制御にて励磁電流
指令の値に対してリミッタを設けてインバータに流れる
過電流を防止しているが、更に他の問題が生じている。
すなわち、誘導電動機のベクトル制御にあって、制御上
でのすべり角周波数ωs の演算は次式［数７］に基づい
て行なわれる。
て誘導電動機の総合効率を高め、更には磁束モデルにて
高速磁束応答が可能となり、また磁束制御にて励磁電流
指令の値に対してリミッタを設けてインバータに流れる
過電流を防止しているが、更に他の問題が生じている。
すなわち、誘導電動機のベクトル制御にあって、制御上
でのすべり角周波数ωs の演算は次式［数７］に基づい
て行なわれる。
【数７】
【００２２】しかしながら、図１２からも判明するよう
にすべり角周波数ωs 算出用励磁電流Ｉ0'* (S)に対する
リミッタは設けられていない。このため励磁電流指令Ｉ
0'*がリミッタにかかりある値に制限された時でもＩ0'*
(S)の制限はない。このため制御上のすべりと実際のモ
ータのすべりとがずれてしまい制御が不安定になる。
にすべり角周波数ωs 算出用励磁電流Ｉ0'* (S)に対する
リミッタは設けられていない。このため励磁電流指令Ｉ
0'*がリミッタにかかりある値に制限された時でもＩ0'*
(S)の制限はない。このため制御上のすべりと実際のモ
ータのすべりとがずれてしまい制御が不安定になる。
【００２３】本発明は、すべり角周波数算出用励磁電流
にもリミッタをかけ制御上のすべりと実際上のモータの
すべりとのずれを防止するようにした誘導電動機の制御
装置の提供を目的とする。
にもリミッタをかけ制御上のすべりと実際上のモータの
すべりとのずれを防止するようにした誘導電動機の制御
装置の提供を目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成する本
発明は次の構成を特徴とする。 （１）励磁電流指令とトルク電流指令とを入力した電流
制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３相変換後
誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系と、上記
誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘導電動機
の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記電流制御
部に戻す実電流フィードバック系と、を有するベクトル
制御装置において、上記電流制御部の前段に磁束指令か
ら励磁電流指令を演算すると共にすべり角周波数を演算
するための磁束を推定する磁束モデル部と、この磁束モ
デル部の前段にあってインバータ電流がインバータ最大
電流を越えないよう上記磁束指令による励磁電流指令を
制限するリミッタを備えたことを特徴とする。 （２）励磁電流指令とトルク電流指令とを入力した電流
制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３相変換後
誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系と、上記
誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘導電動機
の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記電流制御
部に戻す実電流フィードバック系と、を有するベクトル
制御装置において、上記電流制御部の前段に磁束指令か
ら励磁電流指令を演算すると共にすべり角周波数を演算
するための磁束を推定する磁束モデル部と、上記励磁電
流指令を演算する系とすべり角周波数を演算する系それ
ぞれにインバータ出力電流がインバータ最大電流を越え
ないよう励磁電流指令を制限するリミッタを備えたこと
を特徴とする。 （３）（１）又は（２）にて、磁束モデル部の前段に負
荷状態に応じて励磁電流を調整する最大効率制御部を備
えたことを特徴とする。
発明は次の構成を特徴とする。 （１）励磁電流指令とトルク電流指令とを入力した電流
制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３相変換後
誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系と、上記
誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘導電動機
の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記電流制御
部に戻す実電流フィードバック系と、を有するベクトル
制御装置において、上記電流制御部の前段に磁束指令か
ら励磁電流指令を演算すると共にすべり角周波数を演算
するための磁束を推定する磁束モデル部と、この磁束モ
デル部の前段にあってインバータ電流がインバータ最大
電流を越えないよう上記磁束指令による励磁電流指令を
制限するリミッタを備えたことを特徴とする。 （２）励磁電流指令とトルク電流指令とを入力した電流
制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３相変換後
誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系と、上記
誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘導電動機
の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記電流制御
部に戻す実電流フィードバック系と、を有するベクトル
制御装置において、上記電流制御部の前段に磁束指令か
ら励磁電流指令を演算すると共にすべり角周波数を演算
するための磁束を推定する磁束モデル部と、上記励磁電
流指令を演算する系とすべり角周波数を演算する系それ
ぞれにインバータ出力電流がインバータ最大電流を越え
ないよう励磁電流指令を制限するリミッタを備えたこと
を特徴とする。 （３）（１）又は（２）にて、磁束モデル部の前段に負
荷状態に応じて励磁電流を調整する最大効率制御部を備
えたことを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】ここで、図１，図２を参照して発
明の実施の形態例を説明する。図１，図２は図１２に対
応するもので、同一部分には同符号を付す。すなわち、
磁束指令λ2 * dは加え合せ点１２１にて磁束の補正値Δ
λ2 * dが加えられて、磁束モデル部１２２にて磁束推定
値λ2 # dを得るのであるが、この磁束モデル部１２２の
前段にリミッタ１３５が介在される。このリミッタ１３
５では励磁電流最大値Ｉ0'MAX を制限値として励磁電流
指令に対してリミットをかけるものである。
明の実施の形態例を説明する。図１，図２は図１２に対
応するもので、同一部分には同符号を付す。すなわち、
磁束指令λ2 * dは加え合せ点１２１にて磁束の補正値Δ
λ2 * dが加えられて、磁束モデル部１２２にて磁束推定
値λ2 # dを得るのであるが、この磁束モデル部１２２の
前段にリミッタ１３５が介在される。このリミッタ１３
５では励磁電流最大値Ｉ0'MAX を制限値として励磁電流
指令に対してリミットをかけるものである。
【００２６】つまり、ベクトル制御にあって励磁電流Ｉ
0'とトルク電流ＩT と一次電流Ｉ1との関係は次式とな
る。 Ｉ1 ＝（Ｉ0'2 ＋ＩT 2）1/2 ここにおいて、インバータの出力電流（誘導電動機の一
次電流）の最大値Ｉ1M AXとした場合、これを上式に代入
して励磁電流Ｉ0'の最大値Ｉ0'MAX を表すと次式を得
る。 Ｉ0'MAX ＝（Ｉ1 2 MAX −ＩT 2）1/2 こうして、励磁電流の最大値Ｉ0'MAX はトルク電流ＩT
をパラメータとして得られることになる。したがって、
リミッタ１３５では、インバータ出力電流最大値Ｉ1MAX
とトルク電流ＩT とを入力することにより、Ｉ0'MAX を
制限値として求め、励磁電流指令に対してリミットをか
けている。なおこの場合、すべり角周波数算出用励磁電
流をリミッタ１３４にて制限することになり、リミッタ
１３４ではその前段に１／Ｍの乗算器１２３を介在して
いる関係上リミッタ１３５ではＩ0'MAX をＭ倍した値に
て制限するリミッタとなっている。この結果、ωs にて
得られるすべりとモータの励磁電流Ｉ0'* とのずれを防
止することができる。
0'とトルク電流ＩT と一次電流Ｉ1との関係は次式とな
る。 Ｉ1 ＝（Ｉ0'2 ＋ＩT 2）1/2 ここにおいて、インバータの出力電流（誘導電動機の一
次電流）の最大値Ｉ1M AXとした場合、これを上式に代入
して励磁電流Ｉ0'の最大値Ｉ0'MAX を表すと次式を得
る。 Ｉ0'MAX ＝（Ｉ1 2 MAX −ＩT 2）1/2 こうして、励磁電流の最大値Ｉ0'MAX はトルク電流ＩT
をパラメータとして得られることになる。したがって、
リミッタ１３５では、インバータ出力電流最大値Ｉ1MAX
とトルク電流ＩT とを入力することにより、Ｉ0'MAX を
制限値として求め、励磁電流指令に対してリミットをか
けている。なおこの場合、すべり角周波数算出用励磁電
流をリミッタ１３４にて制限することになり、リミッタ
１３４ではその前段に１／Ｍの乗算器１２３を介在して
いる関係上リミッタ１３５ではＩ0'MAX をＭ倍した値に
て制限するリミッタとなっている。この結果、ωs にて
得られるすべりとモータの励磁電流Ｉ0'* とのずれを防
止することができる。
【００２７】図２は、他の実施形態例であり、図１では
リミッタ１３４，１３５の２回路を設けたのであるが、
図２ではこれらリミッタをまとめて加え合せ点１２１の
直後にリミッタ１３６を備えたものである。この場合も
すべり周波数演算系と励磁電流指令系とに分かれる前段
にリミッタ１３６を配置しているので、１個のリミッタ
１３６で足りることになる。
リミッタ１３４，１３５の２回路を設けたのであるが、
図２ではこれらリミッタをまとめて加え合せ点１２１の
直後にリミッタ１３６を備えたものである。この場合も
すべり周波数演算系と励磁電流指令系とに分かれる前段
にリミッタ１３６を配置しているので、１個のリミッタ
１３６で足りることになる。
【００２８】上述の説明では、高速磁束応答制御につい
てリミッタを備える構造としたものであるが、これと最
大効率制御とを組み合せた構成についても適用は可能で
ある。
てリミッタを備える構造としたものであるが、これと最
大効率制御とを組み合せた構成についても適用は可能で
ある。
【００２９】
【発明の効果】磁束制御を行う際に、励磁分電流指令が
リミッタにかかった場合それと同時にすべり角周波数算
出用励磁電流もリミットして制御上のすべりと実際のモ
ータのすべりを一致させる事により、電流リミット時の
制御の不安定を防止することができる。
リミッタにかかった場合それと同時にすべり角周波数算
出用励磁電流もリミットして制御上のすべりと実際のモ
ータのすべりを一致させる事により、電流リミット時の
制御の不安定を防止することができる。
【図１】磁束制御の一例の制御系ブロック図。
【図２】磁束制御の他の例の制御系ブロック図。
【図３】従来技術を示すブロック線図。
【図４】最大効率制御を挿入したベクトル制御のブロッ
ク図。
ク図。
【図５】最大効率制御を主に示すブロック図。
【図６】ベクトル制御時における誘導電動機の等価回路
を示す回路図。
を示す回路図。
【図７】系全体の最大効率制御の一例を示すブロック線
図。
図。
【図８】系全体の最大効率制御の他の例を示すブロック
線図。
線図。
【図９】高速磁束応答制御のブロック図。
【図１０】最大効率制御と組合せた簡略ブロック図。
【図１１】リミッタ付磁束制御のブロック図。
【図１２】他のリミッタ付磁束制御のブロック図。
１２１，１２４ 加え合せ点 １２２ 磁束モデル部 １２３，１２６ 乗算器 １３４，１３５，１３６ リミッタ
Claims (3)
- 【請求項１】 励磁電流指令とトルク電流指令とを入力
した電流制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３
相変換後誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系
と、上記誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘
導電動機の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記
電流制御部に戻す実電流フィードバック系と、を有する
ベクトル制御装置において、 上記電流制御部の前段に磁束指令から励磁電流指令を演
算すると共にすべり角周波数を演算するための磁束を推
定する磁束モデル部と、 この磁束モデル部の前段にあってインバータ出力電流が
インバータ最大電流を越えないよう上記磁束指令による
励磁電流指令を制限するリミッタを備えたことを特徴と
する誘導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項２】 励磁電流指令とトルク電流指令とを入力
した電流制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３
相変換後誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系
と、上記誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘
導電動機の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記
電流制御部に戻す実電流フィードバック系と、を有する
ベクトル制御装置において、 上記電流制御部の前段に磁束指令から励磁電流指令を演
算すると共にすべり角周波数を演算するための磁束を推
定する磁束モデル部と、 上記励磁電流指令を演算する系とすべり角周波数を演算
する系それぞれにインバータ出力電流がインバータ最大
電流を越えないよう励磁電流指令を制限するリミッタを
備えたことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装
置。 - 【請求項３】 磁束モデル部の前段に負荷状態に応じて
励磁電流を調整する最大効率制御部を備えたことを特徴
とする請求項１又は２記載の誘導電動機のベクトル制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7316321A JPH09163799A (ja) | 1995-12-05 | 1995-12-05 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7316321A JPH09163799A (ja) | 1995-12-05 | 1995-12-05 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09163799A true JPH09163799A (ja) | 1997-06-20 |
Family
ID=18075836
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7316321A Pending JPH09163799A (ja) | 1995-12-05 | 1995-12-05 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09163799A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007267510A (ja) * | 2006-03-28 | 2007-10-11 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | インバータ駆動装置および駆動方法 |
| JP2012527859A (ja) * | 2009-05-18 | 2012-11-08 | ボンバルディール・トランスポーテイション・ゲゼルシヤフト・ミット・ベシュレンクテル・ハフツング | 電流変換器供給される三相交流機のコントロールにおける過剰電流の制限 |
-
1995
- 1995-12-05 JP JP7316321A patent/JPH09163799A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007267510A (ja) * | 2006-03-28 | 2007-10-11 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | インバータ駆動装置および駆動方法 |
| JP2012527859A (ja) * | 2009-05-18 | 2012-11-08 | ボンバルディール・トランスポーテイション・ゲゼルシヤフト・ミット・ベシュレンクテル・ハフツング | 電流変換器供給される三相交流機のコントロールにおける過剰電流の制限 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20030909 |