CN100583620C - 转子位置推定方法及装置、电动机控制方法及压缩机 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种控制器设计容易、稳定性良好的转子位置推定方法。该方法推定永磁电动机20的转子位置θ，求旋转坐标轴和所述旋转坐标轴的推定轴之间的磁通误差，根据所述磁通误差，推定所述转子位置。所述磁通误差最好为所述旋转坐标轴即q轴和所述旋转坐标轴的推定轴即δ轴间的磁通误差。推定对从电动机外加电压Vγ减去电流的电压降Rir之差进行积分而成的磁通、和电动机绕组的电感Lq与电流的iδ之积的磁通Φδ，根据所述推定的磁通，可以求得所述磁通误差。根据用转子的角速度除永磁电动机的电压方程式而成的磁通方程式，求旋转坐标轴和所述旋转坐标轴的推定轴间的磁通误差，根据所述磁通误差，推定所述转子位置。

Description

转子位置推定方法及装置、电动机控制方法及压缩机

技术领域

本发明有关永磁电动机转子位置推定方法及装置、电动机的控制方法、压缩机以及程序。

背景技术

有凸极的永磁电动机(DC无刷电动机、IPM电动机)中，可根据驱动逆变器侧获得的电压、电流信号等，计算转子位置，不用物理上的位置传感器、速度传感器来控制电动机，即采用所谓的无传感器控制技术。

作为无传感器控制法，已知的有矩形波无传感器控制法、及正弦波无传感器控制法。矩形波无传感器控制法是一种检测感应电压的方法，虽然已经在技术上得以确立，但这种方法仅限于驱动波形以120°驱动为中心的矩形波驱动。

目前有一种需求也相当大，那就是以低噪声、高频率为目标，想将IPM电动机的驱动波形采用正弦波，另外用无位置传感器驱动，确保可靠性，并还降低成本。正弦波无传感器控制法是通过检测电流，计算感应电压来推定位置。

在180。正弦波无传感器控制中，采用由永磁转子磁通方向的位置即d轴、和从d轴开始沿旋转方向正交的方向上的q轴组成的d-q轴坐标系。该d-q轴实际旋转坐标系中电动机模型的电压方程式示于下述的式(1)。

式(1)

$\left(\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}R+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_q\\ {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_d& R+{\mathrm{pL}}_q\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{k}_E\left(\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right)$

式中ke为感应电压常数。

d轴分量的电动机等效电路方程式在无位置传感器时，考虑到产生位置偏移，如以下那样考虑感应电压分量Ed，就形成下述的式(2)。

式(2)

V_d＝R·I_d+p(L_d·I_d)-ω_reL_q·I_q+E_d

利用上述的式(2)，感应电压Ed可以如下述的式(3)那样表示。

式(3)

E_d＝V_d-R·I_d-p(L_d·I_d)+ω_reL_q·I_q

在社团法人日本能率协会主办的技术新领域(Technofrontier)讨论会2003分会场C-5电动机技术讨论会上(株)东芝的生产技术中心的关原所提交的以“空调的高性能电动机技术”为题的资料C5-1-5页(非专利文献1)中，记载了决定角速度(电动机转速)使得与转子位置的推定误差相当的感应电压Ed＝0、并对该值积分来推定角度(转子位置)的内容。

(非专利文献1)(株)东芝关原聪一题目为“空调的高性能电动机技术”的资料社团法人日本能率协会主办的技术新领域讨论会2003分会场C-5电动机技术讨论会  2003年4月18日

发明内容

但是感应电压Ed为与角速度ω(转速)成正比的值。即感应电压Ed因为和位置的推定误差一起变成转速的函数，所以存在的问题是，轴偏移调整器那样的控制器设计就变得复杂，极难在较宽的运转范围里稳定运转。尤其是在低速区，由于计算精度等原因，位置推定精度差。

本发明之目的在于提供一种控制器设计容易并容易获得稳定性的转子位置推定方法及装置、电动机的控制方法、压缩机以及程序。

本申请的转子位置推定方法为一种推定永磁电动机转子位置的转子位置推定方法，求出旋转坐标轴和所述旋转坐标轴推定轴间的磁通误差，根据所述磁通误差，推定所述转子位置。

本申请的转子位置推定方法为一种推定有凸极的永磁电动机转子位置的转子位置推定方法，推定对从电动机外加电压减去电流的电压降之差进行积分而得的磁通、和电动机绕组的电感与电流之积产生的磁通，根据所述推定的磁通，求出旋转坐标轴和所述旋转坐标轴推定轴间的磁通误差，根据所述磁通误差，推定所述转子位置。

本申请的转子位置推定方法是一种推定有凸极的永磁电动机转子位置的转子位置推定方法，根据用转子的角速度ω除所述永磁电动机电压方程式而得的磁通方程式，求出旋转坐标轴和所述旋转坐标轴推定轴间的磁通误差，根据所述磁通误差，推定所述转子位置。

本申请的转子位置推定方法中，所述磁通误差为所述旋转坐标轴即q轴和所述旋转坐标轴推定轴即δ轴间的磁通误差。

本申请的转子位置推定方法为一种推定有凸极的永磁电动机转子位置的转子位置推定方法，采用所述永磁电动机的电压方程式和实际电动机与电动机模型的转子位置角之差Δθ≈sinΔθ的近似式，同时不采用根据所述电压方程式展开的Δθ＝tan^-1形式的式子，求出不取决于转子的角速度ω的Δθ，根据所述求得的Δθ，推定转子位置。

Δθ＝tan^-1形式的分子、分母若不作处理直接进行运算，则运算量大，对于以实时方式进行

的控制是不利的。根据上述本申请，能相对地减少计算所需时间。

本申请的转子位置推定方法中，所述磁通误差可利用下述式(4)求得。

式(4)

$\frac{V_{\mathrm{\γ}}-R\·i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}$

Vγ：电枢电压的γ轴分量

R：电枢绕组电阻

iγ：电枢电流的γ轴分量

ωre：转子角速度的推定值或指令值(电角度)

Lq：q轴电感

iδ：电枢电流的δ轴分量

本申请的转子位置推定方法中，所述磁通误差可用下述式(5)求得。

式(5)

$\frac{V_{\mathrm{\γ}}-(R+{\mathrm{pL}}_d)\·i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}$

Vγ：电枢电压的γ轴分量

R：电枢绕组电阻

p：微分算子

Ld：d轴电感

iγ：电枢电流的γ轴分量

ωre：转子角速度的推定值或指令值(电角度)

Lq：q轴电感

iδ：电枢电流的δ轴分量

本申请的转子位置推定方法中，所述电感为至少取决于电流及转速中的某一个量的函数。

本申请的电动机控制方法，是求得与利用上述本申请的转子位置推定方法求出的所述磁通误差对应的所述旋转坐标轴和所述旋转坐标轴的推定轴间位置误差对应的转子角速度的推定值，将所述转子角速度的推定值输入低通滤波器，根据所述低通滤波器的输出值，进行与所述永磁电动机速度有关的反馈控制。

本申请的电动机控制方法是一种应用所述本申请的转子位置推定方法的电动机控制方法，它将使得与电枢电流的所述旋转坐标轴推定轴分量的检测值对应的值和指令值的误差为零用的电流控制器的输出即相位指令值输入低通滤波器，根据所述低通滤波器的输出值和所述推定的转子位置，生成表示电压指令的相位的信号。

本申请的电动机控制方法是一种应用所述本申请的转子位置推定方法的电动机控制方法，它向低通滤波器输入与电枢电流的所述旋转坐标轴推定轴分量的检测值对应的值，根据所述低通滤波器的输出值和所述电枢电流的旋转坐标轴的推定轴分量的指令值的偏差，生成电压相位的指令值。

本申请的电动机控制方法为一种控制有凸极的永磁电动机的电动机控制方法，它求出旋转坐标轴即q轴的推定轴即δ轴的磁通量，进行控制使所述δ轴的磁通量收敛成零。

本申请的电动机控制方法中，其所述δ轴的磁通量能够以通过用角速度ωre^除从电动机外加电压的推定值Vγ^减去电阻R和电流Iγ的电压降之差算出的磁通、和电感Lq与电流Iδ之积得到的磁通之和的形式来求得。

本申请的电动机控制方法中，其所述δ轴的磁通量能够以通过用角速度ωre^除从电动机外加电压的推定值Vγ^减去电阻R与电流Iγ的电压降和电感Ld和Iγ随时间变化产生的电压降之差算出的磁通、以及与利用电感Lq和电流Iδ之积得到的磁通之和的形式而求得。根据本申请，能提高响应特性。

本申请的电动机控制方法中，其所述δ轴磁通量能够以根据用角速度ωre^除从电动机外加电压的推定值Vγ^减去电阻R与电流Iγ的电压降和正的增益常数K″与电流Iγ随时间变化之积而产生的电压降之差后算出的磁通、以及根据电感Lq和电流Iδ之积得到的磁通之和的形式来求得。根据本申请，通过不使用Ld那样的电动机常数，从而系统构成简化。另在K″为零时，就和上述发明相同。

本发明的电动机控制方法是一种无传感器驱动永磁电动机的电动机控制方法，它计算磁通误差，调整所述永磁电动机的转速，使所述运算的磁通误差收敛为零，通过对求出的速度推定值积分，使所述运算的磁通误差为零，从而算出所述永磁电动机的转子位置。

采用上述本申请的转子位置推定方法推定所述转子位置的所述永磁电动机适合用作压缩机的压缩机电动机。所述压缩机适用于空调设备。

利用所述本申请的电动机控制方法控制的所述永磁电动机适合用作压缩机的压缩机电动机，所述压缩机适用于空调设备。

本申请的压缩机具有通过计算磁通误差并进行控制使得所述运算出的磁通误差收敛为零、从而能进行无位置传感器正弦波驱动的压缩机电动机。

所述本申请的压缩机能适用于空调设备。

本申请的程序为让计算机执行上述本申请的转子位置推定方法的各步骤用的程序。

本申请的转子位置推定装置是一种推定有凸极的永磁电动机转子位置的转子位置推定装置，是求得旋转坐标轴和所述旋转坐标轴的推定轴间的磁通误差，根据所述磁通误差，推定所述转子位置。

根据本申请，控制器设计容易，容易获得良好的稳定特性。而且，提高低速区域的位置推定精度。

附图说明

图1为采用本发明的转子位置推定方法一实施形态的电动机控制装置位置误差推定器中无过渡项时的运算方框图。

图2为采用本发明的转子位置推定方法一实施形态的电动机控制装置位置误差推定器中有过渡项时的运算方框图。

图3为表示采用本发明的转子位置推定方法一实施形态的电动机控制装置的构成方框图。

图4为表示采用本发明的转子位置推定方法一实施形态的电动机控制装置的其它构成方框图。

图5为表示采用本发明的转子位置推定方法一实施形态的电动机控制装置的又一其它构成方框图。

图6为表示无传感器控制用的模型图。

标号说明

10电动机控制装置

11加法器

12速度控制器

13加法器

14电流控制器

15电压生成器

16电压补偿器

17PWM逆变器

21位置误差推定器

22电感补偿器

24速度推定器

26积分器

27坐标变换运算部

28坐标变换运算部

31LPF

32LPF

33LPF

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本申请的转子位置推定方法一实施形态。

本实施形成涉及有凸极的永磁电动机(DC无刷电动机、IPM电动机)的180°正弦波无传感器控制技术。如图6所示，180°正弦波无传感器控制中，求出由永磁转子磁通方向上的位置即d轴和从d轴沿旋转方向超前90°的q轴组成的d-q轴实际旋转坐标系与控制上的假想转子位置γ轴和从γ轴沿旋转方向超前90°的δ轴组成的γ-δ轴间的轴偏移Δθ，控制该Δθ使其为零。

转子的角度θ(转子位置)由于是对转子的角速度ω积分的量，所以在控制位置偏移(Δθ)使其为零时，根据Δθ，求使Δθ变成零的ω(后述图3中的速度推定器24)，根据该ω控制电动机。

本实施形态中，如后所述，根据推定出的磁通误差，计算q轴和δ轴的位置偏移Δθ，在δ轴的相位为超前相位时，减小δ轴上的推定角速度，在δ轴上的相位为滞后相位时，增大δ轴上的推定角速度，使与该Δθ积分值对应的位置θ与q轴一致。

这里，将Δθ作为与ω成正比(取决于ω)的值求出时，输入Δθ的后级一侧的控制器设计变得困难。在控制器的增益设计等过程中，由于存在非常取决于转速(ω)的倾向，故有增益调整变得困难的问题，Δθ的推定值的收敛状态取决于速度。另外，在这一调整中也要通过实验来比较，增加复杂性。由此，在Δθ作为取决于ω的值求出时，难以确保稳定性，又会产生控制误差。

相反，本实施形态的位置误差推定器(参照图3的标号21)中，如以后所述，由于不是利用感应电压矢量，而是利用磁通矢量，所以能将Δθ作为不取决ω的值求解。由此，本实施形态中，输入Δθ的控制器(速度推定器24)的设计就容易(通常可用一般的PI控制器)，能确保足够的稳定性，又能制止控制误差的产生。

由于永磁体的磁通为感应电压对时间的积分，所以关于磁通矢量的推定，其位置为从感应电压矢量开始滞后90°的位置，另外，大小变成以永磁体为中心的磁通量(物理量)。因而，采用不因转速而变化的物理量的磁通矢量，通过推定电气上的绝对位置，就能直接推定q轴。结果，因计算推定速度的推定器的设计以不取决于转速的磁通误差作为基准，所以参数的调整容易，结果在速度控制器的输出、及推定位置的计算上，稳定性提高，电动机的驱动容易稳定。

参照图3说明采用本实施形态的转子位置推定方法的电动机控制装置。

图3中，电动机控制装置10对有凸极的永磁电动机20进行无传感器驱动。电动机控制装置10包括PWM逆变器17、电流检测器(未图示)、坐标变换运算部27及28、位置误差推定器21、速度推定器24、积分器26、速度控制器12、电流控制器14、电压生成部15、及电压补偿器16。

PWM逆变器17将直流电压变换成三相交流电压。

电流检测器(未图示)检测电动机20的电流i(u、w)。

坐标变换运算部27将其检测出的电流i(u、w)在旋转坐标上进行变换。

位置误差推定器21推定转子的位置误差Δθ^。

速度推定器24推定角速度ωre^，使其推定的位置误差Δθ^为零。

积分器26对该速度推定器24的输出ωre″进行积分，算出转子位置θ(γ、δ)^。

速度控制器12用于推定转子位置、并使速度指令值ωre^*和速度推定器24的输出ωre^的误差为零。

电流控制器14用于使γ轴(d轴)电流的指令值iγ^*和根据实际检测出的电流信息求得的γ轴电流iγ间的误差为零。

根据速度控制器12输出的电压指令值V(m)^*、和电流控制器14输出的相位指令值Vβ^*，计算出PWM输出值V(u、v、w)^*。

电压生成部15根据速度控制器12输出的电压振幅指令V(m)^*、和加法器18输出的电压指令的相位V(θ)^*，生成向PWM逆变器17输出的电压指令V(u、v、w)。

电压补偿器16将由电压生成器15生成的输入PWM逆变器17的电压指令值V(u、v)^*作为输入，输出对于此值V(u、v)进行相位、振幅校正后的电压推定值Vmd(u、v)^。

坐标变换运算部28将电压补偿器16输出的电压推定值Vmd(u、v)^在旋转坐标上进行变换。

图3至图5表示本实施形态的电动机控制装置10的不同构成例子。图3、图4、图5的不同之处是因使哪个输出的稳定性提高而异，对于想要使其稳定的控制输出插入低通滤波器(LPF)。通过插入LPF，虽然有时响应特性也稍微有些降低，但是在优先确保稳定性的情况下，插入LPF。究竟采用图3～图5中哪一种构成，将因电动机的特征、或负载的特征而异。除了关于该LPF的构成之外，其余的系统构成都相同。以下，参照图3说明电动机控制装置10的构成，择需参照图4或图5。

对电动机控制装置10的指令值为角速度ωre^*、和γ轴电流Iγ^*。

加法运算器11计算角速度指令值ωre^*、和角速度推定值ωre^间的偏差。该偏差输入由PI(比例积分)控制器构成的速度控制器12。速度控制器12输出的输出指令为电压振幅指令V(m)^*。该电压振幅指令V(m)^*为电动机20的三相指令电压的振幅指令。

加法器13计算γ轴电流指令值Iγ^*、和根据电动机电流进行检测、运算的Iγ的偏差。该偏差输入由PI控制器构成的电流控制器14。电流控制器14输出的输出指令成为电压相位的指令值Vβ^*。该电压相位的指令值Vβ^*为电动机20的三相指令电压的相位指令。如图5所示，为使电动机20运行稳定，使该电压相位指令值Vβ^*的输出通过数字LPF31，降低振荡分量等，可使指令电压相位稳定。

加法器18求得电压的相位指令Vβ^*和推定的转子位置θ(γδ)^之和作为电压指令的相位V(θ)^*。该电压指令的相位V(θ)^*输入电压生成部15。在该电压生成部15，例如生成以下的指令电压波形。

式(6)

$V_u=V{\left(m\right)}^{*}\·\sin ({\mathrm{V\β}}^{*}+\widehat{\mathrm{\θ}}\left(\mathrm{\γ\δ}\right))$

$V_v=V{\left(m\right)}^{*}\·\sin ({\mathrm{V\β}}^{*}+\widehat{\mathrm{\θ}}\left(\mathrm{\γ\δ}\right)+2/3\·\mathrm{\π})$

$V_w=V{\left(m\right)}^{*}\·\sin ({\mathrm{V\β}}^{*}+\widehat{\mathrm{\θ}}\left(\mathrm{\γ\δ}\right)+4/3\·\mathrm{\π})$

向PWM逆变器17输出这样的电压指令V(u、v、w)。PWM逆变器17由逆变器电路等构成，生成PWM波形。由于可用以往常用的一般的PWM逆变器作为该PWM逆变器17，所以其说明省略。

用PWM逆变器17实际驱动IPM电动机20时，检测电动机20的相电流。这一检测电路用CT等，如在CT的二次侧利用运算放大器构成放大电路，则能容易地得到将相电流变换成电压信号的值(波形)。该电动机相电流的波形由于是模拟值，所以利用AD变换器等将其变换成数字值，变换成能运算的值。

又因该电动机的相电流iu，iw是从静止坐标系来看的电流，所以要用坐标变换运算部27将它进行坐标变换，变换成推定旋转坐标系。这一变换矩阵为以下的矩阵。

式(7)

$\left(\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\γ}}\\ V_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\γ}}\\ I_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right)$

因该运算的电流iγ、iδ与因电动机20而产生的高次谐波分量或噪声叠加，所以使该运算结果再通过数字的LPF32(图5)，能减小高次谐波分量或噪声等。根据电动机20的特性或逆变装置17等的特性，该LPF32也可以省略。

加法器13中计算电流iγ和γ轴电流指令值iγ^*间的偏差，将该偏差输入电流控制器14。另外，电流iγ用于位置误差推定器21中的运算、或电感补偿器22中的运算。另一方面，电流iδ用于位置误差推定器21中的运算或电感补偿器22中的运算。

电感补偿器22中的电感补偿是为补偿电感的饱和或建模误差等而构成的。该电感补偿的构成使其成为至少包括电流(iγ、iδ)或转速等一个及一个以上变量的函数。这种补偿只要用近似式或表格等方式即可。

电压补偿器16输入由电压生成器15生成的供给PWM逆变器17的电压指令V(u、v)^*，输出对该值V(u、v)^*进行相位、振幅补偿后的电压推定值Vmd(u、v)^。该电压补偿器16进行的补偿为考虑到PWM逆变器17中的输入输出非线性后进行的补偿，与从逆变器17向电动机20的输出相对应地进行。

以下，详细说明位置误差推定器21的运算。

现将d-q轴实际旋转坐标系中的电动机模型的电压方程式示于下式(8)

式(8)

$\left(\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}R+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_q\\ {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_d& R+{\mathrm{pL}}_q\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{k}_E\left(\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right)$

kE为感应电压常数。

γ-δ轴推定旋转坐标系中的电动机模型的电压方程式用下述式(9)表示。

式(9)

$\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\γ}}\\ V_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}R-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_{\mathrm{\γ\δ}}+{\mathrm{pL}}_{\mathrm{\γ}}& -{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_{\mathrm{\δ}}+{\mathrm{pL}}_{\mathrm{\γ\δ}}\\ {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_{\mathrm{\γ}}+{\mathrm{pL}}_{\mathrm{\γ\δ}}& R+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_{\mathrm{\γ\δ}}+{\mathrm{pL}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right)+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{k}_E\left(\begin{array}{c}{\sin \mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{re}}\\ {\cos \mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{re}}\end{array}\right)$

式中，电感L的各个参数可以用以下的式(10)表示

式(10)

L_γδ＝L₁sin2Δθ_re $L_0=\frac{L_d+L_q}{2}$

L_γ＝L₀+L₁cos2Δθ_re $L_1=\frac{L_d-L_q}{2}$

L_δ＝L₀-L₁cos2Δθ_re

式中，由于进行控制使得Δθ为零，所以

因而，

当用这一近似时，对于Δθ可以得到下述的式(11)。

式(11)

$\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\γ}}\\ V_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}R+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_q\\ {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}\mathrm{Ld}& R+{\mathrm{pL}}_q\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right)+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{k}_E\left(\begin{array}{c}{\sin \mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{re}}\\ {\cos \mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{re}}\end{array}\right)$

式中，感应电压V由于是将磁通φ微分后的值，所以可以得到下述的式(12)作为对于磁通量的关系式。即通过用角速度ωre除上述式(11)的电压方程式，得到以下的式(12)的磁通方程式。

式(12)

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\γ}}\\ {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right)=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\γ}}\\ V_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\frac{R+{\mathrm{pL}}_d}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}& {-L}_q\\ L_d& \frac{R+{\mathrm{pL}}_q}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right)+k_E\left(\begin{array}{c}{\sin \mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{re}}\\ {\cos \mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{re}}\end{array}\right)$

如使用

的近似式，则得到下述的式(13)。

式(13)

$=\frac{1}{k_E}\{\frac{V_{\mathrm{\γ}}-R\·i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}\}$

$=K^{\′}\{\frac{V_{\mathrm{\γ}}-R\·i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}\},(K^{\′}>0)$

这里，设电流的过渡项忽略不计，

另外，K′相当于感应电压常数的倒数，可以使其变成满足K′＞0的任意常数或函数。

由于DC电动机的旋转，V成为与ω成正比的值，因此在上述的式(13)中，Vγ为与ω成正比的值。所以上述式(13)的(Vγ-Riγ)/ωre的一项不会成为取决于ω的值。由此，能从上述式(13)求出Δθre，如果进行使该Δθre为零的控制，便能进行稳定的控制。

再若设p(i)≠0，考虑过渡项，就变成下述的式(14)。

式(14)

$=\frac{1}{k_E}\{\frac{V_{\mathrm{\γ}}-(R+{\mathrm{pL}}_d)\·i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}\}$

$=K^{\′}\{\frac{V_{\mathrm{\γ}}-(R+{\mathrm{pL}}_d)\·i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}\},(K^{\′}>0)$

$=K^{\′}\{\frac{V_{\mathrm{\γ}}-R\·i_{\mathrm{\γ}}-K^{\′\′}{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}\},(K^{\′}>0,K^{\′\′}>0)$

K″能作为满足K″＞0的任意的常数或函数进行控制。在要求响应特性好的场合，取K″为较大的值，在与响应特性相比要求稳定性高的场合，取K″＝0，这时，变成和上述的式(13)相同的式。

图1为表示利用上述式(13)进行位置误差推定的位置误差推定器21的构成方框图。图2为表示利用上述式(14)进行位置误差推定的位置误差推定器21的构成方框图。在图2中，过渡项与(Δiγ/ωre)相对应。如图1及图2所示，位置误差推定器21包括推定磁通Φδ的磁通运算部、及根据推定出的磁通Φδ推定位置误差Δθ的位置误差运算部。图1及图3中，R为电动机的绕组电阻。q轴电感Lq*可以用电感补偿器22求得。q轴电感Lq*为预先用带传感器的电动机通过实验求出的iγ、iδ、ωre的函数。

在图1中，位置误差推定器21的磁通运算部推定对从电动机外加电压Vγ减去电流Iγ的电压降R·Iγ之差(Vγ-R·Iγ)进行积分而成的磁通((Vγ-R·Iγ)/ωre)、和电动机绕组的电感Lq与电流iδ之积的磁通(Lq·iδ)，根据此推定的磁通((Vγ-R·Iγ)/ωre+Lq ·iδ)，求旋转坐标轴(q轴)及其旋转坐标轴的推定轴(δ轴)间的磁通误差Φδ，位置误差推定器21的位置误差运算部根据该磁通误差Φδ，推定转子位置Δθ。

在图2中，位置误差推定器21的磁通运算部推定对从电动机外加电压Vγ减去电流的电压降((R+pLd)·Iγ)之差(Vγ-(R+pLd)·Iγ)进行积分而成的磁通(Vγ-(R+pLd)/ωre)、和电动机绕组的电感Lq电流iδ之积的磁通(Lq·iδ)，根据此推定的磁通((Vγ-(R+pLd)·Iγ)/ωre+Lq·iδ)，求出旋转坐标轴(q轴)及其旋转坐标轴的推定轴(δ轴)间的磁通误差Φδ，位置误差推定器21的位置误差运算部根据该磁通误差Φδ，推定转子位置Δθ。

如图3所示，由位置误差推定器21求出的位置误差Δθre(Δθ^)向速度推定器24输出。

位置误差推定器21算出的位置误差Δθ^输入由PI控制器构成的速度推定器24。速度推定器24计算使该Δθ^为零的角速度推定值ωre^。这里，使用通常一般的PI控制器作为速度推定器24。速度推定器24中的运算式如下述的式(15)所示。

式(15)

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{\mathrm{re}}=K_p\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\θ}}+K_I\∫\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\θ}}\mathrm{dt}$

由速度推定器24求出的角速度值ωre^向加法器11输出，如上所述，用于速度的反馈控制。通过该速度反馈控制，生成电压振幅指令V(m)^*。另用积分器26对角速度推定值ωre^进行积分，计算出转子的位置推定值θre(γδ)^。该计算出的位置推定值θre(γδ)分别输入压相位指令的加法器18及坐标变换器27、28。

加法器18根据位置推定值θre(γδ)^，生成输入电压生成部15的电压相位指令V(θ)^*。这样，通过在电压相位指令V(θ)^*上反映由位置误差推定器21推定的Δθ^的位置偏移，从而能在电动机20上反映出Δθ^的位置偏移。

调整角速度推定值ωre^，使电动机20的实际位置和推定值一致，求其积分值即推定坐标系上的位置θre(γδ)^，进行反馈控制，使该d-q轴和γ-δ轴的位置一致。另外，在将该角速度推定值ωre^用于速度反馈控制时，为了稳定，也可以让其通过LPF33(图4)。

如上所述，本实施形态的电动机控制装置10中，使用由传感器检测出的值作为电流值，而使用指令值或推定值作为电压值(未使用电压传感器)。对于有凸极的电动机(IPM电动机)运转时的重要的因素即电感，可以利用电感补偿器22求出电感推定值(指令值)。关于角速度ω，虽然本实施形态中考虑到表示过渡性的项而使用推定值，但是也可使用指令值。

如上所述，根据本实施形态，通过用磁通进行位置推定，能得到与ωre无关的物理量。通过用式(13)或式(14)就容易调整增益，能用简单而且时间又短的运算实现能提高稳定性的电动机控制。若通过采用本实施形态的转子位置推定方法的电动机控制装置来控制电动机，就能使电动机稳定运转。如将由采用本实施形态的转子位置推定方法的电动机控制装置控制的电动机作为压缩机的电动机使用，则能提供高效、低噪声的压缩机。另外，如将该压缩机用在空调上(未图示)，则能有助于减少空调的功耗。

与上述非专利文献1所述的技术相比，由于感应电压与转速(ω)成正比，所以根据感应电压推定的位置误差Δθ为取决于ω的值，偏离真实的值可能很大，相反由于永磁体的磁通为不取决于ω的物质固有的值，所以根据磁通推定的位置误差Δθ为真实的值或接近真实值的值。因此，磁通适合用于位置推定(位置误差推定)。

还在求Δθre时，就能利用上述式(11)，展开成式(16)及式(17)。

式(16)

${\tan \mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{re}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{K}_E{\sin \mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{re}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{K}_E{\cos \mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{re}}}=\frac{V_{\mathrm{\γ}}-(R+{\mathrm{pL}}_d)\·i_{\mathrm{\γ}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_q{i}_{\mathrm{\δ}}}{V_{\mathrm{\δ}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_d\·i_{\mathrm{\γ}}-(R+{\mathrm{pL}}_q)\·i_{\mathrm{\δ}}}$

式(17)

${\mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{re}}={\tan }^{-1}\frac{V_{\mathrm{\γ}}-(R+{\mathrm{pL}}_d)\·i_{\mathrm{\γ}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_q{i}_{\mathrm{\δ}}}{V_{\mathrm{\δ}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_d\·i_{\mathrm{\γ}}-(R+{\mathrm{pL}}_q)\·i_{\mathrm{\δ}}}$

这里，为了进行

的控制，实际上有时即使不考虑上式(17)的分母，也能利用只考虑分子的以下的式(18)进行控制。

式(18)

为了实时进行

的控制，有时要尽量减少运算量，不用上述式(17)，而如上述式(18)那样地用sin近似的式求Δθ。

但是，式(17)的Δθ＝tan^-1()中，取决于ω的关系被很好地抵消(由于在分子、分母中均有取决于ω的项存在，所以两者互相抵消，就不取决于ω)，这一点在计算式(18)时，Δθ成为取决于ω的值。

这是因为式(18)的式中，计算感应电压，因此变成与转速成正比的特征量，就变成具有和采用上述式(3)的场合(上述非专利文献1的技术)相同的问题。即，Δθ向零的收敛性变差，另外，在轴偏移调整器的增益调整上，要根据电动机20的转速进行不同的增益调整，在控制的构成上变得复杂。相反，根据本实施形态，如上所述，通过采用磁通进行位置推定，能推定与ω无关的Δθ。

还有，本实施形态的电动机控制装置10中，最好是q轴和δ轴之间求Δθ(磁通误差)。在d轴上存在永磁体的磁通φ，与d轴正交的q轴上φ＝0。在q轴和δ轴之间求Δθ时，只要反馈控制使φ(q轴)即可。这一点与在d轴和γ轴之间求Δθ、再对φ＝(d轴)进行反馈控制的场合相比，容易进行控制。这是因为若想要在d轴和γ轴之间求Δθ，对磁通φ进行反馈控制时，由于磁通φ为永磁体物质固有的值，所以根据因永磁体的磁场强度而改变的φ的值，必须对每一台电动机改变指令值。另一方面，也能在本实施形态中，在d轴和γ轴之间求Δθ，代替上述的方法。

Claims (12)

1.一种推定有凸极的永磁电动机转子位置的转子位置推定方法，其特征在于，

推定对从电动机外加电压减去电流的电压降之差进行积分而得的磁通和电动机绕组的电感与电流之积产生的磁通，根据推定的所述2个磁通，求出旋转坐标轴和所述旋转坐标轴推定轴间的磁通误差，根据所述磁通误差，推定所述转子位置。

2.如权利要求1所述的转子位置推定方法，其特征在于，

所述磁通误差可利用下述式(1)求得，

式(1)

$\frac{V_{\mathrm{\γ}}-R\·i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}$

V_γ：电枢电压的γ轴分量

R：电枢绕组电阻

i_γ：电枢电流的γ轴分量

ω_re：转子角速度的推定值或指令值

L_q：q轴电感

i_δ：电枢电流的δ轴分量。

3.如权利要求1所述的转子位置推定方法，其特征在于，

所述磁通误差可用下述式(2)求得，

式(2)

$\frac{V_{\mathrm{\γ}}-(R+{\mathrm{pL}}_d)\·i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}$

V_γ：电枢电压的γ轴分量

R：电枢绕组电阻

p：微分算子

L_d：d轴电感

i_γ：电枢电流的γ轴分量

ω_re：转子角速度的推定值或指令值

L_q：q轴电感

i_δ：电枢电流的δ轴分量。

4.如权利要求1所述的转子位置推定方法，其特征在于，

所述电感为至少取决于电流及转速中的某一个量的函数。

5.一种电动机控制方法，其特征在于，

求得与利用如权利要求1所述的转子位置推定方法求出的所述磁通误差对应的所述旋转坐标轴和所述旋转坐标轴的推定轴间位置误差对应的转子角速度的推定值，将所述转子角速度的推定值输入低通滤波器，根据所述低通滤波器的输出值，进行与所述永磁电动机速度有关的反馈控制。

6.一种应用如权利要求1所述的转子位置推定方法的电动机控制方法，其特征在于，

将使得与电枢电流的所述旋转坐标轴推定轴分量的检测值对应的值和指令值的误差为零用的电流控制器的输出即相位指令值输入低通滤波器，根据所述低通滤波器的输出值和所述推定的转子位置，生成表示电压指令的相位的信号。

7.一种应用如权利要求1所述的转子位置推定方法的电动机控制方法，其特征在于，

向低通滤波器输入与电枢电流的所述旋转坐标轴推定轴分量的检测值对应的值，根据所述低通滤波器的输出值和所述电枢电流的旋转坐标轴的推定轴分量的指令值的偏差，生成电压相位的指令值。

8.一种应用如权利要求1所述的转子位置推定方法的控制有凸极的永磁电动机的电动机控制方法，其特征在于，

求出旋转坐标轴即q轴的推定轴即δ轴的磁通量，进行控制使所述δ轴的磁通量收敛成零。

9.如权利要求8所述的电动机控制方法，其特征在于，

所述磁通误差能够以下述式(1)求得

式(1)

$\frac{V_{\mathrm{\γ}}-R\·i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}$

V_γ：电枢电压的γ轴分量

R：电枢绕组电阻

i_γ：电枢电流的γ轴分量

ω_re：转子角速度的推定值或指令值

L_q：q轴电感

i_δ：电枢电流的δ轴分量。

10.如权利要求8所述的电动机控制方法，其特征在于，

所述磁通误差能够以下述式(2)求得

式(2)

$\frac{V_{\mathrm{\γ}}-(R+{\mathrm{pL}}_d)\·i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}+L_q\·i_{\mathrm{\δ}}$

V_γ：电枢电压的γ轴分量

R：电枢绕组电阻

p：微分算子

L_d：d轴电感

i_γ：电枢电流的γ轴分量

ω_re：转子角速度的推定值或指令值

L_q：q轴电感

i_δ：电枢电流的δ轴分量。

11.一种压缩机，其特征在于，

应用如权利要求1或2所述的转子位置推定方法，且具有通过计算磁通误差并进行控制使得所述运算出的磁通误差收敛为零、从而能进行无位置传感器正弦波驱动的压缩机电动机。

12.一种推定有凸极的永磁电动机转子位置的转子位置推定装置，其特征在于，

具备运算部，该运算部推定对从电动机外加电压减去电流的电压降之差进行积分而得的磁通和电动机绕组的电感与电流之积产生的磁通，求得旋转坐标轴和所述旋转坐标轴的推定轴间的磁通误差，

根据所述磁通误差，推定所述转子位置。

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