JPH08322300A

JPH08322300A - 誘導電動機のベクトル制御装置

Info

Publication number: JPH08322300A
Application number: JP7103892A
Authority: JP
Inventors: Masato Mori; 真人森; Tadashi Ashikaga; 正足利; Takayuki Mizuno; 孝行水野; Kazutoshi Nagayama; 和俊永山
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1994-08-11
Filing date: 1995-04-27
Publication date: 1996-12-03

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】インバータを含めた最大効率制御を実現し、
発生トルクの振動を防止し応答遅れを改善しインバータ
の過電流を防止する。【構成】誘導電動機とインバータの総合損失Ｗ_TOTAL
を、トルク指令Ｔ^*、回転数ω_r、励磁電流Ｉ₀'を用い
た式で表わし、電流指令演算器２１において、任意の負
荷及び回転数における総合損失Ｗ_TOTALを最小にする励
磁電流Ｉ₀'を求めるとともにこの励磁電流Ｉ₀'に基づき
トルク電流Ｉ_Tを求め、これらの励磁電流Ｉ₀'及びトル
ク電流Ｉ_Tに基づき電流制御を行なう。電流制御部６に
入力される励磁電流指令Ｉ₀ ^*，Ｉ_1d ^*を磁束モデルや最
小次元磁束オブザーバにて磁束を推定し補正して、高速
磁束応答を行なう。また、電流制御部６への励磁電流指
令をリミッタを挿入してインバータ出力電流を制限す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機のベクトル制
御装置に関し、特に誘導電動機単体のみならずインバー
タの効率も含めた総合効率を最大にする場合に適用して
有用なものである。

【０００２】

【従来の技術】図１３は従来技術に係る誘導電動機のベ
クトル制御装置を示すブロック線図である。同図に示す
ベクトル制御装置において、誘導電動機１の速度制御部
２は、速度指令ω_r ^*と速度検出部３からの速度検出値ω
_rの偏差から比例積分演算によってトルク電流Ｉ_Tを得
る。トルク電流Ｉ_Tとこれに直交させる励磁電流Ｉ₀'と
誘導電動機１の二次時定数（τ₂）からすべり周波数演
算部４ですべり周波数ω_sを求める。すべり周波数ω_s
は、誘導電動機１の速度検出値ω_rと加算されて一次角
速度ω₀に変換され、この角速度ω₀は積分演算部５に
よって積分されて位相角θ^*として求められる。電流制
御部６はトルク電流Ｉ_T及び励磁電流Ｉ₀'に対して夫々
のトルク電流検出値Ｉ_TFB及び励磁電流検出値Ｉ_OFBと
の偏差から比例積分演算による演算を行い、さらに両演
算結果に対して誘導電動機内の干渉分を加減算して回転
座標のトルク軸のトルク軸電圧Ｖ_Tと励磁軸電圧Ｖ₀を
得る。トルク電流検出値Ｉ_TFB及び励磁電流検出値Ｉ
_OFBは誘導電動機１の三相電流検出値から演算される。
この演算は三相電流Ｉ_U，Ｉ_WをＡ／Ｄ変換部７で夫々
ディジタル値に変換し、両者を加算して符号を反転する
ことによってＶ相の電流検出値Ｉ_Vも求め、各電流値Ｉ
_U，Ｉ_V，Ｉ_Wから３相２相変換部８で固定座標の二相
交流電流に変換し、これを座標変換部９で回転座標のト
ルク電流Ｉ_TFBと励磁電流Ｉ_OFBに変換する。電流制御
部６からの非干渉化した電圧制御信号Ｖ₀，Ｖ_Tは座標
変換部１０によって極座標の電圧Ｖ₁と位相角φに変換
され、さらに極座標／三相変換部１１によって固定座標
の三相電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wに変換され、ＰＷＭインバ
ータ１２の出力電圧制御信号にされる。

【０００３】上述の如きベクトル制御においては、一般
に、励磁電流Ｉ₀'が運転状態に関係なく一定に制御され
るため、効率の面から考えれば軽負荷時に銅損や鉄損の
増大による不必要な損失が発生し、効率が低下するとい
う問題がある。

【０００４】かかる問題点を解決し、全負荷範囲に亘っ
て効率を高めることができるベクトル制御法も提案され
ている（永山、水野、足利、小林；「ベクトル制御イン
バータによる誘導電動機最大効率制御の一方法」、電気
学会半導体電力変換研究会資料資料番号ＳＰＣ−９
３−８８；以下文献１と称す）。この文献１によれば従
来のベクトル制御に最大効率制御部を挿入している。す
なわち、図１４に示すように速度指令ω_r ^*と誘導電動機
（ＩＭ）１の速度検出器３の検出速度ω_rとの偏差から
速度制御部２にてトルク指令Ｔ^*を得て、ついで後述す
る最大効率制御部１３にて負荷に応じた励磁電流指令Ｉ
₀'^*とトルク電流指令Ｉ_T ^*を得ているものである。この
後は電流制御部６、座標変換部１０、２相３相変換部１
１を介してＩＭ１のインバータ制御を行ない、フィード
バック系では３相２相変換部８、座標変換部９を介して
電流実際値を電流制御部６に戻すようにしており、かか
る点は従来からのベクトル制御系と変りはない。また、
速度検出器３の検出速度ω_rに演算器１４にて極対数Ｐ
を加味してすべり角周波数ω_sから電源角周波数ωを求
め電流制御部６に直接入力しまた演算器５による積分後
に座標変換部１０，９に入力していわゆるすべり周波数
制御を行なっていることも従来の制御系と変りはない。
なお、符号＊は指令値を示す。

【０００５】図１５は、図１４に示す最大効率制御部１
３の具体的なブロックである。文献１に示すようにトル
ク指令Ｔ^*に割算器４１にて３ＰＭ’（Ｐは極対数、
Ｍ’はαＭで、α＝Ｍ／Ｌ₂でＭは相互インダクタン
ス、Ｌ₂は二次自己インダクタンス）で除算するとＩ₀
Ｉ_Tを得ることになり、更にこの値を演算器４２に示す
トルク電流Ｉ_Tと励磁電流Ｉ₀との比Ｉ_T／Ｉ₀＝Ａを用
いて割算器４３にて除算しＩ ₀ ²を求め、演算器４４，４
５にて平方根を求め上限、下限のリミッタをかけて励磁
電流指令Ｉ₀'^*を得る。そして、このＩ₀'^*を用いて割
算器４１の出力を更に割算器４６にて除算しトルク電流
指令Ｉ_T ^*を得る。すべり角周波数ω_sはＲ₂／Ｌ₂（Ｒ
₂は二次抵抗）と上記Ａ＝Ｉ_T／Ｉ₀に比例する関係に
あるので、係数器４７にてＩ_T ^*にＲ₂／Ｌ₂を乗算しし
かも割算器４８にてＩ₀'^*除算することにより、すべり
角周波数ω_sを得る。この値ω_sと演算器１４にて極対
数Ｐを加味した検出速度ω_rとを加え合せて電源角周波
数ωを得る。鉄損抵抗算出部４９では、鉄損抵抗Ｒ_mが
周波数により変化することを利用して上記角周波数ωに
て抵抗Ｒ_mを得ている。この抵抗Ｒ_mを係数器５０にて
１／Ｍの乗算し、更に掛算器５１にて励磁電流指令Ｉ₀'
^*との乗算を行ない、割算器５２にて角周波数ωによる
除算を行なった結果、Ｉ₀'^*・（Ｒ_m／Ｍ）・（１／ω）
から鉄損電流Ｉ_cが求まる。加え合せ点５３にてこの鉄
損電流Ｉ_cとトルク電流指令Ｉ_T ^*とを加算することによ
りｄｑ軸上での電流Ｉ_1q ^*が得られ、またＩ₀'^*はその
ままＩ_1d ^*として得られる。なお、図１４での最大効率
制御部１３の出力は励磁電流指令Ｉ₀'^*、トルク電流指
令Ｉ_T ^*なる表示としているが、前述の関係からｄｑ軸に
て電流指令Ｉ _1d ^*及び電流指令Ｉ_1q ^*より鉄損電流を除
いたものと同等となる。

【０００６】この結果、最大効率の条件は、文献１にも
示すごとくＡを（Ｒ₁＋Ｒ_m')／（Ｒ ₁＋Ｒ₂'）の平方根
として求めることができて、（Ｒ_m' はαＲ_m、Ｒ₂'は
αＲ₂）Ａは前述の如くトルク電流と励磁電流との比で
も決定できることから、トルク指令Ｔ^*に対してＩ₀'^*
をＴ^*／（３ＰＭ'Ａ）の平方根として、Ｉ_T ^*をＴ^*／
（３ＰＭ'Ｉ₀'^*）として求まり、これら電流値に基づき
一次電流、すべり角周波数が決まり、結局、任意の負荷
状態において効率を最大とすることができる。

【０００７】図１６は励磁電流Ｉ₀をパラメータとして
従来のベクトル制御におけるトルクと効率との関係を示
すと共に最大効率制御でのトルクと効率との関係を示し
ている。この図からも判断するように、従来では励磁電
流の大小により効率が最大となるトルクの値が変化して
おり、効率改善のためには軽負荷程励磁電流を小さく抑
える必要があり、また、最大効率制御部１３の挿入によ
って励磁電流の最大効率点のみを通っており、任意の負
荷に対して最大効率制御が略成立している。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記文献１に開示され
ている最大効率制御は、誘導電動機の運転状況に応じて
励磁電流を増減することにより効率を改善するものであ
り、誘導機単体の効率という点では非常に優れた制御方
法である。しかし、この制御方法は、誘導機単体の効率
を最大とする制御であるため、インバータの効率も含め
た総合効率という点では必ずしも最大効率とはならない
という問題がある。

【０００９】更に、上述の如く最大効率制御は、ＩＭの
運転状況に応じて励磁電流を増減し効率を改善するもの
であるが、図１５における励磁電流指令Ｉ₀'^*＝Ｉ_1d ^*
は特別な補償をすることなく出力されており、すべり周
波数指令もこの励磁電流指令を用いて計算している。か
かる状態にあって、励磁電流指令Ｉ₀'^*にて発生する実
際の磁束は、このＩ ₀'^*の一次遅れとなり、すべりもこ
の影響を受ける。このため、トルク電流と磁束の積にて
決まるトルクも立上りが遅れることになり、図１７のシ
ミュレーションの結果にみられるトルクの振動が発生し
て実システム上問題となる。この振動をなくす一方法と
して図１５に示すリミッタ４５の後段にＩＭの二次時定
数相当の一次遅れを加えることにより過渡現象を防止す
るクッション回路（図示省略）を挿入する提案もある
が、トルク応答の遅れは依然として除去することはでき
ない。

【００１０】更にまた、上述の最大効率制御では、リミ
ッタ４５によって、Ｉ₀'^*の値をある範囲内にリミット
しているので過電流となることはないが、磁束制御時に
過電流エラーが発生して停止してしまうことがある。

【００１１】本発明は、上記問題点に鑑み、誘導機の効
率のみならずインバータの効率をも含めた場合での最大
効率制御を実現し得る誘導電動機のベクトル制御装置の
提供を目的とする。

【００１２】更に本発明は、上述の問題点に鑑み、最大
効率制御を用いたベクトル制御にあって、トルクの振動
を防止し、またトルク応答遅れを改善するようにしたベ
クトル制御装置の提供を目的とする。

【００１３】また本発明は、上述の問題点に鑑み、最大
効率制御を用いたベクトル制御にあって、インバータが
過電流エラーにて停止しないようにしたベクトル制御装
置の提供を目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上述の目的を達成する本
発明は次の構成を特徴とする。（１）誘導電動機の励磁電流とトルク電流とを制御する
誘導電動機のベクトル制御装置において、誘導電動機と
インバータとを組み合わせたときの総合損失を、トル
ク、回転数及び励磁電流を用いた式に基づき任意のトル
ク指令及び誘導電動機の速度検出値に対し最小とする励
磁電流を求めるとともに、この励磁電流に基づきトルク
電流を求め、これらの励磁電流及びトルク電流を電流制
御系へ送出する電流指令演算器を有することを特徴とす
る。（２）誘導電動機の励磁電流とトルク電流とを制御する
誘導電動機のベクトル制御装置において、誘導電動機と
インバータとを組み合わせたときの総合損失を最小とす
る励磁電流及びトルク電流の値を、トルク及び回転数を
パラメータとして演算して予め形成したデータ・テーブ
ルを記憶しているデータ・テーブル記憶部と、外部から
供給されるトルク指令及び誘導電動機の速度検出値に基
づきこれらトルク指令及び速度検出値に対応して前記総
合損失を最小にする励磁電流及びトルク電流を読み出
し、この読み出した励磁電流及びトルク電流を電流制御
系へ送出する電流指令部とを有することを特徴とする。（３）励磁電流指令とトルク電流指令とを入力した電流
制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３相変換後
誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系と、上記
誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘導電動機
の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記電流制御
部に戻す実電流フィードバック系と、を有するベクトル
制御装置において、上記電流制御部の前段に励磁電流指
令を演算するための磁束を推定する磁束モデル部を備え
たことを特徴とする。（４）励磁電流指令とトルク電流指令とを入力した電流
制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３相変換後
誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系と、上記
誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘導電動機
の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記電流制御
部に戻す実電流フィードバック系と、を有するベクトル
制御装置において、上記電流制御部の前段にあって負荷
状態に応じて励磁電流を調整する最大効率制御部と、こ
の最大効率制御部と電流制御部との間にあって励磁電流
指令を演算するための磁束を推定する磁束モデル部と、
を備えたことを特徴とする。（５）励磁電流指令とトルク電流指令とを入力した電流
制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３相変換後
誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系と、上記
誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘導電動機
の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記電流制御
部に戻す実電流フィードバック系と、を有するベクトル
制御装置において、上記電流制御部の前段に励磁電流指
令を演算するため磁束を推定する最小次元磁束オブザー
バを備えたことを特徴とする。（６）励磁電流指令とトルク電流指令とを入力した電流
制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３相変換後
誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系と、上記
誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘導電動機
の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記電流制御
部に戻す実電流フィードバック系と、を有するベクトル
制御装置において、上記電流制御部の前段にあって負荷
状態に応じて励磁電流を調整する最大効率制御部と、こ
の最大効率制御部と電流制御部との間にあって励磁電流
指令を演算するため磁束を推定する最小次元磁束オブザ
ーバと、を備えたことを特徴とする。（７）励磁電流指令を演算するための磁束を推定する磁
束モデル部や最小次元磁束オブザーバを含む磁束制御部
にて得られる励磁電流指令値をインバータの最大出力電
流を越えないように制限するリミッタを備えたことを特
徴とする。（８）リミッタの入力を直流入力電圧及び誘導電圧電動
機一次電流最大値の少なくとも一方としたことを特徴と
する。

【００１５】

【作用】上記構成の第１の発明によれば、電流指令演算
器は、トルク指令及び速度検出値に基づき誘導電動機と
インバータとを組み合わせたときの総合損失を最小にす
る励磁電流を演算するとともに、この励磁電流に基づき
トルク電流を演算し、両者を電流指令値として電流制御
系に送出する。上記構成の第２の発明によれば、電流指
令部がトルク指令及び速度検出値に基づき前記総合損失
を最小にする励磁電流及びトルク電流をデータ・テーブ
ル記憶部から読み出し、両者を電流指令値として電流制
御系に送出する。また、上記第３〜第６の発明によれ
ば、電流制御部への励磁電流指令を磁束を推定する磁束
モデルや最小次元磁束オブザーバによって高速磁束応答
制御が可能となり、励磁電流指令を補正して磁束の遅れ
を改善することができ、ひいてはトルクの応答遅れが改
善できる。更に、上記第７、第８の発明によれば、イン
バータの最大出力電流以上の電流は通電せず、インバー
タの過電流エラーが防止できる。

【００１６】ここで、等価回路を用いて総合効率を最大
とするベクトル制御の原理を述べる。ベクトル制御時に
おける誘導電動機の等価回路は図１７に示す如く表わす
ことができる（高山、水野他；平成４年電気学会産業応
用部門全国大会、No. ５５）。ただし、各部の定数は、
通常のＴ形等価回路の定数を、Ｌ₁＝一次自己インダク
タンス、Ｌ₂＝二次自己インダクタンス、Ｒ_m＝等価鉄
損抵抗、Ｍ＝相互インダクタンス、Ｒ₂＝二次抵抗とす
ると、次のような関係にある。

【００１７】

【数１】また、Ｉ₁＝一次電流、Ｉ₀'＝励磁電流、Ｉ_T＝トルク
電流、Ｉ_C＝鉄損電流である。このときの誘導電動機の
全損失Ｗ_IMは、機械損をＷ_mとすれば前記文献１により
式（１）の通りに表わされる。Ｗ_IM＝３Ｒ₁Ｉ₁ ²＋３Ｒ₂'Ｉ_T ²＋３Ｒ_CＩ_C ²＋Ｗ_m ……（１）また、インバータの損失Ｗ_INVは、一般に式（２）で表
わされる。Ｗ_INV＝Ｋ₁Ｉ₁ ²＋Ｋ₂Ｉ₁（但し、Ｋ₁，Ｋ₂＝インバータ損失係数） ……（２）ここで、一次電流Ｉ₁及び鉄損電流Ｉ_Cは、式（３）で
表わされる。

【００１８】

【数２】式（３）を式（１），（２）にそれぞれ代入すれば各式
は式（４），（５）のようになる。

【００１９】

【数３】したがって、誘導電動機とインバータとの損失の和であ
る総合損失Ｗ_TOTALは式（６）の通りとなる。

【００２０】

【数４】ところで、トルク電流Ｉ_Tをトルク指令Ｔ^*と励磁電流
Ｉ₀'で表わすと式（７）の通りとなる。

【００２１】

【数５】式（７）を式（６）に代入して電流を全て励磁電流で表
わすと式（８）の通りとなる。

【００２２】

【数６】式（８）においてＲ_m'，Ｒ_m，ω₀，Ｗ_mは誘導電動機
の回転数に依存する変数である。すなわち、トルク指令
Ｔ^*と回転数を指定すれば総合損失Ｗ_TOTALは励磁電流
Ｉ₀'のみに依存する量となる。そこで、励磁電流Ｉ₀'を
最小値から最大値へ順次変化させて式（８）に代入し、
総合損失Ｗ_TOTALが最小となる励磁電流Ｉ₀'を求める。
また、その値を式（７）に代入すればトルク電流Ｉ_Tも
求めることができる。ここで、Ｉ₀'の最小値は、制御の
安定性から決定するとともに、Ｉ₀'の最大値は誘導電動
機の鉄心が励磁飽和を起こさない値（回転数に依存）と
する。したがって、外部からのトルク指令入力値とこの
ときの回転数を入力とする電流指令演算の際、（８）式
及び（７）式に基づく総合損失が最小となる電流指令値
を電流制御系に出力してやれば総合効率が最大のベクト
ル制御を行なうことができる。このことは、図１４，図
１５及び文献１の概略説明で前述したとおりである。か
かる総合効率を最大とするベクトル制御の原理を前提と
して以下実施例を述べる。

【００２３】

【実施例】図１は本発明の第１の実施例の主要部を示す
ブロック線図である。この図１は図１３の速度制御部２
を電流指令演算器２１としており、トルク指令を入力と
する。図１に示すように、電流指令演算器２１は、誘導
電動機とインバータとを組み合わせたときの総合損失Ｗ
_TOTALを最小にする励磁電流Ｉ₀'を、トルク指令Ｔ^*及
び速度検出値ω_rに基づき所定の演算を行なうことによ
り求めるとともに、このようにして求めた励磁電流Ｉ₀'
に基づきトルク電流Ｉ_Tを所定の演算を行なうことによ
り求めるよう構成してある。このときの励磁電流Ｉ₀'は
前記式（８）に基づく演算により、またトルク電流Ｉ_T
は前記式（７）に基づく演算を行なうことによりそれぞ
れ求めることができる。このようにして求めた励磁電流
Ｉ₀'及びトルク電流Ｉ_Tは電流指令値として電流制御系
６及びすべり周波数演算器４に供給するように構成して
ある。電流制御系６は、図１３の電流制御部６と等価な
ブロックであり、本実施例は図１３に示す装置を前提と
して電流指令演算器２１を追加したものである。

【００２４】図２は本発明の第２の実施例の主要部を示
すブロック線図である。同図中、図１及び図１３と同一
部分には同一番号を付してある。図２に示すように、電
流指令部２２は、トルク指令Ｔ^*及び速度検出値ω_rに
基づき総合損失Ｗ_TOTALを最小にする励磁電流Ｉ₀'及び
トルク電流Ｉ_Tをデータ・テーブル記憶部２３から読み
出し、これらを電流指令値として電流制御系６及びすべ
り周波数演算器４に供給するように構成してある。デー
タ・テーブル記憶部２２は、前記総合損失Ｗ_TOTALを最
小とする励磁電流Ｉ₀'及びトルク電流Ｉ_Tの値を、トル
ク及び回転数をパラメータとするデータ・テーブルとし
て記憶している。このときのデータ・テーブルは式
（８）及び式（７）に基づく演算により予め形成したも
のである。

【００２５】上記第１及び第２の実施例によれば総合損
失Ｗ_TOTALを最小にする励磁電流Ｉ ₀'及びトルク電流Ｉ
_Tが電流制御系６に供給される。このとき、第１の実施
例では演算により励磁電流Ｉ₀'及びトルク電流Ｉ_Tを求
めているので、演算時間が長く、また構成が複雑となる
のに対し、第２の実施例によれば必要なデータがテーブ
ル化して記憶してあるので所定のデータを読み出すだけ
で良く、全体の処理時間が更に高速化され、より高精度
のベクトル制御を行なうことができる。こうして、励磁
電流Ｉ₀'とトルク電流Ｉ_Tとの演算によりモータやイン
バータを含めた総合損失を最小にすることができる。

【００２６】次に、図３〜図９を参照してトルクの振動
をなくし高速磁束応答制御を行なう実施例について述べ
る。図４は、本発明の第３実施例の典型回路ブロックを
示すものであり、図１４に対応して最大効率制御部１３
と電流制御部６との間に高速磁束応答制御部１５を挿入
したものである。図４において、トルク指令Ｔ^*と実速
度ω_rとから励磁電流指令Ｉ₀'^*とトルク電流指令Ｉ_T ^*
とが最大効率制御部１３から出力される。そして、次段
の高速磁束応答制御部１５では、図３に示す回路によっ
て補正した励磁電流指令Ｉ₀'^*、トルク電流指令Ｉ_T ^*、
及び座標変換に必要な位置（θ）を求めるための角周波
数ω^*を出力する。そして、これら出力は電流制御部６
に入力されることになる。なお、図３，図４にてはすべ
り周波数ω_sや極対数Ｐの演算器１４も高速磁束応答制
御部１５に入れている。

【００２７】図３は、高速磁束応答制御部１５を示すブ
ロック図である。この高速磁束応答制御部１５として
は、その入力は最大効率制御部１３のＩ₀'^*，Ｉ_T ^*であ
り、電流制御部６への出力はＩ₀ ^*，Ｉ_T ^*，ω^*であ
る。最大効率制御部１３から出力されたＩ₀ ^*は、相互イ
ンダクタンスＭとの積によって磁束指令λ₂ ^*が決定さ
れ、この磁束指令λ₂ ^*は、後述する磁束制御による磁
束の補正値Δλ₂ ^*を加え合せ点１２１にて加えてλ₂'^*
とする。このλ₂'^*に基づく磁束モデル部１２２にて磁
束推定値λ₂ ^#を得る。λ₂'^*は、更に乗算器１２３に
て１／Ｍ倍され磁束制御による励磁電流指令Ｉ ₀'^*を得
る。磁束モデル部１２２の出力である磁束推定値λ₂ ^#と
最大効率制御による磁束指令λ₂ ^*とは、加え合せ点１２
４にてその差がとられ、係数器１２５にて設計した伝達
関数Ｇ_(s)を通して前述した加え合せ点１２１に磁束の
補正値Δλ₂ ^*として加えられる。更に、磁束推定値λ₂
^#は係数器１２６にてＭで割算され、更に割算器１２７
にてトルク電流指令Ｉ_T ^*を除算し、係数器１２８にて
Ｒ₂／Ｌ₂を乗算してすべり角周波数指令ω_s ^*を得る。
加え合せ点１２９ではこの指令ω_s ^*と実速度ω_rとを
加え合せて電源角周波数指令ω^*を得る。このように磁
束モデル部１２２による磁束モデルによって磁束指令λ
₂'^*より磁束を推定することができ高速磁束応答が可能
となる。

【００２８】ここで、図３に示す各点について数式によ
り説明すると次のようになる。まず、加え合せ点１２１
では、次式（９）が入力される。 λ₂ ^*＝ＭＩ₀'^* …（９）また、磁束モデル部１２２では、次式（10）が入力され
る。 λ₂'^*＝λ₂ ^*＋Δλ₂ ^* …（10）磁束の補正値Δλ₂ ^*は、加え合せ点１２４と係数器１２
５とから次式（11）となる。 Δλ₂ ^*＝Ｇ_(s)( λ₂ ^*−λ₂ ^#） …（11）磁束推定値λ₂ ^#は磁束モデルにより次式（12）とな
る。 λ₂ ^#＝λ₂'^*｛１／（１＋Ｌ₂Ｓ／Ｒ₂）｝ …（12）よって、上述の（10）式と（11）式から磁束モデル部１
２２の入力として次式（13）が得られる。 λ₂'^*＝λ₂ ^*＋Ｇ_(s)( λ₂ ^*−λ₂ ^#） …（13）また、（12）式（13）式とにより次式（14）を得る。（１＋Ｌ₂Ｓ／Ｒ₂)λ₂ ^#＝λ₂ ^*＋Ｇ_(s)λ₂ ^*−Ｇ_(s)λ₂ ^# …（14) この結果、磁束モデル部１２２の出力値は次式（15）と
なる。 λ₂ ^#＝（１＋Ｇ_(s))λ₂ ^*／｛１＋Ｇ_(s)＋(Ｌ₂Ｓ／Ｒ₂)｝…（15）ここで、推定値λ₂ ^#の応答を（16）式の様に設計す
る。 λ₂ ^#＝λ₂ ^*／（１＋τＳ） …（16）ここで、τは設計時定数とする。このようにした結果、
（15）式と（16）式とを比較すると次の［数７］に示す
関係となる。

【００２９】

【数７】

【００３０】この結果、係数器１２５のフィードバック
ゲインＧ_(s)は比例ゲインとなる。

【００３１】図５，図６は０〜１５００（ｒｐｍ）［定
格］のステップ応答を示す。図５にあっては、前述した
従来技術に示す最大効率制御にあって、図１５に示すリ
ミッタ４５の後段に一次遅れ要素であるクッション回路
を備えた場合の速度，トルク，電流応答であり、図６は
本実施例にて高速磁束応答制御を磁束モデルにて行なっ
た速度，トルク，電流応答を示している。この図５と図
６とのトルク応答は本実施例である図６の方が速くなっ
ており、磁束も速応している。この場合、設計時定数τ
はτ＝５０（ｍｓ）で設計され、トルク応答によりほぼ
設計値どおりとなっている。

【００３２】こうして、本実施例における磁束モデルの
推定によって、励磁電流の指令及びすべり指令を磁束モ
デルに基づき制御することにより、磁束や発生トルクの
高速化が図られ、振動も生じない。また、磁束及びトル
クの過渡応答のみを改善するため、ＩＭの最大効率制御
と組合わせても定常状態における効率は変化なく、最大
効率が保たれる。

【００３３】図７は図８に示す高速磁束応答制御部を示
したものであり、図８では図４の如く励磁電流Ｉ₀、ト
ルク電流Ｉ_Tと異なり、同期回転座標系（ｄ−ｑ座標
系）で示しているが、Ｉ_1dをＩ₀，Ｉ_1qをＩ_Tにてそれ
ぞれ示すことができることは前述のとおりである。図７
は図３に示す回路に対応するもので、同一部分には同符
号を付す。すなわち、入力電流Ｉ_1d ^*を係数器１２０に
て相互インダクタンスＭ（図３では図示省略）をかけて
磁束指令λ_2d ^*が決定され、磁束の補正値Δλ_2d ^*を加
え合せ点１２１にて加え、磁束指令λ_2d'^*を得る。そ
して、この磁束指令λ_2d'^*を係数器１２３にて１／Ｍ
倍すれば励磁電流指令Ｉ_1d'^*を得る。最小次元磁束オ
ブザーバ１３０の出力を座標変換した磁束推定値λ_2d ^#
と磁束指令λ_2d ^*とは、加え合せ点１２４にてその差が
とられ、係数器１２５にて設計した経緯関数Ｇ_(s)を通
して前述した加え合せ点１２１に磁束の補正値Δλ_2d ^*
として加えられる。更に、磁束推定値λ_2d ^#は係数器１
２６にてＭで割算され、更に割算器１２７にてｑ軸電流
Ｉ_1q ^*を除算し、係数器１２８にてＲ₂／Ｌ₂を乗算し
すべり角周波数指令ω_s ^*を得る。加え合せ点１２９で
は、この指令ω_s ^*と実速度ω_rとを加え合せて電源角
周波数指令ω^*を得る。最小次元磁束オブザーバ１３０
は、図１４に示す座標変換部６の出力Ｖ_1a ,Ｖ _1b、３相
２相変換部８の出力Ｉ_1a ,Ｉ_1b及び実速度ω_rを入力と
して磁束推定値λ_2a ^#，λ_2b ^#を得るものであり、座標
変換部１３１によってｄ，ｑ軸の磁束推定値λ_2d ^#，λ
_2q ^#を得るものである。

【００３４】図７に示す最小次元磁束オブザーバによる
推定でも、ｄｑ軸の違いを除けば図３と全く同様の数式
を導くことができ、係数器１２５のフィードバックゲイ
ンＧ _(s)も比例ゲインとなる。また、最小次元磁束オブ
ザーバによる推定の結果、０〜１５００（ｒｐｍ）のス
テップ応答につき、速度，トルク，電流応答の結果は図
６にて示す特性とほとんど変りがなかった。この場合
も、時定数τはτ＝５０（ｍｓ）で設計した。

【００３５】ここで、最小次元磁束オブザーバについ
て、若干説明する。最小次元磁束オブザーバは磁束の推
定を行なうもので、ＩＭの状態方程式は固定子座標系か
ら諸量を観測するａ−ｂ軸にて表すと次式［数８］にて
与えられる。

【００３６】

【数８】

【００３７】また出力方程式は次式［数９］となる。

【００３８】

【数９】

【００３９】この［数９］によってｉ₁が直接観測でき
λ₂のみをオブザーバにて推定すると、推定値λ₂ ^#は
次式となる。 λ₂ ^#＝Ａ₂₁i₁＋Ａ₂₂λ₂ ^#＋Ｇ｛Ｐi₁−(Ａ₁₁i₁＋Ａ₁₂λ₂ ^#＋Ｂ₁Ｖ₁）｝この式を変形すると次式となる。 λ₂ ^#＝（Ａ₂₂−ＧＡ₁₂）λ₂ ^#＋（Ａ₁₂−ＧＡ₁₁)i₁−ＧＢ₁Ｖ₁＋Ｇ・Ｐi₁ この式を図示したのが図９である。この図９はそのまま
図７に当てはめることができ入力ｉ_1a ,ｉ_1b ,Ｖ_1a ,Ｖ
_1bより出力λ₂ ^#を得ることができる。

【００４０】本実施例によれば、次の効果が得られる。励磁電流の指令及びすべり指令を、最小次元磁束オ
ブザーバに基づいて制御することにより、磁束及び発生
トルクの高速化が図られ、振動もなくなる。磁束及びトルクの過渡応答のみを改善するので、Ｉ
Ｍの最大効率制御と組合せても、定常状態における効率
は変化せず、最大効率は保たれる。磁束推定に最小次元磁束オブザーバを適用すること
により、モータのパラメータ変動・誤差に対しても精度
良く磁束推定が可能となり、高速磁束応答制御の性能が
向上する。

【００４１】図１０は図３に対応する高速磁束応答制御
部を示すものである。図１０においても図３と同様加え
合せ点１２１の出力は最大次式（17）になる。 λ_2d ^*＋Ｇλ_2d ^* …（17）したがって、剰算器１／Ｍによってその最大出力Ｉ₀'^*
は（１＋Ｇ）λ_2d ^*／Ｍとなる。この場合、励磁電流指
令値Ｉ₀'^*は比例ゲインＧの値及び磁束指令λ_2d ^*の変
化量によっては実際のインバータで出力できない大きさ
の電流指令値が出力され、インバータが過電流エラーに
て停止してしまうことがあることは、述べたとおりであ
る。図１０においては、剰算器１２３の次段にリミッタ
１３４を挿入し過大な電流指令を制限している。

【００４２】ここで、インバータ出力可能な電圧Ｖ_ACP
について述べる。入力直流電圧をＶ _DCとするとき交流ピ
ーク値はＶ_DC／２となり、実効値はＶ_DC／２√2 とな
る。そして、相電圧から線間電圧の変換による√3 倍を
加味することにより線間電圧実効値は√3 Ｖ_DC／２√2
となる。つまり、インバータ出力可能電圧Ｖ_ACPは入力
直流電圧Ｖ_DCとすると、Ｖ_ACP＝√3 Ｖ_DC／２√2 とな
る。

【００４３】他方、誘導機の電圧方程式は電源角周波数
ω₀で回転するａ−ｂ軸において、次式［数１０］にて
表示される。

【数１０】ところで、ベクトル制御成立時には次式（22）〜（26）
の条件が成立する。すなわち、 ω₀＝ω_r＋ω_s …（22） ω_s＝（Ｉ_1b／Ｉ_1a）・（Ｒ₂／Ｌ₂） …（23）Ｉ_1a＝const …（24） λ_2a＝const …（25） λ_2b＝０ …（26）上式（24）（25）（26）を式（18）〜（21）に代入する
と次式［数１１］を得る。

【数１１】式（22）（23）を式（20)'（21)'に代入すると次式［数
１２］となる。

【数１２】この［数１２］の式（21)"を式（19)'に代入して整理す
ると次式を得る。Ｖ_1b＝（Ｒ₁＋ＰＬσ）Ｉ_1b＋ω₀(Ｌσ＋Ｍ²／Ｌ₂)Ｉ_1a ここでＬ₁＝Ｌσ＋Ｍ²／Ｌ₂であるので、Ｖ_1b＝（Ｒ₁＋ＰＬσ）Ｉ_1b＋ω₀Ｌ₁Ｉ_1a

【００４４】以上の結果上式と式（18)'とからベクトル
制御時の電圧は次式となる。Ｖ_1a＝Ｒ₁Ｉ_1a−ω₀ＬσＩ_1b Ｖ_1b＝（Ｒ₁＋ＰＬσ）Ｉ_1b＋ω₀Ｌ₁Ｉ_1a ここで、トルク軸電流Ｉ_1bの定常状態のみを考慮すると
次式を得る。Ｖ_1a＝Ｒ₁Ｉ_1a−ω₀ＬσＩ_1b Ｖ_1b＝Ｒ₁Ｉ_1b＋ω₀Ｌ₁Ｉ_1a ここで、Ｒ₁Ｌ₁Ｌσは電動機定数、ω₀は電源角周波
数、Ｉ₀'^*は励磁電流指令、Ｉ_T ^*はトルク電流指令で
ある。上式の回転座標系での２相電圧Ｖ₀Ｖ_Tにてインバ
ータ出力電圧Ｖ_ACRは次のようになる。

【数１３】本実施例の条件はインバータ出力電圧Ｖ_ACRを出力可能
電圧Ｖ_ACP以下になるようにすれば良く、Ｖ_ACRとＶ
_ACPとの各式にてＶ_DC，Ｒ₁，Ｌ₁，Ｌσ，Ｉ₀'^*，
Ｉ_T ^*，ω₀の値を代入して、Ｖ_ACP＜Ｖ_ACRのときＶ
_ACP＝Ｖ_ACRにする。

【数１４】この場合、ａ＝Ｒ₁ ²＋ω₀ ²Ｌ₁ ² ｂ＝２ω₀Ｒ₁(Ｌ₁−
Ｌσ）Ｉ_T ^* ｃ＝（Ｒ₁ ²＋ω₀ ²Ｌ_d）²Ｉ_T ^*2 したがって、図１０に示すリミッタを（27）式にて出力
することにより出力可能電圧以下のインバータ出力を得
ることができる。

【００４５】図１１は本実施例にて示すリミッタ付きの
高速磁束制御１５を最大効率制御１３のシステムに組込
んだシステム構成を示したものである。

【００４６】上述の説明においては、図１０に示すよう
に入力直流電圧Ｖ_DCをリミッタ１３４に入力することに
よりこのＶ_DCをパラメータとして決める励磁電流Ｉ₀'^*
を得てインバータの過電流エラーを防止しようとしたも
のであるが、この実施例ではＶ_DCとは別に図１２に示す
ように一次電流最大値Ｉ_1MAXをリミッタに入力すること
により過電流エラーを防止しようとしている。すなわ
ち、前述の如く最大出力Ｉ₀'^*は（１＋Ｇ）λ_2d ^*／Ｍ
によって示され、この最大出力Ｉ₀'^*にてインバータ過
電流エラーを生じないように、ＩＭの一次電流の最大値
Ｉ_1MAXであるインバータ出力電流にてリミットをかけて
いる。つまり、トルク電流Ｉ_T、一次電流をＩ₁とすると
次式（28）が得られる。Ｉ₁＝（Ｉ₀'²＋Ｉ_T ²）^1/2 …（28）これをインバータ出力電流最大値にて表わすと次式（2
9）となる。Ｉ₀'_MAX＝（Ｉ₁ ² _MAX−Ｉ_T ²）^1/2 …（2
9）したがって、励磁電流の最大値はトルク電流Ｉ_Tをパラ
メータとして（29）式にて与えられる。こうしてＩ₀'
_MAXを制御値として励磁電流にリミッタを設ければよ
く、これが図１２である。

【００４７】図１１では直流電圧Ｖ_DCを高速磁束制御部
に入力する構成であるが、本例では図１１の入力Ｖ_DCの
代りにＩ_1MAXを入力することにより、最大Ｉ₀'_MAXが得
られ制限されることになる。

【００４８】また、図１０、図１２それぞれの例を加味
することによりＶ_DCとＩ_1MAXとの双方でリミットをかけ
ることもでき、この双方の条件にてリミットをかけてイ
ンバータの過電流エラーを防止することができる。

【００４９】

【発明の効果】以上実施例とともに具体的に説明したよ
うに、本発明によれば、誘導電動機とインバータとを組
合せたときの総合効率を最も高く保持してベクトル制御
を行なうことができる。すなわち、電力消費量を最小に
することができ、全運転領域において高効率な運転が可
能となる。更に他の本発明によれば、磁束を磁束モデル
や最小次元磁束オブザーバにて推定することにより高速
磁束応答が可能となり、磁束制御をしない場合のトルク
の振動の防止はもちろんのこと、トルク応答遅れを改善
することができた。また、他の本発明によれば、磁束制
御時に励磁電流指令の値に対してリミッタを設けること
によりインバータに過電流が流れるのを防止することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の主要部を示すブロック
線図。

【図２】本発明の第２の実施例の主要部を示すブロック
線図。

【図３】本発明の第３実施例のブロック図。

【図４】最大効率制御と組合せた簡略ブロック図。

【図５】一次遅れを加えた従来での速度ステップ応答特
性図。

【図６】第３実施例の速度ステップ応答特性図。

【図７】本発明の第４実施例のブロック図。

【図８】最大効率制御と組合せた簡略ブロック図。

【図９】磁束オブザーバのブロック構成図。

【図１０】リミッタ付磁束制御のブロック図。

【図１１】図１０に基づく最大効率制御ブロック図。

【図１２】他のリミッタ付磁束制御のブロック図。

【図１３】従来技術を示すブロック線図。

【図１４】最大効率制御を挿入したベクトル制御のブロ
ック図。

【図１５】最大効率制御を主に示すブロック図。

【図１６】効率トルク特性線図。

【図１７】トルク振動を生ずる従来での速度ステップ応
答特性図。

【図１８】ベクトル制御時における誘導電動機の等価回
路を示す回路図。

【符号の説明】

１誘導電動機２速度検出器６電流制御部１３最大効率制御部１５高速磁束応答制御部２１電流指令演算器２２電流指令部２３データ・テーブル記憶部１２２磁束モデル部１３０最小次元磁束オブザーバ１３４リミッタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者永山和俊東京都品川区大崎二丁目１番17号株式会社明電舎内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】誘導電動機の励磁電流とトルク電流とを
制御する誘導電動機のベクトル制御装置において、誘導電動機とインバータとを組み合わせたときの総合損
失を、トルク、回転数及び励磁電流を用いた式に基づき
任意のトルク指令及び誘導電動機の速度検出値に対し最
小とする励磁電流を求めるとともに、この励磁電流に基
づきトルク電流を求め、これらの励磁電流及びトルク電
流を電流制御系へ送出する電流指令演算器を有すること
を特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
【請求項２】誘導電動機の励磁電流とトルク電流とを
制御する誘導電動機のベクトル制御装置において、誘導電動機とインバータとを組み合わせたときの総合損
失を最小とする励磁電流及びトルク電流の値を、トルク
及び回転数をパラメータとして演算して予め形成したデ
ータ・テーブルを記憶しているデータ・テーブル記憶部
と、外部から供給されるトルク指令及び誘導電動機の速度検
出値に基づきこれらトルク指令及び速度検出値に対応し
て前記総合損失を最小にする励磁電流及びトルク電流を
読み出し、この読み出した励磁電流及びトルク電流を電
流制御系へ送出する電流指令部とを有することを特徴と
する誘導電動機のベクトル制御装置。
【請求項３】励磁電流指令とトルク電流指令とを入力
した電流制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３
相変換後誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系
と、上記誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘
導電動機の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記
電流制御部に戻す実電流フィードバック系と、を有する
ベクトル制御装置において、上記電流制御部の前段に励磁電流指令を演算するための
磁束を推定する磁束モデル部を備えたことを特徴とする
ベクトル制御装置。
【請求項４】励磁電流指令とトルク電流指令とを入力
した電流制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３
相変換後誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系
と、上記誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘
導電動機の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記
電流制御部に戻す実電流フィードバック系と、を有する
ベクトル制御装置において、上記電流制御部の前段にあって負荷状態に応じて励磁電
流を調整する最大効率制御部と、この最大効率制御部と電流制御部との間にあって励磁電
流指令を演算するための磁束を推定する磁束モデル部
と、を備えたことを特徴とするベクトル制御装置。
【請求項５】励磁電流指令とトルク電流指令とを入力
した電流制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３
相変換後誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系
と、上記誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘
導電動機の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記
電流制御部に戻す実電流フィードバック系と、を有する
ベクトル制御装置において、上記電流制御部の前段に励磁電流指令を演算するため磁
束を推定する最小次元磁束オブザーバを備えたことを特
徴とするベクトル制御装置。
【請求項６】励磁電流指令とトルク電流指令とを入力
した電流制御部にて得られた出力を座標変換及び２相３
相変換後誘導電動機のインバータ制御を行なう主回路系
と、上記誘導電動機の速度フィードバック系と、上記誘
導電動機の検出三相電流を３相２相及び座標変換後上記
電流制御部に戻す実電流フィードバック系と、を有する
ベクトル制御装置において、上記電流制御部の前段にあって負荷状態に応じて励磁電
流を調整する最大効率制御部と、この最大効率制御部と電流制御部との間にあって励磁電
流指令を演算するため磁束を推定する最小次元磁束オブ
ザーバと、を備えたことを特徴とするベクトル制御装
置。
【請求項７】励磁電流指令を演算するための磁束を推
定する磁束モデル部や最小次元磁束オブザーバにて得ら
れる励磁電流指令値をインバータの最大出力電流を越え
ないように制限するリミッタを備えたことを特徴とする
請求項３，４，５又は６記載のベクトル制御装置。
【請求項８】リミッタの入力を直流入力電圧及び誘導
電圧電動機一次電流最大値の少なくとも一方とした請求
項７記載のベクトル制御装置。