CN101931359A - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供电动机控制装置，将电压指令信号(vγ^*，vδ^*)的大小和规定的限制电压值(V_om)之差捕捉为基于干扰磁通的差，从而推测干扰磁通(φ_dis)，并且使表示励磁电流的目标值的γ轴电流指令信号(iγ^*)经过LPF(23)之后，利用推测干扰磁通进行修正。将通过该修正而得到的信号(iγ₂ ^*)作为下一个γ轴电流指令信号(iγ^*)的候补来捕捉，通过将候补信号(iγ₂ ^*)的值抑制在界限值(iγ_L ^*)以下的处理，生成下一个γ轴电流指令信号(iγ^*)。通过将为了实现最大转矩控制而应向电动机提供的γ轴电流值设定为界限值(iγ_L ^*)，根据候补信号(iγ₂ ^*)，实现弱磁通控制和最大转矩控制间的切换。该电动机控制装置不受电动机参数的变动等影响且可轻易实现弱磁通控制以及最大转矩控制间的切换。

Description

电动机控制装置

技术领域

该发明涉及一种控制电动机的电动机控制装置。

背景技术

对永磁铁同步电动机执行向量控制时，在电动机控制装置内定义应与电动机的旋转同步地进行旋转的控制轴，并且通过对控制轴上的电流以及电压信息进行控制来实现期望的向量控制。

电动机高速旋转时，为了抑制永磁铁磁通和因高速旋转而在电动机内产生的感应电压的过度上升，一般使用弱磁通控制(弱励磁控制)。在一般的弱磁通控制中，假定在控制轴与dq轴之间没有偏离的情况下，基于电动机参数，控制作为电动机供给电流的励磁电流成分的d轴电流(励磁电流)。电动机参数是电动机的d轴电感、q轴电感、永磁铁引起的电枢交链磁通等。

即使在控制轴与dq轴偏离时、或者因磁饱和等引起的电动机参数变动时、或者电动机参数中包含误差时，也要求实现稳定的弱磁通控制。特别是，在过调制区域中驱动电动机的情况下，要求将电动机施加电压值正确地抑制在规定的限制电压值以下。

但是，在以往的系统中，当产生电动机参数的变动等时，因此而产生弱磁通的过分与不足，很难实现期望的弱磁通控制。根据下述专利文献1所记载的方法，虽然能够实现不受q轴电感的变动的影响的弱磁通控制，但是对于d轴电感以及电枢交链磁通的误差或磁饱和引起的电动机参数变动的对策，不一定很充分。

另一方面，还有利用比例积分控制(以下称作PI控制)来生成作为d轴电流的目标的d轴电流指令值(励磁电流指令值)的方法(例如，参照专利文献2和3)。例如，在下述专利文献2中，通过计算出使

变成零的d轴电流指令值i_d ^*，从而将实际的电压指令值的大小

控制在限制电压值V_om以下。

但是，在实际的系统中，由于要求d轴电流指令值i_d ^*不超过预先设定的界限值，因此在使用PI控制的方法中，向PI控制器的输出施加界限值的限制时，需要用于抑制扭曲(wind-up)现象的产生的对策。该对策会使得PI控制器内的积分器中的处理算法复杂化。在弱磁通控制以及最大转矩控制间切换所执行的向量控制时，也会产生同样的问题。扭曲现象是作为PI控制器内的积分器中的内部信号发散的现象而被公知的。另外，对于使用PI控制的构成，在与本发明所涉及的构成的对比中也会继续说明。

关注与弱磁通控制相关的d轴电流指令值而说明了现有技术的问题点，但是一般d轴电流指令值以外的控制值(表示电压、电流、转矩或速度的指令值或状态量)也是使用PI控制器而生成的，并且要求这些控制值也不超过规定的界限值。因此，在d轴电流指令值以外的控制值的计算中使用了PI控制器时，也需要用于抑制扭曲现象的产生的对策，其结果会使得PI控制器内的积分器中的处理算法复杂化。

【专利文献1】日本特开2006-204054号公报

【专利文献2】日本特开2006-254572号公报

【专利文献3】日本特开2006-141095号公报

发明内容

本发明的目的在于提供一种可实现很难受到电动机参数的变动等影响的励磁电流控制且可轻易且圆滑地实现不同的向量控制间的切换的电动机控制装置。另外，本发明的目的在于提供一种可为处理内容的简化作贡献的电动机控制装置。

本发明的第1电动机控制装置具备基于表示向电动机的供给电流的目标值的电流指令信号生成表示向所述电动机的施加电压的目标值的电压指令信号的电压指令部，并根据所述电压指令信号控制所述电动机，该电动机控制装置的特征在于，还具备：更新部，其基于所述电压指令信号的值和作为所述施加电压的上限值而设定的限制电压值之间的差分信息，依次更新应赋予给所述电压指令部的所述电流指令信号的励磁电流成分即励磁电流指令信号，所述更新部具有低通滤波器，基于使更新前的励磁电流指令信号经过所述低通滤波器而得到的信号和所述差分信息，生成更新后的励磁电流指令信号，或者基于使从更新前的励磁电流指令信号和所述差分信息导出的中间信号经过所述低通滤波器而得到的信号，生成更新后的励磁电流指令信号。

由于基于电压指令信号的值和限制电压值之间的差分信息生成励磁电流指令信号，因此励磁电流很难受到电动机参数的电动等影响。因此，即使存在电动机参数的变动等情况，也能够实现期望的弱磁通控制。另外，由于在励磁电流指令信号的生成中不使用PI控制，因此能够轻易且圆滑地实现不同的向量控制(例如，弱磁通控制和最大转矩控制)间的切换。另外，由于不使用PI控制而生成励磁电流指令信号，因此不需要生成该励磁电流指令信号的部位中的扭曲对策，可简化处理内容。

具体而言，例如，所述更新部从所述差分信息和所述电动机的旋转速度信息中推测干扰磁通，并通过以推测干扰磁通修正使更新前的励磁电流指令信号经过所述低通滤波器而得到的信号的处理，生成更新后的励磁电流指令信号，或者通过以所述推测干扰磁通修正更新前的励磁电流指令信号之后使其经过所述低通滤波器的处理，生成更新后的励磁电流指令信号。

另外，具体而言，例如，在所述更新部中设置：候补信号生成部，其利用所述低通滤波器生成作为更新后的励磁电流指令信号的候补的候补信号；和界限部，其通过用规定的界限值来限制所生成的所述候补信号的值，从而生成所述更新后的励磁电流指令信号，所述候补信号生成部基于所述差分信息修正使更新前的励磁电流指令信号经过所述低通滤波器而得到的信号，或者基于所述差分信息修正更新前的励磁电流指令信号之后使其经过所述低通滤波器，从而生成所述候补信号。

而且，例如，所述界限值可设成：为了实现最大转矩控制而应向所述电动机提供的电流的励磁电流成分的值。

由此，能够轻易且圆滑地实现最大转矩控制以及弱磁通控制间的切换。

另外，例如，所述更新部根据所述电动机的旋转速度的变化状态，使所述限制电压值改变。

更具体而言，例如，在所述电动机的旋转速度变化的期间、以及一直到以从所述电动机的旋转速度变化的期间转移到所述电动机的旋转速度保持固定速度的状态的时刻为起点经过规定时间为止的期间作为所述限制电压值而使用规定的第一电压值，在除此之外的期间，作为所述限制电压值而使用比所述第一电压值大的第二电压值。

由此，即使在过渡响应时，也能够在允许界限内准确地抑制电动机施加电压。

并且，例如，所述第而电压值或所述第一和第二电压值是过调制区域的电压值，过调制区域的电压值是由驱动所述电动机的逆变器中进行过调制时应向所述电动机施加的电压的值。

本发明的第2电动机控制装置具备基于向电动机的供给电流中的目标值和检测值或推测值之间的差分信息生成表示向所述电动机的施加电压的目标值的电压指令信号的电压指令部，并根据所述电压指令信号控制所述电动机，该电动机控制装置的特征在于，所述电压指令部依次更新应生成的所述电压指令信号，在所述电压指令部中设置：候补信号生成部，其利用低通滤波器生成作为更新后的电压指令信号的候补的候补信号；和界限部，其通过对生成的所述候补信号的值施加规定的限制，从而生成所述更新后的电压指令信号，所述候补信号生成部基于所述差分信息修正使更新前的电压指令信号经过所述低通滤波器而得到的信号，或者基于所述差分信息修正更新前的电压指令信号之后使其经过所述低通滤波器，从而生成所述候补信号。

本发明的第3电动机控制装置具备基于电动机的旋转速度中的目标值和检测值或推测值之间的差分信息生成表示向所述电动机的供给电流的转矩电流成分的目标值的转矩电流指令信号、或者表示所述电动机的产生转矩的目标值的转矩指令信号的指令部，并根据所述转矩电流指令信号或者所述转矩指令信号控制所述电动机，该电动机控制装置的特征在于，所述指令部依次更新应生成的所述转矩电流指令信号或所述转矩指令信号，在所述指令部中设置：候补信号生成部，其利用低通滤波器生成作为更新后的转矩电流指令信号或者转矩指令信号的候补的候补信号；和界限部，通过用规定的界限值来限制所生成的所述候补信号的值，从而生成所述更新后的转矩电流指令信号或转矩指令信号，所述候补信号生成部基于所述差分信息修正使更新前的转矩电流指令信号或者转矩指令信号经过所述低通滤波器而得到的信号，或者基于所述差分信息修正更新前的转矩电流指令信号或者转矩指令信号之后使其经过所述低通滤波器，从而生成所述候补信号。

本发明的第4电动机控制装置具备基于与电动机的旋转同步的旋转轴和该旋转轴的推测轴之间的轴误差推测所述电动机的旋转速度并生成表示推测旋转速度的推测速度信号的推测部，并且利用所述推测速度信号控制所述电动机，该电动机控制装置的特征在于，所述推测部依次更新应生成的所述推测速度信号，在所述推测部中设置：候补信号生成部，其利用低通滤波器生成作为更新后的推测速度信号的候补的候补信号；界限部，其通过用规定的界限值来限制所生成的所述候补信号的值，从而生成所述更新后的推测速度信号，所述候补信号生成部基于所述轴误差修正使更新前的推测速度信号经过所述低通滤波器而得到的信号，或者基于所述轴误差修正更新前的推测速度信号之后使其经过低通滤波器，从而生成所述候补信号。

根据第2、第3或第4电动机控制装置，由于无须使用PI控制而生成电压指令信号、转矩电流指令信号或者转矩指令信号、或推测速度信号，因此无须生成这些信号的部位中的扭曲对策，可简化处理内容。

另外，例如，也可以形成具备电动机、驱动所述电动机的逆变器、通过所述逆变器控制所述电动机的驱动的上述任一个电动机控制装置的电动机驱动系统。

(发明效果)

根据本发明，提供一种可实现很难受到电动机参数的变动等影响的励磁电流控制且可轻易且圆滑地实现不同的向量控制间的切换的电动机控制装置。另外，提供一种可为处理内容的简化作贡献的电动机控制装置。

本发明的意义乃至效果会通过以下所述的实施方式的说明而变得更加明确。但是，以下的实施方式仅仅是本发明的一个实施方式，本发明乃至各构成要件的用语的意义并非限于以下的实施方式中所记载的内容中。

附图说明

图1是本发明的实施方式的电动机驱动系统的示意框图。

图2是图1的电动机的解析模型图。

图3是本发明的第1实施方式的电动机驱动系统的详细框图。

图4是根据PI控制从推测干扰磁通(φ_dis)生成γ轴电流指令值(iγ^*)的构成的框图。

图5是本发明的第1实施方式所涉及的特别是与γ轴电流指令值(iγ^*)的生成相关的部位的框图。

图6是图5所示的iγ^*更新部的部分框图。

图7是表示作为信号值而具有γ轴电流指令值(iγ^*)的γ轴电流指令信号的信号波形的图。

图8是表示按顺序访问的离散化期间的时间关系的图。

图9是本发明的第1实施方式所涉及的特别是与γ轴电流指令值(iγ^*)的生成相关的部位的变形框图。

图10是图9所示的iγ^*更新部的部分框图。

图11是表示了本发明的第1实施方式所涉及的根据旋转速度信息(ω_e)使限制电压值(V_om)改变的情况的图。

图12是表示本发明的第1实施方式所涉及的、使旋转速度指令值(ω^*)增加时限制电压值、电动机电压的振幅、γ轴电流指令值(iγ^*)以及旋转速度指令值(ω^*)的关系的图。

图13是本发明的第2实施方式的电动机驱动系统的详细框图。

图14是图13的电压指令运算部的内部框图。

图15是图13的电压指令运算部的变形内部框图。

图16是本发明的第3实施方式的电动机驱动系统的详细框图。

图17是设置在图16的电流指令运算部中的iδ^*更新部的内部框图。

图18是设置在图16的电流指令运算部中的iδ^*更新部的变形内部框图。

图19是本发明的第4实施方式的电动机驱动系统的详细框图。

图20是设置在图19的位置速度推测部中的ω_e更新部的内部框图。

图21是设置在图19的位置速度推测部中的ω_e更新部的变形内部框图。

图22是本发明的第5实施方式的电动机驱动系统的详细框图。

图23是表示本发明的第6实施方式的多个旋转轴以及固定轴的关系的图。

图24是利用PI控制生成d轴电流指令值(i_d ^*)的装置的框图。

图25是利用PI控制生成d轴电流指令值(i_d ^*)的装置的变形框图。

图26是利用PI控制从电流差分信息生成电压指令信号的构成的框图。

图中：1-电动机；2-逆变器；3、3_A、3_B、3_C、3_D-电动机控制装置；11-相电流传感器；12、16-坐标变换部；13、313-位置速度推测部；14、114、214-电流指令运算部；15、115-电压指令运算部；20、20a-iγ^*更新部；21-干扰磁通推测部；22-乘法部；23、23a-LPF；24、24a-乘法部；25-界限部。

具体实施方式

以下，参照附图具体说明本发明的实施方式。在参照的各图中，在同一部分附加同一符号，并原则上省略有关同一部分的重复的说明。下面，说明第1～第6实施方式，首先，说明在各实施方式中共同的事项或在各实施方式中参照的事项。

图1是本发明的实施方式的电动机驱动系统的示意框图。图1的电动机驱动系统具备电动机1、PWM(Pulse Width Modulation)逆变器2、电动机控制装置3。

电动机1是三相永磁铁同步电动机，具有包括永磁铁的转子(未图示)、包括三相电枢线圈的定子(未图示)。在以下的说明中，电枢线圈指设置在电动机1中的电枢线圈。电动机1可以是嵌入磁铁同步电动机，也可以是表面磁铁同步电动机。电动机1可以是凸极电机以及隐极电机的任一种，但是在以下的说明中，假定电动机1为凸极电机。

PWM逆变器(以下仅称作逆变器)2根据电动机1的转子位置，向电动机1提供三相交流电压。通过逆变器2施加在电动机1上的三相交流电压由表示向U相的电枢线圈的施加电压的U相电压v_U、表示向V相的电枢线圈的施加电压的V相电压v_V、以及表示向W相的电枢线圈的施加电压的W相电压v_W构成。将作为U相电压v_U、V相电压v_V、以及W相电压v_W的合成电压即向电动机1的整体施加电压称作电动机电压(电动机端子电压)，用记号V_a来表示。

将通过电动机电压V_a的施加而从逆变器2向电动机1提供的电流的U相、V相以及W相成分即流过U相、V相以及W相的电枢线圈的电流分别称作U相电流i_U、V相电流i_V、以及W相电流i_W。将作为U相电流i_U、V相电流i_V、以及W相电流i_W的合成电流即向电动机1的整体的供给电流称作电动机电流(电枢电流)，并用记号I_a来表示。

电动机控制装置3基于电动机电流I_a的检测值等，向逆变器电路2赋予用于实现期望的向量控制的PWM信号。

图2(a)和(b)是电动机1的解析模型图。在图2(a)中表示有U相、V相、W相的电枢线圈固定轴。在图2(a)中，1a表示设置在电动机1的转子上的永磁铁。在以与永磁铁1a所产生的磁通的旋转速度相同的速度旋转的旋转坐标系中，将沿着永磁铁1a所产生的磁通的方向的轴设为d轴，将与d轴相对应的控制上的旋转轴设为γ轴。d轴的方向与永磁铁1a所产生的磁通的方向一致。另外，如图2(b)所示，将从d轴以电角度90度进行相位移动的轴设为q轴，逆时针方向与相位移动方向相对应。将d轴和q轴统称为dq轴，将d轴以及q轴作为坐标轴而拥有的坐标系称作dq坐标系。将γ轴和δ轴统称为γδ轴，将γ轴以及δ轴作为坐标轴而拥有的坐标系称作γδ坐标系。

dq轴以及dq坐标系可旋转，用ω表示其旋转速度。γδ轴以及γδ坐标系也可以旋转，用ω_e表示其旋转速度。另外，在dq轴中，将从U相的电枢线圈固定轴观察到的d轴的角度(相位)表示为θ。同样，在γδ轴中，将从U相的电枢线圈固定轴观察到的γ轴的角度(相位)表示为θ_e。由θ以及θ_e表示的角度是电角度中的角度，这些一般也被称作旋转位置或磁极位置。由ω或ω_e表示的旋转速度是电角度中的角速度。d轴和γ轴之间的轴误差Δθ被表示为Δθ＝θ-θ_e。

以下，将θ或θ_e称作转子位置，将ω或ω_e称作旋转速度。将作为控制上的旋转轴的γ轴以及δ轴也称作控制轴。在通过推测导出转子位置以及旋转速度的情况下，也能将γ轴以及δ轴称作控制上的推测轴，并且能够将θ_e以及ω_e称作推测转子位置以及推测旋转速度。

电动机控制装置3进行向量控制，使得θ与θ_e一致。θ与θ_e一致时d轴以及q轴与γ轴以及δ轴一致。

将与电动机驱动系统的控制有关的记号按照以下方式进行定义。

将电动机电压V_a的γ轴分量以及δ轴分量分别称作γ轴电压以及δ轴电压，并且用记号vγ以及vδ来表示。

将电动机电流I_a的γ轴分量以及δ轴分量分别称作γ轴电流以及δ轴电流，并且用记号iγ以及iδ来表示。

Ф_a表示基于永磁铁的电枢交链磁通。

L_d以及L_q分别表示d轴电感(电枢线圈的电感的d轴分量)以及q轴电感(电枢线圈的电感的q轴分量)。

R_a表示每个电枢线圈的一相的电阻值。

Ф_a、L_d、L_q以及R_a是根据电动机1的特性预先设定的电动机参数。

将γ轴电压vγ以及δ轴电压vδ应跟踪的γ轴电压vγ以及δ轴电压vδ的目标值分别表示为γ轴电压指令值vγ^*以及δ轴电压指令值vδ^*。

将γ轴电流iγ以及δ轴电流iδ应跟踪的γ轴电流iγ以及δ轴电流iδ的目标值分别表示为γ轴电流指令值iγ^*以及δ轴电流指令值iδ^*。

将旋转速度ω应跟踪的旋转速度ω_e的目标值表示为旋转速度指令值ω^*。将ω^*也称作旋转速度。

另外，iγ也作为表示γ轴电流的值的记号而被使用。对于表示iγ以外的状态量或指令值的记号也同样。另外，在本说明中，为了便于记述，通过表示成记号(iγ等)来省略或略记对应于该记号的状态量等的名称。即，例如，在本说明书中，γ轴电流表示为“iγ”、“电流iγ”或者“γ轴电流iγ”，γ轴电流的值表示为“iγ”、“电流值iγ”或者“γ轴电流值iγ”。

另外，有时将作为信号值而具有指令值iγ^*和/或iδ^*的信号称作电流指令信号，并且有时将作为信号值而具有指令值iγ^*和iδ^*的信号分别称作γ轴电流指令信号和δ轴电流指令信号，且将作为信号值而具有指令值iγ^*和iδ^*的信号分别表示为γ轴电流指令信号iγ^*和δ轴电流指令信号iδ^*。同样，有时将作为信号值而具有指令值vγ^*和/或vδ^*的信号称作电压指令信号，并且有时将作为信号值而具有指令值vγ^*和vδ^*的信号分别称作γ轴电压指令信号和δ轴电压指令信号，且将作为信号值而具有指令值vγ^*和vδ^*的信号分别表示为γ轴电压指令信号vγ^*和δ轴电压指令信号vδ^*。对于其他指令值或状态量也同样。

在电动机控制装置3中，进行向量控制，使得γ轴电压值vγ以及δ轴电压值vδ分别跟踪γ轴电压指令值vγ^*以及δ轴电压指令值vδ^*，且使γ轴电流值iγ以及δ轴电流值iδ分别跟踪γ轴电流指令值iγ^*以及δ轴电流指令值iδ^*。

(第1实施方式)

说明本发明的第1实施方式。图3是第1实施方式的电动机驱动系统的详细框图。图3的电动机驱动系统具备如图1所示的电动机1以及逆变器2、作为图1的电动机控制装置3而起作用的电动机控制装置3_A、相电流传感器11。电动机控制装置3_A包括由符号12～16所参照的各部位而构成。可以认为在电动机控制装置3_A内包括相电流传感器11(在后述的其他实施方式中也同样)。电动机控制装置3_A内的各部位能够自由地利用在电动机控制装置3_A内所生成的各值(在后述的其他实施方式中也同样)。

形成本实施方式以及后述的各实施方式的电动机驱动系统的各部位以规定的更新周期依次更新自身计算(或检测)并输出的指令值(iγ^*、iδ^*、vγ^*、vδ^*等)或状态量(iu、iv、iγ、iδ、θ、ω_e等)，并利用最新的值进行必要的计算。另外，形成本实施方式以及后述的各实施方式的电动机驱动系统的各部位根据需要，利用电动机1的电动机参数(包括Ф_a、L_d、L_q以及R_a)算出指令值或状态量。

相电流传感器11由设置在逆变器2和电动机1间的两个变流器等构成，检测从逆变器2向电动机1提供的电动机电流I_a的固定轴分量即U相电流值i_U 以及V相电流值i_V。另外，从关系式“i_W＝-i_U-i_V”算出W相电流值i_W。

坐标变换部12基于来自位置速度推测部13的转子位置θ_e使U相电流值i_U以及V相电流值i_V坐标变换到γδ轴上的电流值，从而算出γ轴电流值iγ以及δ轴电流值iδ。

位置速度推测部13基于来自坐标变换部12的γ轴电流值iγ以及δ轴电流值iδ、来自电压指令运算部15的γ轴电压指令值vγ^*以及δ轴电压指令值vδ^*，推测轴误差Δθ(参照图2(a))，并利用PI控制(比例积分控制)等来导出转子位置θ_e以及旋转速度ω_e，使得轴误差Δθ收敛为零。由于按照轴误差Δθ收敛为零的方式进行控制，因此在本实施方式中可使γδ轴跟踪dq轴(即，进行dq轴的推测)。

电流指令运算部14基于来自位置速度推测部13的旋转速度ω_e、来自设置在电动机控住装置3_A的外部或内部的旋转速度指令值产生部(未图示)的旋转速度指令值ω^*，算出速度偏差(ω^*-ω_e)，并通过利用PI控制等，按照速度偏差(ω^*-ω_e)收敛为零的方式算出δ轴电流指令值iδ^*之后进行输出。基于来自电压指令运算部15的vγ^*以及vδ^*，在电流指令运算部14中也算出γ轴电流指令值iγ^*，但是该计算方法将在后进行叙述。

电压指令运算部15基于来自电流指令运算部14以及坐标变换部12的iγ^*、iδ^*、iγ、以及iδ，按照电流误差(iγ^*-iγ)以及(iδ^*-iδ)一起收敛于零的方式进行利用PI控制等的电流反馈控制，从而算出γ轴电压指令值vγ^*以及δ轴电压指令值vδ^*。在每次算出vγ^*以及vδ^*时也参照ω_e或iγ、iδ。

坐标变换部16基于来自位置速度推测部13的旋转速度ω_e，对从电压指令运算部15赋予的vγ^*以及vδ^*在三相的固定坐标轴上进行坐标变换，从而算出三相电压指令值之后进行输出。三相电压指令值由指定U相、V相以及W相的U相、V相以及W相电压指令值v_U ^*、v_V ^*以及v_W ^*形成。逆变器2按照实际的U相、V相以及W相电压值v_U、v_V以及v_W分别与U相、V相以及W相电压指令值v_U ^*、v_V ^*以及v_W ^*一致的方式，向电动机1提供对应于三相电压指令值的电动机电流I_a，从而驱动电动机1。

如背景技术中的记载，使永磁铁同步电动机高速旋转时，使用弱磁通控制。即使控制轴(γδ轴)与dq轴偏离时、或者因磁饱和等而导致电动机参数变动时、或者电动机参数中包括误差时，都期望实现稳定的弱磁通控制，但是在现有的电动机驱动控制系统中，若产生电动机参数的变动等，则会因此而产生弱磁通的过度或不足，无法实现期望的弱磁通控制。

在本实施方式中，将基于电动机参数的变动等的弱磁通的过度或不足作为干扰磁通来推测，利用该推测出的干扰磁通来修正弱磁通电流(γ轴电流)之后进行弱磁通控制。由此，即使产生电动机参数的变动等，也能够产生期望的弱磁通。在图3的电流指令运算部14中进行干扰磁通的推测。

说明干扰磁通的推测方法。

与向电动机1的施加电压即电动机电压V_a的振幅一致。因此，在弱磁通控制中，按照

与规定的限制电压值V_om一致的方式生成vγ^*以及vδ^*，但是，实际上，有时在前者与后者之间会产生差。将该差认为是基于干扰磁通的差。认为电压指令信号(vγ^*，vδ^*)与限制电压值V_om之差是由下述式(1a)、(1b)或者(1c)所表示的干扰磁通干扰磁通φ_dis1、φ_dis2或φ_dis3。在本说明书中，表示j的正的平方根(在此，j是任意的正数)。

(数学式1)

$V_{\mathrm{om}}=\sqrt{{v_{\mathrm{\γ}}}^{*2}+{v_{\mathrm{\δ}}}^{*2}}+\mathrm{\ω}{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{dis}1}...\left(1a\right)$

$V_{\mathrm{om}}=\sqrt{{v_{\mathrm{\γ}}}^{*2}+{({v_{\mathrm{\δ}}}^{*}+\mathrm{\ω}{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{dis}2})}^2}...\left(1b\right)$

$V_{\mathrm{om}}=\sqrt{{({v_{\mathrm{\γ}}}^{*}+\mathrm{\ω}{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{dis}3})}^2+{v_{\mathrm{\δ}}}^{\text{*2}}}...\left(1c\right)$

能够根据下述式(2a)、(2b)以及(2c)算出干扰磁通φ_dis1、φ_dis2或φ_dis3。用φ_dis表示应在电流指令运算部14中推测的干扰磁通。电流指令运算部14能够利用式(2a)、(2b)或者(2c)将φ_dis1、φ_dis2或φ_dis3作为干扰磁通φ_dis来进行推测。但是，由于存在式(2c)的平方根中的值(V_om ^*2-vδ^*2)成为负值的情况，因此期望将φ_dis1以及φ_dis2任一方作为干扰磁通φ_dis来进行推测。

(数学式2)

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{dis}1}=\frac{1}{\mathrm{\ω}}(V_{\mathrm{om}}-\sqrt{{v_{\mathrm{\γ}}}^{*2}+{v_{\mathrm{\δ}}}^{*2}})...\left(2a\right)$

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{dis}2}=\frac{1}{\mathrm{\ω}}(\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2+{v_{\mathrm{\γ}}}^{*2}}-{v_{\mathrm{\δ}}}^{*})...\left(2b\right)$

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{dis}3}=\frac{1}{\mathrm{\ω}}(\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2+{v_{\mathrm{\δ}}}^{*2}}-{v_{\mathrm{\γ}}}^{*})...\left(2c\right)$

若按照推测出的干扰磁通φ_dis收敛为零的方式利用PI控制计算出γ轴电流指令值iγ^*，则能够实现不受电动机参数的变动等影响的稳定的弱磁通控制。作为参考，在图4中示出承担这样的PI控制的PI控制器的框图例。但是，此时，如在背景技术中说明的那样，在承担PI控制的PI控制器中需要扭曲对策(用于抑制扭曲现象的产生的处理)，并且进行若磁通控制以及最大转矩控制间的切换时的PI控制器的积分器的处理算法会变得复杂。

考虑到此，在第1实施方式的电动机控制装置3_A中，采用不使用PI控制器的γ轴电流指令值iγ^*的生成法。图5是电动机控制装置3_A的一部分且特别与γ轴电流指令值iγ^*的生成有关的部位的框图。在图5中，符号20是以规定的更新周期依次更新应向电压指令运算部15赋予iγ^*的iγ^*更新部。iγ^*更新部20由根据符号21～25参照的各部位形成。另外，图6表示iγ^*更新部20的一部分的框图。

干扰磁通推测部21基于vγ^*、vδ^*以及V_om与ω_e或ω^*，根据上述式(2a)、(2b)以及(2c)推测干扰磁通φ_dis。此时，作为式(2a)、(2b)以及(2c)中的ω使用ω_e或ω^*。在使用式(2a)、(2b)以及(2c)的情况下，分别推测出φ_dis1、φ_dis2以及φ_dis3，作为φ_dis。限制电压值V_om是在电动机电压V_a中允许的振幅范围的上限值，根据逆变器2的电源电压值决定。从式(2a)、(2b)以及(2c)可知，根据表示电压指令信号(vγ^*，vδ^*)与限制电压值V_om之差的差分信息和旋转速度信息(ω_e或ω^*)推测干扰磁通φ_dis。该差分信息相当于上述式(1a)、(1b)或者(1c)中的ωφ_dis1、ωφ_dis2或者ωφ_dis3。乘法部22输出在干扰磁通φ_dis上相乘规定的增益K_dis而得的值K_dis·φ_dis。

在低通滤波器(以下称作LPF)23中输入与赋予给电压指令运算部15相同的最新的iγ^*。图7表示作为信号值具有iγ^*的γ轴电流指令信号的信号波形。图7的黑色的圆画出了各时刻的iγ^*的值。特别是在过渡响应时，iγ^*时时刻刻变动，由此γ轴电流指令信号具有各种频率分量。LPF23降低包含在自身的输入信号即γ轴电流指令信号中的规定的高频分量，并输出该降低后的γ轴电流指令信号。用式(3)表示LPF23中的输入输出信号间的传递函数H。在传递函数H中，S是拉普拉斯算子，T是规定的时间常数。为了便于说明，用iγ₁ ^*表示LPF23的输出信号的值，即由LPF23降低高频分量之后的γ轴电流指令信号的值。

$H=\frac{1}{1+\mathrm{sT}}...\left(3\right)$

加法部24将通过在LPF23的输出信号值iγ₁ ^*上相加乘法部22的输出信号值K_dis·φ_dis而得到的值(iγ₁ ^*+K_dis·φ_dis)作为候补值iγ₂ ^*来输出。候补值iγ₂ ^*也与iγ^*、iγ₁ ^*以及φ_dis同样地以规定的更新周期被进行依次更新。将每经过更新周期就进行访问的期间称作离散化期间。如图8所示，第(n+1)次离散化期间是在第n次离散化期间的下一次进行访问的离散化期间(n是自然数)。各离散化期间的长度与更新周期的长度相同。将基于第n次离散化期间的iγ₁ ^*以及φ_dis的第n次离散化期间的候补值iγ₂ ^*看作第(n+1)次离散化期间的iγ^*的候补。因此，可将作为信号值而具有候补值iγ₂ ^*的信号称作作为γ轴电流指令信号的候补的候补信号。

在此，为了便于说明，将第n次离散化期间的iγ^*特别标记为iγ^*[n]。在iγ₁ ^*或φ_dis中也同样(在后述的其他实施方式中也同样)。则能够表现为如下方式。将基于iγ₁ ^*[n]以及φ_dis的候补值iγ₂ ^*看作iγ^*[n+1]的候补。

界限部25通过在候补值iγ₂ ^*上附加基于界限值iγ_L ^*的限制，决定应在下一次向电压指令运算部15以及LPF23附加的iγ^*。更具体而言，比较界限值iγ_L ^*[n]和候补值iγ₂ ^*[n]，若不等式“iγ_L ^*[n]≥iγ₂ ^*[n]”成立，则将候补值iγ₂ ^*作为iγ^*[n+1]来输出，另一方面，若不等式“iγ_L ^*[n]＜iγ₂ ^*[n]”成立，则将界限值iγ_L ^*[n]作为iγ^*[n+1]来输出。由此，通常γ轴电流指令值iγ^*被限制在界限值iγ_L ^*以下。

在界限值iγ_L ^*中代入最大转矩控制中驱动电动机1时应提供给电动机1的γ轴电流iγ的值。因此，在使γδ轴跟踪dq轴的情况下，根据下述式(4)算出界限值iγ_L ^*。众所周知，基于式(4)的iγ_L ^*具有负的值。由于基于式(4)的iγ_L ^*依赖iδ^*，因此能够得到不同的iγ_L ^*[n]和iγ_L ^*[n+1]。

(数学式4)

${i_{\mathrm{\γL}}}^{*}=\frac{{\mathrm{\Φ}}_a}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{\frac{{{\mathrm{\Φ}}_a}^2}{4{(L_q-L_d)}^2}+{i_{\mathrm{\δ}}}^{*2}}...\left(4\right)$

在上述构成中，通过在使γ轴电流指令信号iγ^*通过LPF23而得到的信号中加上对应于干扰磁通φ_dis的值(K_dis·φ_dis)，能够修正γ轴电流指令信号。电动机1的旋转速度增加时，基本上电压指令值的大小 增大。由于电动机1的旋转速度大而引起的

达到V_om时，需要进行弱磁通控制。在需要弱磁通控制的状态下，由于生成具有比较大的绝对值的负的iγ₂ ^*来使不等式“iγ_L ^*≥iγ₂ ^*”，因此界限部25不起作用。因此，执行弱磁通控制时，通过基于干扰磁通φ_dis的修正而得到的候补信号iγ₂ ^*直接成为γ轴电流指令信号。一直到被推测的干扰磁通φ_dis变成零为止进行该修正。另外，由于使用LPF23，因此抑制基于修正的振荡(实际的iγ^*以理论上的iγ^*为中心上下起伏的现象)。

由界限部25的界限处理圆滑地进行弱磁通控制与最大转矩控制之间的切换。

即，例如，以电压指令信号(vγ^*，vδ^*)比较大且需要弱磁通控制的状态为起点，降低电动机1的旋转速度，且

低于V_om时，使不等式“iγ_L ^*＜iγ₂ ^*”成立。此时，由于通过界限处理将界限值iγ_L ^*作为γ轴电流指值iγ^*来赋予给电压指令运算部15，因此实现最大转矩控制。即，将对电动机1进行的向量控制圆滑地从弱磁通控制切换至最大转矩控制。

相反，以进行最大转矩控制的状态为起点增加电动机1的旋转速度，且

达到V_om时，如上所述那样不等式“iγ_L ^*≥iγ₂ ^*”成立，并且界限部25不起作用的结果，将对电动机1进行的向量控制圆滑地从最大转矩控制切换至弱磁通控制。

另外，干扰磁通推测部21、乘法部22以及加法部24在作为iγ^*而选择候补值iγ₂ ^*的前提下，按照等式“

”成立的方式生成候补值iγ₂ ^*，但是在执行最大转矩控制时，由于作为γ轴电流指值iγ^*向电压指令运算部15赋予界限值iγ_L ^*，而并非赋予iγ₂ ^*，因此

根据上述构成，由于使用基于电压指令值的大小与限制电压值之间的差分信息的干扰磁通信息，按照电压指令值的大小与限制电压值之间的差分变成零的方式控制γ轴电流，因此不会受到电动机参数的变动等影响，能够实现期望的弱磁通控制。假设即使控制轴(γδ轴)与dq轴偏离也能够正确地将电动机电压V_a的振幅限制在限制电压值内。而且，由于不使用PI控制器而生成γ轴电流指令值iγ^*，因此不需要扭曲对策，并且能够轻易地且圆滑地实现最大转矩控制和弱磁通控制间的切换(以作为iγ^*而采用iγ₂ ^*为基础，按照iγ^*不超过iγ_L ^*的方式施加控制即可)。

在此，补充说明使用干扰磁通信息的γ轴电流的修正。众所周知，在电动机中，磁通与电流成比，不与旋转速度成比，但是电压与磁通和旋转速度成比。因此通过将电压信息(电压指令值的大小与限制电压值之间的差分信息)除以旋转速度，能够制作出不依赖于旋转速度的干扰磁通信息(φ_dis)。在本实施方式中，将该干扰磁通信息作为与电流成比的信息来使用，从而利用在γ轴电流的修正中。利用在干扰磁通信息(φ_dis)上相乘适当的系数(K_dis)来修正γ轴电流，等效于利用在干扰电流信息(误差电流信息)上相乘适当的系数来修正γ轴电流。

[参考：使用PI控制器时的构成例]

另外，为了参考，在图24中示出使用PI控制器按照

变成零的方式进行控制的装置900的框图。v_d ^*以及v_q ^*表示成为d轴电压以及q轴电压的目标的d轴电压指令值以及q轴电压指令值，i_d ^*以及i_q ^*表示成为d轴电流以及q轴电流的目标的d轴电流指令值以及q轴电流指令值。

根据基于i_d ^*以及i_q ^*在电压指令运算部901中计算出的v_d ^*以及v_q ^*、限制电压值V_om，在运算部902中计算

PI控制器按照

变成零的方式由PI控制生成暂定的指令值i_dA ^*。若将指令值i_dA ^*直接作为i_d ^*来赋予给电压指令运算部901，则

被控制为零，但是在实际的系统中，要求i_d ^*不超过预先设定的界限值i_dL ^*。因此，界限部904在不等式“i_dL ^*≥id_A ^*”成立时，将i_dA ^*作为i_dB ^*来输出的一方面，在不等式“i_dL ^*＜i_dA ^*”成立时，将i_dL ^*作为i_dB ^*来输出。界限值i_dL ^*是弱磁通控制实现用的界限值。向切换部905赋予与界限部904的输出值i_dB ^*和用于实现最大转矩控制的d轴电流值一致的值i_dC ^*。切换部905通过在执行弱磁通控制时将i_dB ^*作为i_d ^*来选择，另一方面，在执行最大转矩控制时将i_dC ^*作为i_d ^*来选择，从而实现弱磁通控制以及最大转矩控制间的切换。

公知有若在PI控制器的输出上施加基于界限值的限制，则产生因PI控制器的积分器过度进行累算而导致的扭曲现象。作为用于抑制扭曲现象的产生的方法具有停止积分的方法或设置带界限的积分器等方法，但是构成为需要判断积分的重新开始条件的处理等，使得处理算法复杂化。

在弱磁通控制以及最大转矩控制间切换正在执行的向量控制时也同样，为了在切换时避免积分器过度进行累算，需要在PI控制器无效的期间(在图24中是作为i_d ^*选择i_dC ^*的期间)停止积分器中的积分。另外，不考虑积分器的累算值而重新开始PI控制时不能进行圆滑的切换。因此，在如图24所示的构成中，需要考虑到积分器的累算值而进行PI控制的重新开始条件的充分/不充分判断或者按照PI控制器的输出不会不连续的方式更新或再设定积分器的累算值等处理，但是这些处理会使处理算法复杂化。

另外，能够将图24所示的装置900的构成变形为图25所示的构成。图25所示的装置900a中除了电压指令运算部901、运算部902以及PI控制器903外，还设有界限部904a。向界限部904a赋予可变界限值i_dL′^*和PI控制器903的输出值i_dA ^*。界限部904a在不等式“i_dL′^*≥i_dA ^*”成立时，将i_dA ^*作为i_d ^*来输出的一方面，在不等式“i_dL′^*＜i_dA ^*”成立时，将i_dL ^*作为i_d ^*来输出。在可变界限值i_dL′^*中，执行弱磁通控制时代入弱磁通控制实现用的界限值，执行最大转矩控制时代入最大转矩控制实现用的界限值。由于在装置900a中也能得到与在装置900中生成的i_d ^*相同的i_d ^*，因此可以说装置900与装置900a是等效的装置。通常由固定的界限值限制界限部的界限处理，但是若使该届限值如图25的构成那样可变，且根据运算式或表格决定，则能得到与设置了切换部905时同样的效果。

[LPF的配置位置的变形例]

图5的iγ^*更新部20中，在基于干扰磁通信息的修正之前进行了低通滤波处理，但是也可以在基于干扰磁通信息的修正值后进行低通滤波处理。即，可以代替图5的iγ^*更新部20，在图3的电流指令运算部14中设置图9的iγ^*更新部20a，并利用iγ^*更新部20a来生成iγ^*。图10是iγ^*更新部20a的一部分的框图。

iγ^*更新部20a由根据符号21、22、23a、24a以及25所参照的各部位构成。在iγ^*更新部20a中，干扰磁通推测部21以及乘法部22根据上述的方法算出值(K_dis·φ_dis)，加法部24a对与输入给电压指令运算部15的iγ^*相同的iγ^*加上乘法部22的输出值(K_dis·φ_dis)，并向LPF23a输出该加法运算结果(iγ^*+K_dis·φ_dis)。为了便于说明，设(iγ^*+K_dis·φ_dis)＝iγ₃ ^*，将作为信号值而具有值iγ₃ ^*的信号称作中间信号。

LPF23a降低包含在自身的输入信号即中间信号iγ₃ ^*中的规定的高频分量，并将该降低后的信号作为候补信号iγ₂ ^*来输出。LPF23a的输入输出信号间的传递函数与LPF23中的传递函数相同。将候补信号iγ₂ ^*的信号值(即候补值iγ₂ ^*)发送给界限部25。界限部25的功能在iγ^*更新部20以及20a间相同。即，通过从iγ^*[n]以及φ_dis[n]算出iγ₃ ^*[n]，并降低包含iγ₃ ^*[n]的中间信号iγ₃ ^*的高频分量来获得iγ₂ ^*[n](当然，iγ₂ ^*[n]的生成除了iγ₃ ^*[n]之外，也与iγ₃ ^*[n-1]等有关)。界限部25在不等式“iγ_L ^*[n]≥iγ₂ ^*[n]”成立时将候补值iγ₂ ^*作为iγ^*[n+1]来输出的一方面，在不等式“iγ_L ^*[n]＜iγ₂ ^*[n]”成立时将界限值iγ_L ^*作为iγ^*[n+1]来输出。

以第n次离散化周期为基准考虑时，iγ^*[n+1]对应于更新后的γ轴电流指令信号，更新前的γ轴电流指令信号对应于iγ^*[n+1]以前的γ轴电流指令信号(即，iγ^*[n]或iγ^*[n-i]～iγ^*[n])(i是自然数)。

在图5的iγ^*更新部20中，通过利用电压指令值的大小与限制电压值的差分信息(更具体而言，利用推测干扰磁通φ_dis)来修正使更新前的γ轴电流指令信号通过LPF23而得到的信号，从而生成候补信号iγ₂ ^*。另一方面，在图9的iγ^*更新部20a中，通过利用上述差分信息(更具体而言，利用推测干扰磁通φ_dis)来修正更新前的γ轴电流指令信号之后使其通过LPF23，从而生成候补信号iγ₂ ^*。在iγ^*更新部20或20a中，界限部25通过由界限值iγ_L ^*限制候补信号的信号值(即，候补值iγ₂ ^*)来生成更新后的γ轴电流指令信号。

在iγ^*更新部20中，包括干扰磁通推测部21、乘法部22、LPF23以及加法部24的部位作为候补信号生成部起作用的一方面，在iγ^*更新部20a中，包括干扰磁通推测部21、乘法部22、LPF23a以及加法部24a的部位作为候补信号生成部起作用。

[关于限制电压值V_om]

在iγ^*更新部20或20a中，按照施加给根据电压指令信号(vγ^*，vδ^*)的电动机1的施加电压不超过限制电压值V_om的方式(即，按照电动机电压V_a的振幅|V_a|不超过限制电压值V_om的方式)生成iγ₂ ^*以及iγ^*。但是，在电动机1的旋转速度的加速期间，振幅|V_a |也有时会过度地超过限制电压值V_om。考虑到此，在iγ^*更新部20或20a中，根据电动机1的旋转速度的变化状态改变限制电压值V_om(但是，也可以将V_om通常设定成固定)。这里的旋转速度是由旋转速度指令值ω^*规定的旋转速度，也可以是ω_e。

例如，在过渡响应期间作为限制电压值V_om使用比较小的电压值V_om1，在稳定状态期间限制电压值V_om使用比较大的电压值V_om2。V_om1＜V_om2。如图11所示，在过渡响应期间，除了包括旋转速度(ω^*或ω_e)变化的期间之外，还包括以从旋转速度变化的状态转移到旋转速度(ω^*或ω_e)保持一定速度的状态的时刻为起点并一直到经过规定时间Δt为止的期间。过渡响应期间以外的期间是稳定状态期间，在稳定状态期间，旋转速度(ω^*或ω_e)保持一定速度。Δt是一直到实际的旋转速度稳定在某一固定的旋转速度为止所需的时间。另外，即使是过渡响应期间，在旋转速度(ω^*或ω_e)减少的期间、以及以从旋转速度(ω^*或ω_e)减少的状态向旋转速度(ω^*或ω_e)保持固定速度的状态转移的时刻为起点并一直到经过规定时间Δt为止的期间，也可以作为限制电压值V_om而电压值V_om2。

图12的图表51以及52表示如图12的图表53所示的使ω^*增加时观测到的V_om、|V_a|以及iγ^*的波形。在图表51～53中，折线61表示限制电压值V_om的变化情况，曲线62表示电动机电压V_a的振幅|V_a|的变化情况，曲线63表示iγ^*的变化情况，折线64表示ω^*的变化情况。从图12可看出，在过渡响应期间，振幅|V_a|也有时会暂时性地超过限制电压值V_om。因此，在过渡响应期间，不优选将限制电压值V_om预先设定在允许界限的极限值(对应于V_om2)上。所以，在过渡响应期间，将相对于这样的极限值而具有富余的值(对应于V_om1)设定为限制电压值V_om。由此，即使在过渡响应期间也能够将振幅|V_a|确实地抑制在允许界限内。

在电压值V_om1以及V_om2内，至少将电压值V_om2设为过调制区域的电压值。也可以将电压值V_om1也设为过调制区域的电压值。过调制区域的电压值指在逆变器2中进行过调制时应向电动机1施加的电压的值(更具体而言是电动机电压V_a的振幅|V_a|的值)。

逆变器2能够使用正弦波PWM控制来驱动电动机1。在正弦波PWM控制中，由PWM将提供给逆变器2的直流电压变换成由三个正弦波状的交流电压构成的三相交流电压，向电动机1的各相提供各正弦波状的交流电压。但是，在想要向电动机1提供超过由正弦波PWM控制可输出的最大电压的电压的情况下，逆变器2可以代替正弦波PWM控制而利用矩形波驱动。在矩形波驱动中，针对电动机1的各相，施加具有类似于矩形波的电压波形的电压。用于实现这样的矩形波驱动的调制方式或者PWM一般被称作过调制或过调制PWM。在逆变器2中进行过调制时，电动机电压V_a的振幅的大小(即，|V_a|的值)超过“

”。V_dc指提供给逆变器2的上述直流电压的值。

另外，在图3的构成中，使用设置在逆变器2和电动机3之间的相电流传感器11直接检测流过逆变器2和电动机3之间的U相电流i_U以及V相电流i_V。因此图3的构成中的电流值i_U 和i_V以及基于这些值的电流值iγ和iδ被称作向电动机1的供给电流的检测值。但是，也可以通过推测处理来检测电流值i_U和i_V。例如，也可以通过设置在直流电源以及逆变器2之间的电流传感器11a(未图示)检测流过向逆变器2提供上述直流电压的直流电源(未图示)与逆变器2之间的电流，并且基于检测出的直流电源和逆变器2之间的电流的值来推测电流值i_U以及i_V。通过这些推测导出的电流值i_U和i_V以及基于这些值的电流值iγ和iδ被称作向电动机1的供给电流的推测值(但是，由于并非取代使用电流传感器的情况，因此也可以解释为基于电流传感器11a的检测结果的电流值i_U、i_V、iγ以及iδ也是向电动机1的供给电流的检测值)。在后述的实施方式中也能够应用使用电流传感器11a来推测电流值i_U 、i_V、iγ以及iδ的方法。

(第2实施方式)

说明本发明的第2实施方式。第2实施方式以及后述的各实施方式是以第1实施方式为基础的实施方式，不存在矛盾的情况下能够在第2实施方式以及后述的各实施方式中应用第1实施方式的记载。另外，该应用之际，适当无视分配给同一名称的部位的符号的差异(例如，分配在“电动机控制装置”的符号3_A以及3_B的差异；参照图3以及图13)。

在第1实施方式中所叙述的不是用PI控制部的方法也能够利用在iγ^*以外的指令值等的生成中。在第2实施方式中，将该方法利用在电压指令信号(vγ^*，vδ^*)的生成中。

图13是表示第2实施方式的电动机驱动系统的详细框图。图13的电动机驱动系统具备图1所示的电动机1以及逆变器2、作为图1的电动机控制装置3而起作用的电动机控制装置3_B、相电流传感器11。电动机控制装置3_B包括根据符号12、13、114、115以及16所参照的各部位而构成。图13的电动机控制装置3_B中的坐标变换部12和16以及位置速度推测部13与第1实施方式中的那些部件相同(参照图3)。在第2实施方式中也与第1实施方式同样，按照轴误差Δθ变成零的方式推测转子位置θ_e以及旋转速度ω_e。

电流指令运算部114算出速度偏差(ω^*-ω_e)，并且通过利用PI控制等，按照速度偏差(ω^*-ω_e)收敛为零的方式算出δ轴电流指令值iδ^*来输出。而且，电流指令运算部114根据需要利用iδ^*等的同时算出用于实现期望的向量控制(最大转局控制或弱磁通控制)的γ轴电流指令值iγ^*。也可以将电流指令运算部114作为与图3的电流指令运算部14相同的部件。

电压指令运算部115按照基于来自电流指令运算部114以及坐标变换部12的iγ^*、iδ^*、iγ以及iδ的电流误差(iγ^*-iγ)以及(iδ^*-iδ)都收敛为零的方式，算出γ轴电压指令值vγ^*以及δ轴电压指令值vδ^*。在该计算中一般使用PI控制，但是电压指令运算部115在不使用PI控制的情况下算出vγ^*以及vδ^*。

图14表示电压指令运算部115的内部框图。电压指令运算部115由乘法部121以及131、LPF122以及132、加法部123以及133、界限部140形成。以规定的更新周期更新向电压指令运算部115输入的iγ^*、iγ、iδ^*以及iδ的值，并且电压指令运算部115以规定的更新周期更新自身输出的vγ^*以及vδ^*。

向乘法部121输入γ轴电流中的目标值与检测值(或者推测值)之间的差分信息即(iγ^*-iγ)，向乘法部131输入δ轴电流中的目标值与检测值(或者推测值)之间的差分信息即(iδ^*-iδ)。乘法部121以及131分别输出在(iγ^*-iγ)以及(iδ^*-iδ)上相乘规定的比例增益K_P之后得到的值K_P·(iγ^*-iγ)以及K_P·(iδ^*-iδ)。

在LPF122以及132中依次分别输出从界限部140输出的最新的vγ^*以及vδ^*。界限部140输出的vγ^*以及vδ^*与电压指令运算部115输出的vγ^*以及vδ^*相同。作为信号值而具有指令值vγ^*以及vδ^*的γ轴电压指令信号以及δ轴电压指令信号具有各种频率分量。LPF122降低包含在自身的输入信号即γ轴电压指令信号中的规定的高频分量，并输出该降低后的γ轴电压指令信号。同样，LPF132降低包含在自身的输入信号即δ轴电压指令信号中的规定的高频分量，并输出该降低后的δ轴电压指令信号。LPF122以及132中的输入输出信号间的传递函数与图5的LPF23的传递函数相同。为了便于说明，分别用vγ₁ ^*以及vδ₁ ^*表示LPF122以及132的输出信号的值即被LPF122以及132降低高频分量之后的γ轴电压指令信号的值以及δ轴电压指令信号的值。

加法部123将通过在LPF122的输出信号值vγ₁ ^*上相加乘法部121的输出信号值K_P·(iγ^*-iγ)而得到的值(vγ₁ ^*+K_P·(iγ^*-iγ))作为候补值vγ₂ ^*来输出。同样，加法部133将通过在LPF132的输出信号值vδ₁ ^*上相加乘法部131的输出信号值K_P·(iδ^*-iδ)而得到的值(vδ₁ ^*+K_P·(iδ^*-iδ))作为候补值vδ₂ ^*来输出。候补值vγ₂ ^*以及vδ₂ ^*也与vγ^*以及vδ^*等同样地在规定的更新周期内依次被更新。

将基于第n次离散化期间的vγ₁ ^*以及(iγ^*-iγ)的第n次离散化期间中的候补值vγ₂ ^*作为第(n+1)次离散化期间的vγ^*的候补来处理。即，将基于vγ₁ ^*[n]以及(iγ^*-iγ)[n]的候补值vγ₂ ^*[n]作为vγ^*[n+1]的候补来处理。同样，将基于vδ₁ ^*[n]以及(iδ^*-iδ)[n]的候补值vδ₂ ^*[n]作为vδ^*[n+1]的候补来处理。因此，作为信号值而具有候补值vγ₂ ^*以及vδ₂ ^*的信号可分别被称作γ轴电压指令信号以及δ轴电压指令信号。

界限部140通过对vγ₂ ^*以及vδ₂ ^*施加规定的限制来决定下一次的vγ^*以及vδ^*。例如，向vγ₂ ^*以及vδ₂ ^*施加根据下述式(5a)以及(5b)的限制。

(数学式5)

${v_{\mathrm{\γ}}}^{*}=\begin{array}{}\end{array}\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{sign}\left({v_{\mathrm{\γ}2}}^{*}\right)\·V_{\mathrm{\γ}\max }& \left(\mathrm{if}\right|{v_{\mathrm{\γ}2}}^{*}|>V_{\mathrm{\γ}\max })\\ {v_{\mathrm{\γ}2}}^{*}& \left(\mathrm{otherwise}\right)\end{array}\right....\left(5a\right)$

${v_{\mathrm{\δ}}}^{*}=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{sign}\left({v_{\mathrm{\δ}2}}^{*}\right)\·\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{v_{\mathrm{\γ}}}^{*2}}& (\mathrm{if}\sqrt{{v_{\mathrm{\γ}}}^{*2}+{v_{\mathrm{\δ}2}}^{*2}}>V_{\mathrm{om}})\\ {v_{\mathrm{\δ}2}}^{*}& \left(\mathrm{otherwise}\right)\end{array}\right....\left(5b\right)$

根据vγ₂ ^*[n]以及vδ₂ ^*[n]决定vγ^*[n+1]以及vδ^*[n+1]时，首先决定vγ^*[n+1]，之后基于vγ^*[n+1]决定vδ^*[n+1]。即，首先判断第一不等式“|vγ₂ ^*[n]|＞vγ_max”是否成立，在第一不等式成立的情况下，在vγ^*[n+1]中代入sign(vγ₂ ^*[n])·vγ_max的一方面，在第一不等式不成立的情况下，在vγ^*[n+1]中代入vγ₂ ^*[n]。接着，判断第二不等式“

”是否成立，在第二不等式成立的情况下，在vδ^*[n+1]中代入

的一方面，在第二不等式不成立的情况下，在vδ^*[n+1]中代入vδ₂ ^*[n]。

在此，sign(vγ₂ ^*[n])在vγ₂ ^*[n]≥0的情况下为1，在vγ₂ ^*[n]＜0的情况下为(-1)。sign(vδ₂ ^*[n])在vδ₂ ^*[n]≥0的情况下为1，在vδ₂ ^*[n]＜0的情况下为(-1)。vγ_max是基于向逆变器2的供给直流电压V_dc而决定的规定的限制电压值。在界限部140中使用的v_om与第1实施方式中所述的v_om相同。

通过如上所述的界限处理，电压指令值的大小

被限制在v_om以下。此时，比起vδ^*优先决定vγ^*。这是因为γ轴电流是用于限制控制励磁磁通而在电动机1中所产生的感应电压的电流，因此产生电压饱和时应优先用于使γ轴电流流过的γ轴电压。因此，如上所述，优先将γ轴电压指令值限制为期望的限制电压值vγ_max，基于其结果限制δ轴电压指令值。根据γ轴电压指令值能够保证δ轴电压指令值的下限，但是根据需要进行γ轴电压指令值的限制即可，也可以省略。即，无需根据上述式(5)，通常也可以对vγ^*[n+1]代入vγ₂ ^*[n]。

但是，若无视界限处理，则从输入信号(iγ^*-iγ)生成输出信号vγ^*的模块(包括部位121～123的模块)的传递函数是K_P(1+1/sT)(对于δ轴分量也同样)。另一方面，若同样无视界限处理，则图26所示的PI控制器中的传递函数是K_P(1+K_I/K_PS)。K_P是如上所述那样的比例增益，K_I是PI控制中的积分增益。在电压指令运算部115中，能够从(iγ^*-iγ)以及(iδ^*-iδ)获得使用PI控制器时同样的vγ^*以及vδ^*，但是若利用使K_P(1+1/sT)＝K_P(1+K_I/K_PS)成立的T，则能够使电压指令运算部115具有与期望的PI控制等同的特性。即，若在乘法部121以及131中使用与PI控制中的比例增益相同的比例增益K_P，并且在LPF122以及133中使用满足T＝K_P/K_I的时间常数T，则能够使电压指令运算部115具有与期望的PI控制等同的特性。这样的时间常数T的决定方法能够应用在上述的第1实施方式中，也能够应用在后述的其他实施方式中(在第1实施方式中，K_dis对应于比例增益)。

[LPF的配置位置的变形例]

在图14的电压指令运算部115中，通过在使电压指令信号(vγ^*，vδ^*)经过LPF122以及132而得到的信号(vγ₁ ^*，vδ₁ ^*)上加上对应于电流的差分信息(iγ^*-iγ)以及(iδ^*-iδ)的值，修正电压指令信号。修正后的信号值是vγ₂ ^*、vδ₂ ^*，一直到(iγ^*-iγ)以及(iδ^*-iδ)变成零为止进行该修正。

如上所述，在图14的电压指令运算部115中，在基于电流的差分信息的修正之前进行了低通滤波处理，但是也可以在该修正之后进行低通滤波处理。即，也可以代替电压指令运算部115，在电动机控制装置3_B内设置图15的电压指令运算部115a，利用电压指令运算部115a来生成vγ^*以及vδ^*。图15是电压指令运算部115a的框图。

电压指令运算部115a由乘法部121和131、LPF122a和132a、加法部123a和133a、以及界限部140形成。在电压指令运算部115a中，乘法部121和131根据上述的方法，计算并输出值K_P·(iγ^*-iγ)以及K_P·(iδ^*-iδ)。加法部123a和133a分别在从界限部140输出的vγ^*以及vδ^*上加上乘法部121和131的输出值，向LPF122a和132a输出其加法运算结果(vγ^*+K_P·(iγ^*-iγ))以及(vδ^*+K_P·(iδ^*-iδ))。为了便于说明，设(vγ^*+K_P·(iγ^*-iγ))＝vγ₃ ^*且(vδ^*+K_P·(iδ^*-iδ))＝vδ₃ ^*，并且将作为信号值而具有值vγ₃ ^*以及vδ₃ ^*的信号称作中间信号。

LPF122a和132a分别降低包含在自身的输入信号即中间信号vγ₃ ^*以及vδ₃ ^*中的规定的高频分量，将该降低后的信号作为候补信号vγ₂ ^*以及vδ₂ ^*来输出。LPF122a和132a中的输入输出信号间的传递函数与LPF122和132中的传递函数相同。将候补信号vγ₂ ^*以及vδ₂ ^*发送给界限部140。界限部140的功能在电压指令运算部115和115a间相同。即，通过从vγ^*[n]以及(iγ^*-iγ)[n]算出vγ₃ ^*[n]，并降低包括vγ₃ ^*[n]的中间信号vγ₃ ^*的高频分量，从而获得vγ₂ ^*[n](当然，在vγ₂ ^*[n]的生成中除了vγ₃ ^*[n]外，还与vγ₃ ^*[n-1]等有关)。同样获得vδ₂ ^*[n]。而且，通过对vγ₂ ^*[n]以及vδ₂ ^*[n]施加规定的限制来生成vγ^*[n+1]以及vδ^*[n+1]。

以第n次离散化周期为基准考虑时，vγ^*[n+1]对应于更新后的γ轴电压指令信号，更新前的γ轴电压指令信号对应于vγ^*[n+1]以前的γ轴电压指令信号(即，对应于vγ^*[n]或vγ^*[n-i]～vγ^*[n])(i是自然数)。对于δ轴分量也同样。

在图14的电压指令运算部115中，通过利用电流的差分信息(iγ^*-iγ)以及(iδ^*-iδ)来修正使更新前的电压指令信号经过LPF122以及132而得到的信号，从而生成候补信号(vγ₂ ^*，vδ₂ ^*)。另一方面，在图15的电压指令运算部115a中，通过利用上述差分信息修正更新前的电压指令信号之后使其经过LPF122a和132a，从而生成候补信号(vγ₂ ^*，vδ₂ ^*)。在电压指令运算部115和115a中，界限部140通过对候补信号的信号值(即，候补值vγ₂ ^*以及vδ₂ ^*)施加规定的限制，从而生成更新后的电压指令信号。

在图14的电压指令运算部115中，包括乘法部121和131、LPF122和132、以及加法部123和133的部位作为候补信号生成部发挥功能的一方面，在图15的电压指令运算部115a中，包括乘法部121和131、LPF122a和132a、以及加法部123a和133a的部位作为候补信号生成部发挥功能。

在本实施方式中，由于不使用PI控制器而生成电压指令信号(vγ^*，vδ^*)，因此不需要电压指令运算部中的扭曲对策，可简化处理。

(第3实施方式)

说明本发明的第3实施方式。在第1实施方式所述的不使用PI控制器的方法也能够应用在iγ^*以外的指令值的生成中。在第3实施方式中，将该方法利用在δ轴电流指令信号的生成中。

图16是第3实施方式的电动机驱动系统的详细框图。图16的电动机驱动系统具备图1所示的电动机1和逆变器2、作为图1的电动机控制装置3发挥功能的电动机控制装置3_C、相电流传感器11。电动机控制装置3_C包括符号12、13、214、15以及16所参照的各部位而构成。图16的电动机控制装置3_C中的坐标变换部12和16、位置速度推测部13以及电压指令运算部15与第1实施方式中的这些部件相同(参照图3)。作为电动机控制装置3_C中的电压指令运算部15，也可以使用第2实施方式所述的电压指令运算部115或115a(参照图14或图15)。在第3实施方式中也与第1实施方式同样地按照轴误差Δθ收敛为零的方式推测转子位置θ_e以及旋转速度ω_e。

电流指令运算部214算出速度偏差(ω^*-ω_e)，并按照速度偏差(ω^*-ω_e)收敛为零的方式计算并输出δ轴电流指令值iδ^*。而且，电流指令运算部214根据需要利用iδ^*等，算出用于实现期望的向量控制(最大转矩控制或弱磁通控制)的γ轴电流指令值iγ^*。也可以在电流指令运算部214中设置图5的iγ^*更新部20或图9的iγ^*更新部20a，并且利用iγ^*更新部20或20a来算出iγ^*。将在电流指令运算部214中计算出的iγ^*以及iδ^*提供给电压指令运算部15。

电流指令运算部214根据不使用PI控制的方法算出iδ^*。图17表示设置在电流指令运算部214中的iδ^*更新部220的内部框图。iδ^*更新部220由乘法部221、LPF222、加法部223以及界限部224形成。iδ^*更新部220以规定的更新周期更新自身输出的iδ^*。

在电动机控制装置3_C中，根据基于iγ等的推测处理导出了旋转速度ω_e，但是也可以利用传感器(未图示)来检测旋转速度ω_e(参照后述的第5实施方式)。向乘法部221输入作为电动机1的旋转速度的目标值与检测值或推测值之间的差分信息的(ω^*-ω_e)。乘法部221输出在(ω^*-ω_e)上相乘规定的比例增益K_P而得到的K_P·(ω^*-ω_e)。

向LPF222连续地输入从界限部224输出的被更新的iδ^*。界限部224输出的iδ^*与电流指令运算部214输出的iδ^*相同。作为信号值而具有指令值iδ^*的δ轴电流指令信号具有各种频率分量。LPF222降低包含在自身的输入信号即δ轴电流指令信号中的规定的高频分量，并输出该降低后的δ轴电流指令信号。LPF222中的输入输出信号间的传递函数与图5的LPF23的传递函数相同。为了便于说明，用iδ₁ ^*表示LPF222的输出信号的值即被LPF222降低高频分量之后的δ轴电流指令信号的值。

加法部223将通过在LPF222的输出信号值iδ₁ ^*上加上乘法部221的输出信号值K_P·(ω^*-ω_e)而得到的值(iδ₁ ^*+K_P·(ω^*-ω_e))作为候补值iδ₂ ^*来输出。候补值iδ₂ ^*也与iδ^*等同样地在规定的更新周期中被依次更新。

将基于第n次离散化期间的iδ₁ ^*以及(ω^*-ω_e)的第n次离散化期间的候补值iδ₂ ^*作为第(n+1)次离散化期间的iδ^*的候补来进行处理。即，将基于iδ₁ ^*[n]以及(ω^*-ω_e)[n]的候补值iδ₂ ^*[n]作为iδ^*[n+1]的候补来进行处理。因此，可以将作为信号值而具有候补值iδ₂ ^*的信号称作作为δ轴电流指令信号的候补。

界限部224通过对iδ₂ ^*施加规定的限制来决定下一个iδ^*。该限制是使iδ^*不会超过规定的界限值iδ_L ^*的限制。可以将界限值iδ_L ^*(在第n次离散化期间是iδ_L ^*[n])作为对应于电动机1等的特性的固定值。例如，比较界限值iδ_L ^*[n]和候补值iδ₂ ^*[n]，如不等式“iδ_L ^*[n]≥iδ₂ ^*[n]”成立，则作为iδ^*[n+1]输出候补值iδ₂ ^*[n]，另一方面，若不等式“iδ_L ^*[n]＜iδ₂ ^*[n]”成立，则作为iδ^*[n+1]输出界限值iδ_L ^*[n]。由此，δ轴电流指令值iδ^*通常被限制在界限值iδ_L ^*以下。

[LPF的配置位置的变形例]

在图17的iδ^*更新部220中，通过在使δ轴电流指令信号经过LPF222而得到的信号i_δ1 ^*上加上对应于旋转速度的差分信息(ω^*-ω_e)的值，从而修正δ轴电流指令信号。修正后的信号值是iδ₂ ^*，一直到(ω^*-ω_e)变成零为止进行该修正。

如上所述，在图17的iδ^*更新部220中，在基于旋转速度的差分信息的修正之前进行低通滤波处理，但是也可以在该修正之后进行低通滤波处理。即，也可以代替图图17的iδ^*更新部220，在图16的电流指令运算部214中设置图18的iδ^*更新部220a，并利用iδ^*更新部220a来生成iδ^*。图18是iδ^*更新部220a的框图。

iδ^*更新部220a由乘法部221、LPF222a、加法部223a以及界限部224形成。在iδ^*更新部220a中，乘法部221根据上述的方法，计算并输出K_P·(ω^*-ω_e)。加法部223a在从界限部224输出的iδ^*上加上乘法部221的输出值，并将该加法运算结果(iδ^*+K_P·(ω^*-ω_e))输出给LPF222a。为了便于说明，设(iδ^*+K_P·(ω^*-ω_e))＝iδ₃ ^*，并且将作为信号值而具有值iδ₃ ^*的信号称作中间信号。

LPF222a降低包含在自身的输入信号即中间信号iδ₃ ^*中的规定的高频分量，并将该降低后的信号作为候补信号iδ₂ ^*来输出。LPF222a中的输入输出信号间的传递函数与LPF222中的传递函数相同。向界限部224发送候补信号iδ₂ ^*。界限部224的功能在iδ^*更新部220和220a间是相同的。即，根据iδ^*[n]以及(ω^*-ω_e)[n]算出iδ₃ ^*[n]，通过降低包含iδ₃ ^*[n]的中间信号iδ₃ ^*的高频分量来获得iδ₂ ^*[n](当然，iδ₂ ^*[n]的生成除了iδ₃ ^*[n]之外，也与i₃ ^*[n-1]等有关)。而且，通过对iδ₂ ^*[n]施加规定的限制来生成iδ^*[n+1]。

以第n次离散化周期为基准考虑时，iδ^*[n+1]对应于更新后的δ轴电流指令信号，更新前的δ轴电流指令信号对应于iδ^*[n+1]以前的δ轴电流指令信号(即，iδ^*[n]或iδ^*[n-i]～iδ^*[n])(i是自然数)。

在图17的iδ^*更新部220中，通过利用旋转速度的差分信息(ω^*-ω_e)来修正使更新前的δ轴电流指令信号经过LPF222而得到的信号，从而生成候补信号iδ₂ ^*。另一方面，在图18的iδ^*更新部220中，通过利用上述差分信息修正更新前的δ轴电流指令信号之后使其经过LPF222a，从而生成候补信号iδ₂ ^*。在iδ^*更新部220中，界限部224通过对候补信号的信号值(即，候补值iδ₂ ^*)施加规定的限制来生成更新后的δ轴电流指令信号。

在图17的iδ^*更新部220中，包括乘法部221、LPF222以及加法部223的部位作为候补信号生成部起作用，另一方面，在图18的iδ^*更新部220a中，包括乘法部221、LPF222a以及加法部223a的部位作为候补信号生成部发挥功能。

[关于转矩指令]

另外，在上述的说明中，图17以及图18所示的各部位输出电流信息，但是也可以使图17以及图18所示的各部位输出转矩信息。即，也可以使图17的界限部224输出转矩指令值trq^*，并根据此，使LPF222以及加法部223分别输出trq₁ ^*以及trq₂ ^*。同样，使图18的界限部224输出转矩指令值trq^*。使图17以及图18所示的各部位输出转矩信息时的动作与使图17以及图18所示的各部位输出电流信息时的动作相同(在前者与后者间只有输出信息的维数不同)。

trq^*是(iδ^*×K_T)，trq₁ ^*、trq₂ ^*以及trq₃ ^*分别是(iδ₁ ^*×K_T)、(iδ₂ ^*×K_T)以及(iδ₃ ^*×K_T)。K_T是电动机1的转矩常数。在从界限部224输出转矩指令值trq^*的情况下通过将该转矩指令值trq^*除以转矩常数K_T来求出iδ^*。转矩指令值trq^*表示电动机1产生转矩的目标值。可将作为信号值而具有转矩指令值trq^*的信号称作转矩指令信号。

在本实施方式中，由于不使用PI控制器而生成δ轴电流指令信号或转矩指令信号，因此不需要生成这些信号的部位中的扭曲对策，可简化处理。

(第4实施方式)

说明本发明的第4实施方式。在第1实施方式中所述的不使用PI控制器的方法也能够利用在iγ^*以外的指令值等的生成中。在第4实施方式中，将该方法利用在推测旋转角度ω_e的生成中。

图19是第4实施方式的电动机驱动系统的说明框图。图19的电动机驱动系统具备如图1所示的电动机1以及逆变器2、作为图1的电动机控制装置3而起作用的电动机控制装置3_D、相电流传感器11。电动机控制装置3_D包括根据符号12、313、214、15以及16所参照的各部位而构成。图19的电动机控制装置3_D中的坐标变换部12和16以及电压指令运算部15与第1实施方式中的这些部件相同(参照图3)。图19的电动机控制装置3_D中的电流指令运算部214与第3实施方式中的电流指令运算部相同(参照图16)。但是，也可以作为电动机控制装置3_D中的电压指令运算部15利用第2实施方式中所述的电压指令运算部115或115a(参照图14和图15)，作为电动机控制装置3_D中的电流指令运算部214利用第1或第2实施方式中所述的电流指令运算部14或114(参照图3或图13)。

在第4实施方式中也与第1实施方式同样地按照轴误差Δθ收敛为零的方式推测转子位置θ_e以及旋转速度ω_e。位置速度推测部313根据不使用PI控制的方式算出θ_e以及ω_e。图20表示设置在位置速度推测部313中的ω_e更新部320的内部框图。ω_e更新部320由乘法部321、LPF322、加法部323以及界限部324形成。ω_e更新部320以规定的周期更新自身输出的ω_e。

向乘法部321输入d轴与作为q轴的推测轴的γ轴之间的轴误差Δθ(参照图2(a))。位置速度推测部313能够根据公知的任意的方法推测轴误差Δθ。例如，能够基于iγ、iδ、vγ^*以及vδ^*内的全部或一部分推测轴误差Δθ。乘法部321输出在Δθ上相乘规定的比例增益K_P而得到的值K_P·Δθ。

LPF322连续地输入从界限部324输出的最新的ω_e。界限部324输出的ω_e与位置速度推测部313输出的ω_e相同。作为信号值而具有推测旋转速度ω_e的旋转速度信号、即推测速度信号具有各种频率分量。LPF322降低包含在自身的输入信号即推测速度信号中的规定的高频分量，并输出该降低后的推测速度信号。LPF322中的输入输出信号间的传递函数与图5的LPF23的传递函数相同。为了便于说明，用ω_e1表示LPF322的输出信号的值，即被LPF322降低了高频分量之后的推测速度信号的值。

加法部323将通过在LPF322的输出信号值ω_e1上加上乘法部321的输出信号值K_P·Δθ而得到的值(ω_e1+K_P·Δθ)作为候补值ω_e2来输出。候补值ω_e2也与候补值ω_e等同样地在规定的更新周期中被依次更新。

将基于第n次离散化期间的ω_e1以及Δθ的第n次离散化期间的候补值ω_e2作为第(n+1)此离散化期间的ω_e的候补来进行处理。即，将基于ω_e1[n]以及Δθ[n]的候补值ω_e2[n]作为ω_e[n+1]来进行处理。因此，可以将作为信号值而具有候补值ω_e2的信号称作作为推测速度信号的候补的候补信号。

界限值324通过对ω_e施加规定的限制来决定下一个ω_e。该限制是使ω_e不会超过规定的界限值ω_eL的限制。可以将界限值ω_eL(在第n次离散化期间是ω_eL[n])设为对应于电动机1等的特性的固定值。例如，比较界限值ω_eL[n]和候补值ω_e2[n]，若不等式“ω_eL[n]≥ω_e2[n]”成立，则将候补值ω_e2[n]作为ω_e[n+1]来输出，若不等式“ω_eL[n]＜ω_e2[n]”成立，则将界限值ω_eL[n]作为ω_e[n+1]来输出。由此，推测旋转速度ω_e的值通常被限制在界限值ω_eL以下(换言之，推测旋转速度ω_e通常被限制在由ω_eL所表示的界限速度以下)。通过积分从界限值324输出的ω_e来导出θ_e。

[LPF的配置位置的变形例]

在图20的ω_e更新部320中，通过在使推测速度信号经过LPF322而得到的信号ω_e1上加上对应于轴误差Δθ的值来修正推测速度信号。修正后的信号值是ω_e2，一直到Δθ变成零为止进行该修正。

由此，在图20的ω_e更新部320中，在基于轴误差Δθ的修正之前进行低通滤波处理，但是也可以在该修正值后进行低通滤波处理。即，也可以代替图20的ω_e更新部320，在图19的位置速度推测部313中设置图21的ω_e更新部320a，并利用ω_e更新部320a来生成ω_e。图21是ω_e更新部320a的框图。

ω_e更新部320a由乘法部321、LPF322a、加法部323a以及界限部324形成。在ω_e更新部320a中，乘法部321根据上述的方法计算并输出K_P·Δθ。加法部323a在从界限部324输出的ω_e上加上乘法部321的输出值，并将该加法运算结果(ω_e+K_P·Δθ)输出给LPF322a。为了便于说明，设(ω_e+K_P·Δθ)＝ω_e3，将作为信号值而具有ω_e3的信号称作中间信号。

LPF322a降低包含在自身的输入信号即中间信号ω_e3中的规定的高频分量，并输出该降低后的候补信号ω_e2。LPF322a中的输入输出信号间的传递函数与LPF322的传递函数相同。向界限部324输出候补信号ω_e2。界限部324的功能在ω_e更新部320以及320a间相同。即，根据ω_e[n]以及Δθ[n]算出ω_e3[n]，通过降低包含ω_e3[n]的中间信号ω_e3的高频分量来获得ω_e2[n](当然，在ω_e2[n]的生成中除了ω_e3[n]外，还与ω_e3[n-1]等有关)。并且，通过对ω_e2[n]施加规定的限制来生成ω_e[n+1]。

以第n次离散化周期为基准考虑时，ω_e[n+1]对应于更新后的推测速度信号，更新前的推测速度信号对应于ω_e[n+1]以前的推测速度信号(即，ω_e[n]或ω_e[n-i]～ω_e[n])(i是自然数)。

在图20的ω_e更新部320中，通过利用轴误差Δθ来修正使更新前的推测速度信号经过LPF322而得到的信号，从而生成候补信号ω_e2。另一方面，在图21的ω_e更新部320a中，通过利用轴误差Δθ来修正更新前的推测速度信号之后使其经过LPF322a，从而生成候补信号ω_e2。在ω_e更新部320或320a中，界限部324通过对候补信号的信号值(即，候补值ω_e2)施加规定的限制，从而生成更新后的推测速度信号。

在图20的ω_e更新部320中，包括乘法部321、LPF322以及加法部323的部位作为候补信号生成部发挥功能，另一方面，在图21的ω_e更新部320a中，包括乘法部321、LPF322a以及加法部323a的部位作为候补信号生成部发挥功能。

在本实施方式中，由于不使用PI控制器而生成推测速度信号，因此不需要生成该推测速度信号的部位中的扭曲对策，可简化处理。

(第5实施方式)

第1～第3实施方式的电动机驱动系统进行不使用位置传感器的位置传感器环向量控制。但是第1～第3实施方式所记载的技术在设有位置传感器的情况下也很有益。本发明的第5实施方式是设有位置传感器的电动机驱动系统。不产生矛盾的情况下，第1～第3实施方式所记载的内容也能够应用在第5实施方式中。

为了具体化说明，说明在第1实施方式的电动机驱动系统中增加了位置传感器以及位置检测部的构成。图22表示具有该构成的电动机驱动系统的框图。图22的电动机驱动系统除了以下几点之外，与图3的电动机驱动系统相同：基于位置传感器的输出信号导出ω_e和θ_e、以及根据此而不需要位置速度推测部13。

位置传感器411例如由霍尔元件或分解器构成，输出用于指定电动机1的永磁铁1a的磁极位置的信号(即，用于指定角度θ的信号)。位置检测部412基于位置传感器411的输出信号，检测从U相的电枢线圈固定轴看到的d轴的相位。将检测出的相位(转子位置)作为θ_e来进行处理。由位置检测部412检测出的转子位置θ_e理论上与图2(a)的θ完全一致，并向将该转子位置θ_e赋予给坐标变换部12以及16。另外，通过在微分部413中微分θ_e来获得ω_e，并将ω_e赋予给电流指令运算部14。

如第5实施方式所述那样构成电动机驱动系统，显然也能够得到与第1实施方式相同的效果。说明了在第1实施方式中应用利用位置传感器来导出的θ_e和ω_e的方法的例子，在第2和第3实施方式中也能够应用该方法。即，在第2和第3实施方式中，也可以利用位置传感器来导出θ_e和ω_e。

(第6实施方式)

说明本发明的第5实施方式。在上述的各电动机驱动系统中，实施了使d轴与γ轴之间的轴误差Δθ收敛为零的向量控制，即使γ轴跟踪d轴的向量控制，但是取而代之也可以实施使γ轴跟踪不同于d轴的向量控制。例如，也可以如特开2007-259686号公报所记载的那样定义dm轴，实施使γ轴跟踪dm轴的向量控制。图23表示dm轴与d轴等之间的关系。

dm轴是比qm轴延迟了电角度90度的轴。qm轴是方向与实现最大转矩控制时应向电动机1提供的电流向量的方向一致的旋转轴。应向电动机1提供的电流向量指由向量表示了应向电动机1提供的电流的向量。

在实施使γ轴跟踪dm轴的向量控制的情况下，例如，按照以下方式进行处理即可。

在执行位置传感器环向量控制的第1、第2、第3或第4实施方式的电动机驱动系统中(参照图3、图13、图16或图19)位置速度推测部13或313利用iγ、iδ、vγ^*以及vδ^*内的全部或一部分推测dm轴与γ轴之间的轴误差Δθ_m，并利用PI控制或在第4实施方式中所述的方法，按照轴误差Δθ_m收敛为零的方式推测转子位置θ_e以及旋转速度ω_e即可。

另外，在第5实施方式的电动机驱动系统中(参照图22)，位置检测部412基于位置传感器411的输出信号检测从U相的电枢线圈固定轴看到的dm轴的相位，将检测出的相位作为θ_e来处理即可。

推测或检测θ_e以及ω_e以外的动作与上述的各实施方式相同。

若使γ轴跟踪dm轴，则δ轴跟踪qm轴。如上所述，由于qm轴的方向与实现最大转矩控制时的电流向量的方向一致，因此只要设γ轴电流为零即可实现最大转矩控制。因此，在第1实施方式中应用本实施方式中所记载的方法的情况下，将上述的界限值iγ_L ^*设为零(参照图5)。即，无须逐次算出iγ_L ^*，且只要与预先将界限值iγ_L ^*设为零，即可轻易且圆滑的实现弱磁通控制以及最大转矩控制间的切换。

另外，实现最大转矩控制时，也可以将比方向与应向电动机1提供的电流向量的方向一致的旋转轴相位靠前的旋转轴作为qm轴。

(变形例)

上述说明文中所示的具体的数值仅仅是例示，显然能够将这些数值变更为各种数值。作为上述的实施方式的变形例或注释事项，下面记述注释1～注释5。不存在矛盾的情况下，可以任意组合各注释中所记载的内容。

[注释1]

包括上述的各种指令值(iγ^*、iδ^*、vγ^*以及vδ^*)或状态量(iγ、iδ等)的应导出的所有的值的导出方法是任意的。即，例如，可以根据电动机控制装置3内的计算导出这些值，也可以从预先设定的表格数据中导出。

[注释2]

电动机控制装置3的功能的一部分或全部是例如使用编入到通用微型计算机等中的软件(程序)而实现的。在使用软件实现电动机控制装置3的情况下，表示电动机控制装置3的各部的构成的框图表示功能框图。当然，除了软件(程序)之外，还可以根据仅由硬件、或者软件与硬件的组合来形成电动机控制装置3。

[注释3]

使γ轴电流iγ流过时电动机1内产生励磁磁通。基于负的γ轴电流iγ的励磁磁通向弱化电动机1的永磁铁1a的励磁磁通的方向移动。由此，因为γ轴电流iγ是用于使励磁磁通产生的电流，所以也可以该γ轴电流iγ称作为励磁电流。由于γ轴电流指令值iγ^*是对与电动机1的励磁磁通有关的励磁电流成分的指令值，因此也可以将该γ轴电流指令值iγ^*称作为励磁电流指令值，并且可以将作为信号值而具有γ轴电流指令值iγ^*的信号称作励磁电流指令信号。

另一方面，由于δ轴电流iδ是用于使电动机1产生转矩的电流，因各可以将该δ轴电流iδ称作转矩电流。由于δ轴电流指令值iδ^*是对与电动机1的转矩有关的转矩电流成分的指令值，因此可以将该δ轴电流指令值iδ^*称作转矩电流指令值，并且可以将作为信号值而具有δ轴电流指令值iδ^*的信号称作转矩电流指令信号。

电压指令运算部15或115作为生成电压指令信号(vγ^*，vδ^*)的电压指令部发挥功能。电流指令运算部14或114作为生成电流指令信号(iγ^*，iδ^*)的电流指令部起作用。特别是图16的电流指令运算部114(或者图17或图18所示的iδ^*更新部220或220a)具备作为生成转矩电流指令信号或转矩指令信号的指令部的功能。

[注释4]

本发明可适用于使用电动机的所有电器设备中，能够在使用电动机的所有电器设备中搭载上述的电动机控制装置3或电动机驱动系统。该电器设备例如包括电动车辆(电动汽车、电动摩托车、电动自行车等)、空调、洗衣机以及压缩机(冰箱用压缩机等)，这些都是通过电动机的旋转而被驱动的。

[注释5]

本说明书以及附图中应留意下述的几点。在上述标记为数学式的图文(式(1a)等)的记述或附图中，作为下标文字而表示的γ以及δ由于电子申请软件的功能问题，除了这些图文外被表示成标准文字，而非下标文字。应无视该γ以及δ的下标文字与标准文字间的差异。

(数学式6)

即，例如，i_γ和iγ表示同一个量，i_δ和iδ表示同一个量。

Claims (6)

1.一种电动机控制装置，其具备基于表示向电动机的供给电流的目标值的电流指令信号来生成表示向所述电动机的施加电压的目标值的电压指令信号的电压指令部，并根据所述电压指令信号控制所述电动机，该电动机控制装置的特征在于，还具备：

更新部，其基于所述电压指令信号的值和作为所述施加电压的上限值而设定的限制电压值之间的差分信息，依次更新应赋予给所述电压指令部的所述电流指令信号的励磁电流成分即励磁电流指令信号，

所述更新部具有低通滤波器，

基于使更新前的励磁电流指令信号经过所述低通滤波器而得到的信号和所述差分信息，生成更新后的励磁电流指令信号，或者

基于使根据更新前的励磁电流指令信号和所述差分信息导出的中间信号经过所述低通滤波器而得到的信号，生成更新后的励磁电流指令信号。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

在所述更新部中设置：候补信号生成部，其利用所述低通滤波器生成作为更新后的励磁电流指令信号的候补的候补信号；和界限部，其通过用规定的界限值来限制所生成的所述候补信号的值，从而生成所述更新后的励磁电流指令信号，

所述候补信号生成部基于所述差分信息对使更新前的励磁电流指令信号经过所述低通滤波器而得到的信号进行修正，或者基于所述差分信息修正更新前的励磁电流指令信号之后使其经过所述低通滤波器，由此生成所述候补信号。

3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述界限值是为了实现最大转矩控制而应向所述电动机提供的电流的励磁电流成分的值。

4.一种电动机控制装置，其具备基于向电动机的供给电流中的目标值和检测值或推测值之间的差分信息来生成表示向所述电动机的施加电压的目标值的电压指令信号的电压指令部，并根据所述电压指令信号控制所述电动机，该电动机控制装置的特征在于，

所述电压指令部依次更新应生成的所述电压指令信号，

在所述电压指令部中设置：候补信号生成部，其利用低通滤波器生成作为更新后的电压指令信号的候补的候补信号；和界限部，其通过对生成的所述候补信号的值施加规定的限制，从而生成所述更新后的电压指令信号，

所述候补信号生成部基于所述差分信息对使更新前的电压指令信号经过所述低通滤波器而得到的信号进行修正，或者基于所述差分信息修正更新前的电压指令信号之后使其经过所述低通滤波器，由此生成所述候补信号。

5.一种电动机控制装置，其具备基于电动机的旋转速度中的目标值和检测值或推测值之间的差分信息来生成表示向所述电动机的供给电流的转矩电流成分的目标值的转矩电流指令信号、或者生成表示所述电动机的产生转矩的目标值的转矩指令信号的指令部，并根据所述转矩电流指令信号或者所述转矩指令信号控制所述电动机，该电动机控制装置的特征在于，

所述指令部依次更新应生成的所述转矩电流指令信号或所述转矩指令信号，

在所述指令部中设置：候补信号生成部，其利用低通滤波器生成作为更新后的转矩电流指令信号或者转矩指令信号的候补的候补信号；和界限部，通过用规定的界限值来限制所生成的所述候补信号的值，从而生成所述更新后的转矩电流指令信号或转矩指令信号，

所述候补信号生成部基于所述差分信息对使更新前的转矩电流指令信号或者转矩指令信号经过所述低通滤波器而得到的信号进行修正，或者基于所述差分信息修正更新前的转矩电流指令信号或者转矩指令信号之后使其经过所述低通滤波器，由此生成所述候补信号。

6.一种电动机控制装置，其具备基于与电动机的旋转同步的旋转轴和该旋转轴的推测轴之间的轴误差推测所述电动机的旋转速度并生成表示推测旋转速度的推测速度信号的推测部，并且利用所述推测速度信号控制所述电动机，该电动机控制装置的特征在于，

所述推测部依次更新应生成的所述推测速度信号，

在所述推测部中设置：候补信号生成部，其利用低通滤波器生成作为更新后的推测速度信号的候补的候补信号；界限部，其通过用规定的界限值来限制所生成的所述候补信号的值，从而生成所述更新后的推测速度信号，

所述候补信号生成部基于所述轴误差对使更新前的推测速度信号经过所述低通滤波器而得到的信号进行修正，或者基于所述轴误差修正更新前的推测速度信号之后使其经过低通滤波器，由此生成所述候补信号。

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