CN101682283B - 用于永磁体同步电动机的无传感器控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于永磁体同步电动机的无传感器控制装置。AC同步电动机的无位置传感器控制系统中的电流引入方法具有不同步问题。来自单相高频电压产生单元的高频电压分量通过高频电压坐标变换单元被坐标变换，并且，变换的高频电压和来自电流控制单元的电压指令被合成为电压指令值，该电压指令值被输出到逆旋转坐标变换单元。从检测到的二轴电流分量，单相轴相位信号被检测以产生高频电压的相位信号。该相位信号被用作坐标变换时的相位信号，并被输出到稳定化频率校正单元以由此计算校正信号。该校正信号和频率指令相加以产生基准相位信号。

Description

用于永磁体同步电动机的无传感器控制装置

技术领域

本发明涉及以永磁体作为磁场源的同步电动机或发电机的位置/速度无传感器可变速控制，更特别地，涉及还能够在低速区域中驱动的无传感器控制装置。 

背景技术

例如，作为无传感器控制方法，专利文献1～3是已知的。专利文献1公开了这样的特征，即，如图11所示，在旋转坐标系(32a、32b)中施加单相高频电压Vdc，然后，产生的电流被分成与该单相电压平行的直流分量(Idc)和与该单相电压正交的正交分量(Iqc)。从通过将产生的电流分成两个轴而获得的这些分量，相位差检测器33检测产生的高频电流对于高频电压的相位差误差(θ)。由此，估计磁极相位θ0被校正。因此，通过输入单相高频电压并在与电压的该单相分量相同的坐标中检测高频电流，估计相位差误差。附图标记30表示电动机，附图标记31表示逆变器。此外，通过使用图11所示的单相高频电压的分量和单相高频电流的分量之间的轴误差，通过如图12所示的那样设置的积分器34的积分来估计磁极相位。 

这种方法使用d轴和q轴之间的电感差(磁性凸极性)，由此不能将d轴上的北极与南极分开。因此，以前通过其它方法估计北极的相位。那么，如果电动机从该初始相位旋转，则连续从上述的高频电压分量和高频电流分量之间的相位差校正估计磁极相位，从而使得估计磁极相位追从。 

此外，在专利文献1中公开的技术包括功能块和估计部分。功能块包括用于将单相高频电压注入适当的相位的功能和用于检测产生的单相高频相位的产生轴的功能。估计部分被设置用于从其间的相位差 估计磁极相位。 

在图12的积分器34直接估计磁极相位的方法中，当速度以斜坡状增加时，在磁极估计相位中导致偏差，使得由于这种磁极估计误差(偏差)趋于出现同步性的损失(不同步)。 

专利文献2和专利文献3不仅提出高频波的具体分离方法，而且还增加积分计算。即，通过对上述的高频电压和电流之间的相位误差分量进行积分而计算速度，然后，进一步对速度进行积分以计算估计相位。由于增加这种速度估计的积分，因此即使在速度以斜坡状改变时，也不导致作为磁极相位的稳态偏差的估计误差，使得变得难以导致同步性的损失。 

作为上述高频方法以外的用于步进电动机等的一种方法，存在强制出现具有恒定振幅的电流并且强制该电流的相位旋转以强制磁极追从该电流的方法。以下，该方法被称为“电流引入方法”。 

图13表示电流引入方法的控制框图的一个例子。以下的解释假定使用永磁体作为磁场的旋转磁场型同步电动机，并且假定电枢是定子或固定坐标(a轴、b轴)。磁极侧被称为转子或旋转坐标(d轴、q轴)。并且，对于电流引入产生的电流指令的相位由γ轴限定，并且，与该γ轴正交的轴由δ轴限定。 

此外，为了将用于电流引入的基频分量的电压或电流与高频分量的电压或电流区分开，将向各高频分量的变量添加下标“h”。 

在图13中，附图标记1表示作为电流的振幅指令值并且将γ轴分量(iγ^＊)设为电流振幅指令值|I1^＊|的γ轴电流指令。γ轴分量(iγ^＊)是旋转坐标系的相互正交的两个轴的分量中的一个。附图标记2表示作为电流的振幅指令值并将δ轴分量(iδ^＊)设为0的δ轴电流指令。δ轴分量(iδ^＊)是旋转坐标系的相互正交的两个轴的分量中的另一个。 

电流的这些相应振幅指令值(iγ^＊，iδ^＊)和从旋转坐标变换部分12得到的两个轴的电流分量(iγ，iδ)被输入到电流控制部分5。该电流控制部分5输出输出电压(Vγ^＊，Vδ^＊)，以导致实际电流追从电流指令。该电流控制部分5一般由电流指令和电流检测之间的差值计算 和比例加积分控制(PI控制)等构成。 

附图标记3表示电流的旋转速度指令。该旋转速度指令设定用于强制旋转引入目的电流的频率指令(速度指令)ω1^＊。附图标记4表示相位积分器。相位积分器4通过对速度指令3进行积分而输出用于产生电流的基准相位θ。该基准相位θ是基于电枢绕组的相位角。基准相位θ与从电流控制部分5得到的输出电压(Vγ^＊，Vδ^＊)一起被输出到逆旋转坐标变换部分6。该逆旋转坐标变换部分6通过使用输出相位θ对于旋转坐标上的两个轴的分量的电压指令(Vγ^＊，Vδ^＊)施加逆旋转坐标变换。由此，电压指令(Vγ^＊，Vδ^＊)被变换为固定坐标系上的两个轴的电压分量指令(Va^＊，Vb^＊)。 

附图标记7表示二相/三相变换部分。二相/三相变换部分7将通过逆旋转坐标变换部分6输出的固定坐标上的正交的两个轴的电压分量变换成具有120°相位差的三相交流电压(Vu^＊，Vv^＊，Vw^＊)。PWM放大部分8通过使用脉宽调制(PWM)方法对于该三相交流电压(Vu^＊，Vv^＊，Vw^＊)施加功率放大。 

这里，假定电动机9是使用永磁体作为磁场源的PM电动机，并且，电动机9具有导致电感在d轴和q轴之间不同的磁性凸极性。对于电动机9的输入电流被电流检测器9检测，三相检测电流(iu，iv，iw)被输出到三相/二相变换部分11，使得三相检测电流(iu，iv，iw)被变换成正交的两个轴的电流分量(ia，ib)。注意，三相电流(iu，iv，iw)的三个相未必需要被实际检测，而其两个相可被检测，以通过使用检测到的两个相位的计算估计剩余的一个相位。 

旋转坐标变换部分12通过使用积分器4的相位θ对于从三相/二相变换部分11输出的正交的两个轴的电流分量(ia，ib)应用旋转坐标变换。由此，电流分量(ia，ib)被变换成旋转坐标系上的两个轴的电流分量(iγ，iδ)。对于电流控制部分5的电流控制使用在该变换之后获得的检测电流。 

“电流引入方法”的配置如上面解释的那样。借助该配置，产生具有等于电流振幅指令值|I₁ ^＊|的振幅并具有等于频率指令(速度指 令)ω1^＊的频率的电流，使得电动机的转子旋转以追从该电流。 

专利文献1：日本专利申请公开No.7-245981 

专利文献2：日本专利申请公开No.2003-153582 

专利文献3：日本专利申请公开No.2003-348896 

发明内容

(1)高频方法的问题 

如上所述，高频方法包括用于检测单相高频分量的电压和电流之间的相位误差的部分和用于通过积分器等从该相位误差信息估计磁极相位的部分。由于高频方法利用磁性凸极性作为其原理，因此不存在区分北极和南极的功能。当单相高频电压被注入d轴时，积分器校正估计相位以使高频电流的产生相位与高频电压的相位一致，使得执行磁极相位的估计(追从)。但是，存在该相位误差在北极下或在南极下等于0的状态。 

因此，通过最初通过使用磁饱和等的其它方法估计北极的相位并通过一直跟踪该估计相位，区分北极和南极。 

但是，在噪声混入电流检测中并且由此高频电压和电流之间的相位差导致噪声误差使得用于估计磁极的积分器错误积分180°的情况下，磁极的估计会聚于南极，使得相对于北极导致180°的估计相位误差。如果从北极到南极的估计错误出现一次，那么，此后，即使在正常操作状态下看起来北极被估计，但也一直辨认南极。 

如上所述，在高频方法中，不存在磁极的NS(北极/南极)确定功能。由此，如果磁极相位的估计不同步，那么南极侧被错误地估计为d轴。在这种情况下，基于速度控制系统的假定沿电流指令方向的180度相反方向产生电流。结果，产生的电动机的转矩具有相反的极性。当给出正旋转方向的转矩指令时，在电动机中产生反向旋转方向的转矩，使得电动机在旋转方向的反向侧被加速(即，当电动机的旋转速度等于0时沿反向旋转方向被加速，并且当电动机沿正旋转方向旋转时被减速)。 

此外，由于速度方向和速度指令之间的差异变得更大，因此，速度控制系统沿正方向增加转矩指令。由此，电动机沿相反方向增加其转矩。由此，反向旋转方向的加速被增强，使得电动机最终沿反向旋转方向飞车(run away)(迅速增加以致失控)。因此，当在高频方法中出现了同步性的损失的情况下，在北极和南极之间交换估计磁极并由此存在电动机向反向侧飞车的可能性。为了防止这种反向飞车，需要适当地设定磁极估计增益，并且，需要将用于测量的高频电流设为较大的值以抑制诸如噪声的误差分量。 

(2)电流引入方法的问题 

在电流引入方法中，电流被强制引入。由此，错误地进行北极和南极之间的区分。但是，当频率指令或负载变化时，很容易出现振动。并且，存在当负载转矩变得过大时导致同步性的损失的问题。 

众所周知，在同步电动机的磁场芯没有配备阻尼器绕组的情况下，磁极相位具有振动的趋势。此外，当负载超过可通过电流振幅产生的最大转矩时，导致同步性的损失。考虑这种相位振动，一般地，为了防止同步性的损失，可只施加约等于由设定的电流指令产生的最大转矩的三分之二的负载转矩。 

当比较这两种方法时，在高频方法中，由于通过估计磁极相位控制电流，因此，产生的转矩的比率相对较大，并且不导致振动。此外，存在在负载过大时虽然此时速度降低但不导致同步性的损失的优点。但是，存在当由于磁极估计错误出现同步性的损失时导致反向飞车的问题。 

在电流引入方法中，虽然存在出现过渡振动并且在过载时出现同步性的损失的问题，但是，即使出现同步性的损失也不导致反向飞车。 

因此，本发明的目的是，提供一种用于永磁体同步电动机的无传感器控制装置，该控制装置被设计为通过组合上述的两种方法来解决这些问题。 

根据本发明的一个方面，提供一种用于永磁体AC同步电动机的无传感器控制装置，其中，在控制装置中设置单相高频电压产生部分，高频电压坐标变换部分执行从单相高频电压产生部分得到的高频电压分量的坐标变换，通过组合变换的高频电压与从电流控制部分得到的电压指令获得的电压指令值被输出到逆旋转坐标变换部分，通过向从电动机检测到的电流信号施加坐标变换和高通滤波器获得的两个轴的电流分量被输入到单相高频电流相位检测部分以检测单相轴相位信号，单相轴相位信号被输出到磁极相位估计部分以产生高频电压相位信号，高频电压相位信号被输出到高频电压坐标变换部分以被用作高频电压坐标变换部分的坐标变换的相位信号，高频电压相位信号还被输出到稳定化频率校正部分以计算校正信号，并且，通过计算出的校正信号与频率指令的和而获得的基准相位信号被输出到逆旋转坐标变换部分。

根据本发明的另一方面，提供一种用于永磁体同步电动机的无传感器控制装置，该控制装置的特征在于，单相高频电压产生部分通过将高频波的频率指令进行积分而产生高频基准相位信号，由此产生包括高频波的波形信号，并且通过将波形信号乘以单相电压的振幅指令来计算电压的简谐振荡。 

根据本发明的另一方面，提供一种用于永磁体AC同步电动机的无传感器控制装置，其中，在控制装置中设置单相高频电压产生部分，高频电压坐标变换部分执行从单相高频电压产生部分得到的高频电压分量的坐标变换，通过组合变换的高频电压与从电流控制部分得到的电压指令获得的电压指令值被输出到逆旋转坐标变换部分，通过向从电动机检测到的电流信号施加坐标变换和高通滤波器获得的两个轴的电流分量被输入到单相高频电流相位检测部分以检测单相轴相位信号，单相轴相位信号被输出到磁极相位估计部分以产生高频电压相位信号，高频电压相位信号被输出到高频电压坐标变换部分以被用作高频电压坐标变换部分的坐标变换的相位信号，高频电压相位信号和单相轴相位信号之间的差值被输出到稳定化频率校正部分以计算校正信号，并且，通过计算出的校正信号与频率指令的和而获得的基准相位信号被输出到逆旋转坐标变换部分。 

根据本发明的另一方面，提供一种用于永磁体同步电动机的无传感器控制装置，其中，被输入到高频电压坐标变换部分的信号是正交二分量信号；并且，正交二分量信号的一轴分量是从单相高频电压产生部分得到的高频电压分量，并且正交二分量信号的另一轴分量被设为0。 

根据本发明的另一方面，提供一种用于永磁体同步电动机的无传感器控制装置，该控制装置的特征在于，磁极相位估计部分的输出信号是通过从作为单相高频电流相位检测部分的输出的高频电流轴相位信号减去高频电压轴相位信号并将该减法结果乘以比例增益并进一步将该乘法结果进行积分而产生的信号。 

附图说明

[图1]表示根据本发明的实施例的配置图。 

[图2]基频分量和高频分量的电压和电流矢量的示图。 

[图3]单相高频分量的轨迹放大图。 

[图4]高通滤波器和低通滤波器的配置图。 

[图5]用于单相高频电流的产生相位的检测部分的配置图。 

[图6]用于单相高频电流的产生相位的另一检测部分的配置图。 

[图7]表示根据本发明的另一实施例的配置图。 

[图8]通过常规的电流引入方法中的模拟获得的特性图。图(a)表示频率分量的波形。图(b)表示相位分量的波形。图(c)表示电动机转矩的波形。 

[图9]通过本发明中的模拟获得的特性图。图(a)表示频率分量的波形。图(b)表示相位分量的波形。图(c)表示电动机转矩的波形。 

[图10]根据本发明的给予磁极相位估计干扰时的特性图。图(a)表示频率分量的波形。图(b)表示相位分量的波形。图(c)表示电动机转矩的波形。 

[图11]常规的无传感器控制装置的配置图。 

[图12]另一常规的无传感器控制装置的配置图。 

[图13]基于电流引入方法的常规的无传感器控制装置的配置图。 

具体实施方式

现在将参照附图详细解释根据本发明的实施例。 

图1是表示根据本发明的第一实施例的整个控制系统的示意性配置图。在该框图中，与图13相同或对应的部分由与图13相同的附图标记表示，并且省略它们的解释。在图1中，附图标记21表示单相高频电压产生部分。单相高频电压产生部分21计算为了产生高频方法的高频电流而注入的电压的电压指令。该单相高频电压产生部分21包括积分手段、函数产生手段和乘法手段。积分手段通过对于高频率积分频率指令ω_hv ^＊产生高频基准相位θ_hv ^＊。作为用于产生包括特定的高频的波形的手段，在本实施例中例示余弦函数。通过将该高频波形乘以单相电压的振幅指令v_hv ^＊，计算电压的简谐振荡。 

附图标记22表示高频电压坐标变换部分。应用高频电压坐标变换部分22，使得作为单相高频电压产生部分21的输出的简谐振荡的高频电压分量与指定的磁极相位一致(匹配)。被输入到坐标变换部分22的相互正交的两个轴的两个分量中的一个是简谐振荡的电压分量，并且，相互正交的两个轴的两个分量中的另一个等于0。此外，坐标变换部分22使用磁极估计相位φd(＝^φd)作为变换的相位。 

图2是表示该单相AC电压分量的矢量轨迹和通过该单相AC电压分量产生的单相AC电流的轨迹。在图2中，相对于基于电枢绕组的U相位的相位以旋转速度ω₁ ^＊旋转的磁极轴被定义为d轴，并且，与d轴正交的轴被定义为q轴。 

此外，电流指令的电流矢量轴被定义为γ轴，并且，与γ轴正交的轴被定义为δ轴。图2表示分别在由电流指令导致的电流矢量i₁(iγ_{_0}，iδ_{_0})和在此时导致的电压v₁(vγ_{_0}，vδ_{_0})上重叠高频电流(iγ_{_h}，iδ_{_h})和高频电压(vγ_{_h} ^＊，vδ_{_h} ^＊)的状态。 

此外，为了阐明高频分量之间的相位关系，图3表示导致高频分量的中心相互一致的放大图。为了阐明相位关系，该图3表示高频电 压分量v被平行移动以与电流高频波i的中心一致(重叠)的状态。附图标记φv表示从电流产生轴γ到注入或施加单相AC电压的轴的相位角。该高频电压产生具有与该高频电压的频率值相同的频率值的单相电流。附图标记φi表示该高频电流的产生相位。此外，附图标记φd表示从轴γ到磁极轴的相位。附图标记“A”表示磁极估计轴。 

附图标记23表示高频电压重叠部分。高频电压重叠部分23将高频电压(vγ_{_h} ^＊，vδ_{_h} ^＊)加(叠加)到从电流控制部分5输出的电压(vγ^＊，vδ^＊)上。附图标记24表示电流指令相位计算积分器。通过DC(直流)量的指令值|I₁ ^＊|和频率指令ω₁ ^＊给出电流指令。将频率指令ω₁ ^＊加到稳定化频率校正部分30的输出信号上。然后，电流指令相位计算积分器24将作为该相加的结果获得的校正的频率ω₁积分，以产生用于将电压指令变换成电枢绕组的坐标系的相位θ。由此，逆旋转坐标变换部分6基于相位θ执行坐标变换。然后，从逆旋转坐标变换部分6输出的变换信号穿过二相/三相变换部分7和PWM放大部分8以通过PWM调制方法被放大电压，并然后被输出到电动机9。 

附图标记25是高频截止滤波器(cut filter)。可从电流检测器10获得三相分量的电枢电流(iu，iv，iw)。该电枢电流(iu，iv，iw)穿过三相/二相变换部分11和旋转坐标变换部分12。旋转坐标变换部分12基于电流指令的基准相位θ进行坐标变换，以产生信号(iγ，iδ)。由于该电流检测的高频分量在电流控制中不是必需的，因此高频截止滤波器25从包括高频分量和基频分量的信号(iγ，iδ)截止或去除高频分量，使得仅获得基频电流分量。 

附图标记26是高通滤波器。由于基频电流分量对于磁极相位的估计不是必需的，因此，与高频截止滤波器25相反，高通滤波器26截止基频分量。作为高频截止滤波器25或高通滤波器26的具体配置例子，已在专利文献2中解释了利用移动平均的方法。由于当限定本发明的范围时这些滤波器的配置不构成主要特征，因此，将通过仅给出通过图4、图5和图6所示的离散系统配置的例子，省略它们的详细解释。 

图4是滤波器部分25和26的一个例子。附图标记1/Z表示数字计算中的1采样延迟，附图标记∑表示所有输入的和。注意，图4表示仅关于γ轴的一个相位的例子。 

在通过八个离散点处理高频分量的一个周期(循环)的情况下，可通过八个点的移动平均计算高频波的中心。可通过从电流检测值减去该中心值提取高频分量。虽然可通过使用这八个点的移动平均获得从高频分量的截止得到的分量，但电流改变时的检测延迟较大。由此，假定此时的高频分量等于1周期前的高频分量(即，此时的高频分量前的八个采样)使得在其间具有较低的相位变化，通过从此时的电流检测值减去1周期前的高频分量产生高频截止分量。由此，当改变基频分量的值时，检测死时间减少。 

附图标记27表示单相高频电流产生相位检测部分。该产生相位检测部分27从作为两个轴的高频单相AC电流分量的高通滤波器26的输出检测单相轴相位。作为该检测的方法，如图5所示，通过使用相位延迟90度的正弦函数计算各轴的高频分量。然后，通过将移动平均应用于这些对于1周期(循环)计算的高频分量获得的结果通过反正切函数被变换成单相轴相位。此外，如图6所示，作为正弦函数的替代，还可通过使用如果高频相位范围为0～π则输出“1”并且如果高频相位范围为π～2π则输出“-1”的任意函数以相同的方式计算该单相轴相位。此外，虽然可基于半周期执行移动平均处理(在图6的情况下为4采样的移动平均)，但存在由于正负不对称而出现波纹状误差分量的可能。由此，如图6所示，一个周期的移动平均是有利的。可用IIR型数字滤波器代替该移动平均。然后，以与以上方式相同的方式通过反正切函数计算轴相位。 

附图标记28表示磁极相位估计部分。在由于电动机的磁性凸极性直轴电感Ld和正交轴电感Lq满足关系Ld＜Lq的情况下，在单相高频电压轴的相位和实际磁极轴的相位之间存在相位检测部分27的高频电流的产生相位(单相高频电流相位)。因此，从高频电流轴相位φi减去该高频电压轴相位φv，并且，该减法的结果乘以比例增益并然 后被积分。该积分输出被视为新的高频电压输出相位φv。因此，通过使用磁极相位的估计通过反馈控制来控制高频电压的产生相位。由此，使得电压相位与电流相位一致(更接近电流相位)，同时，使得高频电压相位φv与磁极轴φd一致。 

附图标记29表示磁极估计相位微分运算部分。如上所述，存在由于电流检测噪声等磁极相位估计部分28错误地允许磁极的估计会聚到北极和南极中的错误的一个的可能性。因此，通过将从磁极相位估计部分28得到的磁极相位信号进行微分，计算从去除偏差分量得到的相位变化量。 

附图标记30表示稳定化频率校正部分。将在正旋转(ω₁ ^＊＞0)的情况下给出以下的解释。由于已通过微分运算部分29计算估计磁极相位的变化量，因此增加与该变化量成比例的频率校正。即，当负载转矩变大时，电动机的磁极相位相对于电流矢量延迟。当该延迟增加时，微分运算部分29的相位变化分量(量)变为负值。由此，输出频率减小，使得稳定化频率校正部分30用于抑制电流相位θ和磁极相位之间的差值Φd的增加。对于这种频率校正计算，磁极估计相位的导数值可乘以比例增益，并且，可以根据需要使用用于抑制过高的分量的限幅器和用于去除高频分量噪声的低频通过滤波器等。 

根据如上面说明的那样构建的第一实施例，通过使用高频电压和电流估计磁极相位，并且，通过使用该估计相位的导数分量实施频率校正。由此，即使对于没有阻尼器绕组的同步电动机应用电流引入方法，也可抑制振动。 

在第一实施例中，磁极估计相位微分运算部分29将磁极相位的估计结果进行微分，即，在磁极相位估计部分28将(φi-φv)的分量积分之后进行这种微分。积分分量和导数分量这两个分量可相互抵消，并由此可作为等效变换图获得图7所示的框图。图7的其它部分与第一实施例相同，并且，其原理与第一实施例的原理相同。 

在本实施例中，虽然在第一实施例中将磁极估计相位微分，但是，通过使用磁极估计计算的内部数据，计算量减少。 

图8是通过模拟基于图13所示的常规的电流引入方法的行为获得的特性图。为了与本发明相比较，完成该模拟。在该模拟中，稳定化频率校正部分30的K_ωφ被设为0(K_ωφ＝0)。 

<1>评价条件(不包括根据本发明的补偿功能的电流引入方法) 

(a)电流指令的振幅被设为电动机定额的100％。 

(b)关于电流指令的频率，速度指令在时间点0s和0.1s之间的间隔中从0％变为5％，并然后在时间点1.0s和1.1s之间的间隔中从5％变为10％。 

(c)关于负载变化，从时间点0s到时间点2s不施加负载转矩，并且，在时间点2s之后以步进的方式施加70％的负载转矩。 

<2>结果 

(a)电动机速度具有振动行为。并且，当在时间点2s上施加负载时，电动机速度降低，使得导致同步性的损失。 

(b)电流矢量和d轴之间的相位差φd也具有振动行为。此外，当施加负载时，导致同步性的损失。 

(c)产生的转矩也以与上述速度和电流相同的方式具有振动行为。当施加负载时，导致同步性的损失。 

图9是通过应用本发明的情况下的模拟获得的特性图(频率指令和负载迅速变化时的稳定化改善效果)。图9表示通过将K_ωφ设为有效值来激活第二实施例的系统中的控制功能的情况。 

<1′>评价条件(电流引入方法：根据本发明的补偿功能是可操作的或是有效的，并且，其它条件与图8相同) 

(a′)电流指令的振幅被设为电动机定额的100％。 

(b′)关于电流指令的频率，速度指令在时间点0s和0.1s之间的间隔中从0％变为5％，并然后在时间点1.0s和1.1s之间的间隔中从5％变为10％。 

(c)关于负载变化，从时间点0s到时间点2s不施加负载转矩，并且，在时间点2s之后以步进的方式施加70％的负载转矩。 

<2′>结果 

(a′)即使频率指令ω₁ ^＊改变，当导致电动机速度的响应延迟时电流输出频率ω₁也抑制其加速。当施加负载时，电流输出频率ω₁自动减小以追从电动机速度的降低从而防止同步性的损失。然后，随着时间的过去，电流输出频率ω₁返回其以前的速度。 

(b′)电流和d轴之间的相位差φd没有振动行为并且是稳定的。在施加负载时，也不出现振动。 

(c′)产生的转矩也以与上述速度和电流相同的方式较为稳定。可根据加速和负载产生转矩。 

图10是通过用于确认在应用本发明的情况下产生的效果(由于检测噪声导致的高频方法中的磁极错误地在北极和南极之间会聚的情况)的模拟获得的特性图。在图10中，示出对于磁极相位估计的干扰被输入到由时间点1s附近的 

表示的部分的情况下的响应。 

<3>评估条件(电流引入方法：根据本发明的补偿功能是可操作的，并且，与控制相关的条件与图9相同) 

(a)电流指令的振幅被设为电动机定额的100％。 

(b)关于电流指令的频率，速度指令在时间点0s和0.1s之间的间隔中从0％变为5％，并然后保持恒定。 

(c)关于负载变化，从时间点0s到时间点2s不施加负载转矩，并且，仅对于时间点2s和3s之间的间隔以步进的方式施加70％的负载转矩。 

(d)相位估计干扰被注入时间点1.0s和1.01s之间的间隔中。干扰被设为具有当被积分时导致磁极相位仅改变180°(π弧度)的大小。 

<4>结果 

(a)在时间点1s处，由于磁极相位的干扰，磁极估计相位反向180°。即，虽然已在该时间点之前估计了北极，但是，由于干扰，使得突然估计南极，从而导致错误操作状态。 

(b)但是，虽然电动机速度ω_r和电流与d轴之间的相位-φ_d具有过渡变化，但电动机速度ω_r和相位-φ_d返回到它们以前的稳定状态。 

(d)产生的转矩在其附近也是稳定的。 

由于对于磁极估计的干扰，因此磁极估计相位Φd迅速变化180°。在常规的高频方法的情况下，由于已代替北极错误地检测了南极，因此导致反向飞车。 

但是，根据本发明，如图10所示，虽然由于噪声(由 

表示的部分)存在变化分量，但不会出现反向飞车。因此，可以实现稳定性的提高。 

作为第一实施例和第二实施例之间的共同效果，以下是以上解释的结果的总结。 

(1)防止反向旋转现象 

由于使用了电流引入方法，因此，避免当估计磁极时由于干扰分量等将南极错误地估计为北极，高频方法常常出现这种错误。因此，不导致反向飞车的现象。 

(2)频率指令迅速变化时的稳定性 

即使当频率指令迅速变化时，输出频率也被自动校正以防止同步性的损失。 

(3)负载迅速变化时的稳定性 

即使当负载迅速变化以迅速增加电动机速度时，输出频率也被自动校正以防止同步性的损失。 

作为从(2)和(3)获得的效果，不仅通过简单地抑制振动而且通过在过渡变化时自动校正频率而维持稳定性。 

注意，如果施加比可由设定的电流指令产生的最大转矩大的负载转矩，那么导致同步性的损失。在以专利文献1～3的方式使用高频方法和矢量控制的情况下，即使在过载时，虽然速度降低，也不导致同步性的损失。但是，由于如果负载转矩小于或等于最大转矩则可实现在过渡时也不导致振动并且保持稳定的控制系统，因此，可通过将电流设定为较大的值克服该问题。 

(4)增益调整的简化效果 

如果在高频方法中不适当地设定磁极估计增益，那么导致由于响应延迟导致的同步性损失或由于增益的过大设定导致的同步性损失。 由此，当在操作中调整该增益的情况下，需要适当地调整其初始值。如果初始值被设定不当，那么存在在调整增益时导致同步性损失的可能性。 

与此相反，在本发明中基本上使用电流引入方法。由此，除非速度指令或负载迅速变化，否则可维持稳定的状态。校正增益只须被初始设定为0并且响应速度变化或负载变化缓慢增加。因此，调整变得十分容易。此外，根据本发明的装置能够被设定，使得在在没有过渡现象的环境中使用该装置的情况下本发明的控制变得不起作用。 

如上所述，根据本发明，产生以下有利效果。 

(1)由于电流引入方法，因此避免如高频方法的情况那样由于干扰分量等通过错误地将南极估计为北极而进行磁极的估计。因此，不导致反向飞车。 

(2)即使当频率指令迅速变化时，输出频率也被自动校正以防止同步性的损失。因此，在频率指令迅速变化时增强稳定性。 

(3)即使当负载迅速变化以迅速增加电动机速度时，输出频率也被自动校正以防止同步性的损失。因此，作为可从(2)和(3)获得的效果，不仅通过简单地抑制振动而且通过在过渡变化时自动校正频率而维持稳定性。 

(4)如果在高频方法中不适当地设定磁极估计增益，那么导致由于响应延迟导致的同步性损失或由于增益的过大设定导致的同步性损失。由此，当在操作中调整该增益的情况下，需要适当地调整其初始值。如果初始值被设定不当，那么存在在调整增益时导致同步性损失的可能性。 

与此相反，在本发明中基本上使用电流引入方法。由此，除非速度指令或负载迅速变化，否则可维持稳定的状态。校正增益只须被初始设定为0并且响应速度变化或负载变化缓慢增加。因此，调整变得十分容易。此外，根据本发明的装置变得能够被设定，使得在在没有过渡现象的环境中使用该装置的情况下本发明的控制变得不起作用。 

Claims (5)

1.一种用于永磁体AC同步电动机的无传感器控制装置，所述控制装置的特征在于，

在控制装置中设置单相高频电压产生部分，高频电压坐标变换部分执行从单相高频电压产生部分得到的高频电压分量的坐标变换，通过组合变换的高频电压与从电流控制部分得到的电压指令获得的电压指令值被输出到逆旋转坐标变换部分，

通过向从电动机检测到的电流信号施加坐标变换和高通滤波器获得的两个轴的电流分量被输入到单相高频电流相位检测部分以检测单相轴相位信号，单相轴相位信号被输出到磁极相位估计部分以产生高频电压相位信号，高频电压相位信号被输出到高频电压坐标变换部分以被用作高频电压坐标变换部分的坐标变换的相位信号，高频电压相位信号还被输出到稳定化频率校正部分以计算校正信号，并且，通过计算出的校正信号与频率指令的和而获得的基准相位信号被输出到逆旋转坐标变换部分，

其中，被输入到高频电压坐标变换部分的高频电压相位信号是正交二分量信号；并且，正交二分量信号的一轴分量是从单相高频电压产生部分得到的高频电压分量，并且正交二分量信号的另一轴分量被设为0。

2.如权利要求1所述的无传感器控制装置，其特征在于，

单相高频电压产生部分通过将高频波的频率指令进行积分而产生高频基准相位信号，由此产生包括高频波的波形信号，并由此通过将波形信号乘以单相电压的振幅指令来计算电压的简谐振荡。

3.如权利要求1或2所述的无传感器控制装置，其特征在于，

磁极相位估计部分的输出信号是通过从作为单相高频电流相位检测部分的输出的高频电流轴相位信号减去高频电压轴相位信号并将该减法结果乘以比例增益并进一步将该乘法结果进行积分而产生的信号。

4.一种用于永磁体AC同步电动机的无传感器控制装置，所述控制装置的特征在于，

在控制装置中设置单相高频电压产生部分，高频电压坐标变换部分执行从单相高频电压产生部分得到的高频电压分量的坐标变换，通过组合变换的高频电压与从电流控制部分得到的电压指令获得的电压指令值被输出到逆旋转坐标变换部分，

通过向从电动机检测到的电流信号施加坐标变换和高通滤波器获得的两个轴的电流分量被输入到单相高频电流相位检测部分以检测单相轴相位信号，单相轴相位信号被输出到磁极相位估计部分以产生高频电压相位信号，高频电压相位信号被输出到高频电压坐标变换部分以被用作高频电压坐标变换部分的坐标变换的相位信号，高频电压相位信号和单相轴相位信号之间的差值被输出到稳定化频率校正部分以计算校正信号，并且，通过计算出的校正信号与频率指令的和而获得的基准相位信号被输出到逆旋转坐标变换部分，

其中，被输入到高频电压坐标变换部分的高频电压相位信号是正交二分量信号；并且，正交二分量信号的一轴分量是从单相高频电压产生部分得到的高频电压分量，并且正交二分量信号的另一轴分量被设为0。

5.如权利要求4所述的无传感器控制装置，其特征在于，

磁极相位估计部分的输出信号是通过从作为单相高频电流相位检测部分的输出的高频电流轴相位信号减去高频电压轴相位信号并将该减法结果乘以比例增益并进一步将该乘法结果进行积分而产生的信号。

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