JP2002078391A

JP2002078391A - 交流電動機の駆動システム

Info

Publication number: JP2002078391A
Application number: JP2000266003A
Authority: JP
Inventors: Yoshinao Iwamichi; 善尚岩路; Tsunehiro Endo; 常博遠藤; Hiroshi Fujii; 洋藤井; Tatsuo Ando; 達夫安藤
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2000-08-30
Filing date: 2000-08-30
Publication date: 2002-03-15

Abstract

(57)【要約】【課題】電気的突極性を有する交流電動機の磁極位置を
センサレスで検出する。【解決手段】制御上の回転座標軸（dcqc軸）上におい
て、dc軸、qc軸に各々任意の大きさの微小電圧変化を与
え、その結果生じる電流変化率との関係から、アークタ
ンジェントを用いて電動機の磁極軸位置を演算する。磁
極軸は収斂演算を用いることなく、１回の演算で求めら
れ、演算式も単純化されている。また、電動機を駆動す
るインバータ出力に含まれる高調波成分を利用し、これ
を微小電圧変化とみなしても、同様の結果が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電気的突極性を有
する交流電動機の駆動システムに関し、特に電気角位置
を検出するセンサを用いずに高性能な電動機制御を実現
する制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】同期電動機の電気角位置を検出すること
なく制御する手法は、例えば、特開平7−245981、特開
平8−205578等がある。どちらの方式も、同期電動機の
突極性によるインダクタンスの違いに基づき、電動機内
部の磁極位置を推定する。

【０００３】特開平7−245981は同期電動機に交番磁界
を発生させ、交番磁界に対して直交する成分の交番電流
（あるいは交番電圧）を検出し、これに基づいて、電動
機内部の磁極位置を推定演算する。交番電流（電圧）成
分を抽出するためには、フーリエ級数展開や、バンドパ
スフィルタを使用する。

【０００４】特開平8−205578は交番磁界を制御側から
与えずに、インバータのPWM（パルス幅変調）制御に伴
って発生する高調波を利用する。この高調波によって生
じる電動機の電流リプルを検出し、リプルの傾きからイ
ンダクタンスを間接的に求め、電動機の固定子座標軸上
で磁極軸を推定する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】特開平7−245981で
は、検出される交番電流（電圧）が零になるように、制
御側の軸を修正することで、電動機内部の軸と制御軸と
を一致させる。この時、交番磁界を発生させるための交
流を注入する必要があり、それに伴うトルク脈動や騒音
等が問題になる。また、電流（電圧）の検出値から、交
番電流（電圧）成分を抽出するブロックが必須であるた
め構成が複雑であり、また、軸誤差を零にするには、あ
る程度の応答時間が必要になる。

【０００６】また、特開平8−205578では、インバータ
出力に含まれる高調波電圧成分の検出と、それに伴う電
流変化率を、インバータスイッチング状態（電圧ベクト
ル）毎に検出し、その後、連立方程式を解く必要があ
り、演算が複雑になる。電流変化率を検出するための特
別な検出回路が必要であり、装置も複雑になる。また、
固定子座標軸上で演算を行うため、電動機を高速域で駆
動した場合は、サンプリングによる誤差が無視できなく
なる。

【０００７】本発明の目的は、従来技術の問題点に鑑
み、突極性を有する交流電動機の磁極位置を単純なアル
ゴリズムで推定し、高性能な電動機の駆動システムを提
供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明は、突極性を有する交流電動機に対して、制御側の推
定座標軸上（dc、qc軸上）で、任意の微小電圧変化を与
え、それによって生じる電流変化率から、電動機の実際
の磁極位置を求めることを特徴とする。

【０００９】微小電圧は、電動機の駆動に影響を与えな
い程度の僅かなものでよく、また、正弦波、方形波に限
らず、任意波形のものでよい。磁極位置を求める演算式
は、制御軸から見た電圧方程式を展開することで導出で
き、具体的には後述の（１６）式に示す演算式となる。
この演算では、収斂演算を必要とせずに、直接的に軸誤
差Δθを演算することができる。

【００１０】また、制御軸上で微小電圧変化を与える代
わりに、インバータが発生する高調波を利用することで
も、前記演算式を用いることで磁極位置を直接演算する
ことができる。インバータの出力に含まれる高調波成分
を、dc軸、qc軸上で観測し、その値を微小電圧変化量と
みなして、前記Δθの演算を行えばよい。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１に本発明の第一の実施形態を
示すシステム構成図を示す。本システムは電気的突極性
を持つ交流電動機３を駆動するインバータ２、インバー
タ２を制御する制御装置１からなる。電動機３の電流を
検出する電流検出器４、電流検出値を制御装置１内の回
転座標軸dc軸、qc軸へ座標変換するdq変換器５、電動機
３の速度、あるいはトルクを制御するベクトル制御器
６、電動機３の電気角周波数ω1を積分し、電気角位置
θcを演算する積分器７、dcqc軸上の電圧指令Vdc*、Ｖ
ｑｃ＊を、三相交流の電圧指令に座標変換するｄｑ逆変
換器８、三相電圧指令に基づいて、インバータ２を制御
するためのパルスを発生させるPWM発生器９、電動機３
の電流変化率を演算する変化率演算器10、電圧指令に微
小変化を与える微小電圧発生器11、信号を加算する加算
器12、微小電圧発生器11の出力と、電流変化率ΔIdc、
ΔIqcに基づいて、磁極位置誤差Δθを演算する磁極推
定器13、軸誤差Δθに基づき、制御器内の電気角位置θ
cを補正する補正ゲイン14を有している。

【００１２】次に、本実施形態の動作原理を説明する。
ベクトル制御器６は電動機３の速度、あるいはトルクを
制御するための制御演算を行う。電流検出器４で検出さ
れた三相交流電流は、座標変換器5により、制御器内部
の回転座標軸dcqc軸上の値に変換し、電動機の磁極が存
在する方向の成分をIdc、それと直交する成分をIqcと
し、それぞれ所定の値になるように、dc軸電圧Vdc0*、V
qc0*の値を演算し、出力する。これらの電圧指令は、再
び三相交流量に変換され、PWM発生器９において、イン
バータをスイッチング動作させるためのパルス信号へ変
換される。インバータは、PWM発生器９の信号により駆
動され、制御装置内で演算された電圧指令に相当する電
圧を、電動機３に印加する。

【００１３】なお、電動機３の磁極の位相：θc（位
置）が直接検出できる場合は、その検出位相に基づいて
三相の検出電流を座標変換することができ、それにより
励磁電流成分Ｉdcとトルク電流成分Ｉqcが得られる。

【００１４】ベクトル制御器６は、励磁電流成分とトル
ク電流成分を各々独立に制御するもので、その内部には
電動機３の速度あるいはトルクを所望の値にするための
励磁電流指令やトルク電流指令が存在し、それら指令に
検出値Ｉdc、Ｉqcが一致するように、電圧指令Ｖdc0*、
Ｖqc0*の値を変化させる。なお、ベクトル制御について
は、参考文献：「ACサーボシステムの理論と設計の実
際：杉本英彦著、総合電子出版」などに詳しい。

【００１５】上記のように、ベクトル制御を行うために
は、電動機内部の磁極位置を検出する必要がある。本発
明による電動機の制御装置では、磁極位置検出器を用い
ずに、電動機内部の磁極位置を検出する。

【００１６】次に、本実施例の特徴部分である磁極位置
の推定手段について説明する。微小電圧発生器11によっ
て、dc軸及びqc軸の電圧に微小変化を与える。この電圧
変化に対する電動機電流の変動を、変化率演算器10にお
いて演算する。変化率演算器10では、電流検出値の微
分、あるいは差分を演算することで、電流の変化率を演
算する。電流変化率値は、dq変換器５によりdcqc軸に変
換され、dcqc軸上の電流変化率ΔIdc、ΔIqcになる。

【００１７】磁極推定器１３では、前記微小電圧発生器
により与えられた電圧の微小変動分vhd、vhqと、それに
伴う電流の変化率ΔIdc、ΔIqcに基づき、軸誤差Δθを
演算する。Δθは、制御演算周期毎に演算され、制御器
内部の電気角位相θcを、補正器14を介して補正する。
尚、ΔIdc、ならびにΔIqcは、座標変換後の電流値Id
c、Iqcを用いて、これらの微分、あるいは差分を演算し
て求めてもよい。

【００１８】次に、磁極推定器13の動作原理を、数式を
用いて説明する。突極性を持つ同期電動機の電圧方程式
を、電動機の磁極軸を基準とするdq座標軸上で表現する
と、（１）式となる。

【００１９】

【数２】

【００２０】（１）式において、Vd、Vqはそれぞれ電動
機への印加電圧、Id、Iqは、電動機電流、ｒは電動機の
固定子抵抗、Ldはｄ軸インダクタンス、Lqはｑ軸インダ
クタンス、ω1は電気角周波数、KEは逆起電圧定数、ｐ
は微分演算子である。

【００２１】図２に、dq軸と制御上の座標軸dcqc軸との
関係をベクトル図で示す。軸誤差Δθが存在する場合、
dcqc軸上での電動機の電圧方程式は（２）式となる。

【００２２】

【数３】

【００２３】さらに、（２）式より、（３）式が得られ
る。

【００２４】

【数４】

【００２５】ここで、Vdc、およびVqcに、それぞれ微小
電圧変化分vhd、vhqを加えると、（４）式となる。

【００２６】

【数５】

【００２７】vhd、vhqにより、Idc、Iqcには微小変化が
生じる。vhd、vhqの変化が短時間であり、基本波成分に
は寄与しないものと仮定すると、Idc、Iqcに関する状態
方程式は、（５）式となる。

【００２８】

【数６】

【００２９】電流変化率をΔIdc、ΔIqcと表記し、
（５）式をdc、qc軸成分毎に求めると、（６）式、
（７）式のようになる。

【００３０】

【数７】

【００３１】

【数８】

【００３２】上記ΔIdc、ΔIqcは、変化率演算器10にお
いて、微分器を使用する場合には、ΔIdc＝(d／dt)Id
c、ΔIqc＝(d／dt)Iqcである。また、差分によって求め
る場合には、ΔIdc＝{Idc(k)−Idc(k−1)}／Δt、ΔIqc
＝{Iqc(k)−Iqc(k−1)}／Δtである。なお、Δtは差分
をとる微小期間である。

【００３３】（６）式、（７）式を整理し、Δθを求め
る式を導出すると、（８）式、（９）式となる。

【００３４】

【数９】

【００３５】

【数１０】

【００３６】（８）式、（９）式の右辺より、（１０）
式が得られる。

【００３７】

【数１１】

【００３８】同様に、（６）式、（７）式より、（１
１）式、（１２）式が得られる。

【００３９】

【数１２】

【００４０】

【数１３】

【００４１】（１１）式、（１２）式の右辺より、（１
３）式が得られる。

【００４２】

【数１４】

【００４３】(１０)式、(１３)式より、（１４）式が得
られる。

【００４４】

【数１５】

【００４５】(１４)式で、分母、分子には共通の項があ
り約分できるが、２Δθをアークタンジェントで求める
際には、分母・分子の符号に注意する必要がある。分母
・分子の符号を無視した場合は、±90°の範囲でしか２
Δθが求められず、結局Δθは、−45°≦Δθ≦45°の
範囲になってしまう。(１４)式において、２／（Ld−L
q）の項は、逆突極型の同期電動機の場合は、Lq＞Ldで
あるので、「負」になる。よって、分母・分子にマイナ
スを乗じ、(１４）式を（１５）式のように書き改め
る。

【００４６】

【数１６】

【００４７】よって、Δθを演算する（１６）式が得ら
れる。

【００４８】

【数１７】

【００４９】（１６）式を用いてΔθを演算する際に、
大括弧内の分母、分子の符号を考慮して演算すれば、Δ
θは±90度の範囲で演算することができる。なお、電動
機が、逆突極でない場合は、（１６）式の大括弧内の分
母、分子にマイナスを乗ずればよい。(１６）式はvhd、
vhqと、それによって生じる電流変化の関係で決まる一
般式であるので、vhdとvhqがどのような値であっても、
Δθを演算することができる。

【００５０】図３に、dc軸を例に、微小電圧vhdと、Idc
波形、ならびにΔIdcの波形を示す。図のTidは、制御演
算周期であり、微小電圧変化の最小幅になる。磁極推定
器13では、加えた微小電圧と、その結果生じた電流変化
率から、（１６）式を用いてΔθを演算する。Δθが求
まれば、制御器内の電気角位相θcを修正することで、
電動機内の磁極位置θにθcを一致させることができ
る。直接θcを補正することもできるが、図１に示す補
償ゲイン14を介してθcを修正することで、推定演算の
応答時間や安定性を任意に設定できるようになる。

【００５１】以上、本発明の第１の実施例によれば、微
小電圧発生器１１によってdcqc軸上の電圧指令に微小変
化を与え、これにより電動機に流れる電流の変化率と微
小電圧変化に基づいて、磁極位置を（１６）式による簡
単なアルゴリズムで、短時間に求めることができる。

【００５２】次に、本発明による第２の実施形態につい
て説明する。上記の（１６）式は、軸誤差を求める一般
式である。該式より、vhd、あるいはvhqのいずれか一方
が値を持っていれば、磁極位置を演算できることがわか
る。これより、（１６）式はvhd、vhqのどちらか一方を
常時、零としても成立し、Δθを演算することができ
る。vhd、vhqは、微小な値とは言え、電動機に対しては
外乱信号であり、トルク脈動や損失を少しでも低減する
ためには、必要最小限の量に制限したい。

【００５３】（１６）式において、vhq＝０とおくと、
（１７）式のようになる。

【００５４】

【数１８】

【００５５】また、vhd＝０とすると、（１８）式のよ
うになる。

【００５６】

【数１９】

【００５７】（１７）式、（１８）式を用いれば（ある
いは数１６のままでも）、一方の軸にのみ微小電圧変化
を与えることで、Δθを演算することが可能である。本
実施例によれば、dc軸またはqc軸の一方にのみ電圧変化
を与えることで、磁極位置を求めることができるので、
より簡単になり、かつ電動機への影響が低減できる。

【００５８】次に、本発明による第３の実施形態につい
て説明する。図４は第３の実施形態による電動機駆動シ
ステムの構成図である。部品番号１〜１４は、図１にお
ける同じ番号のものと同一のものである。ゲイン制御器
15は、電動機の電気角周波数ω1、ならびにIqcに基づい
て、vhd、vhqの大きさ、あるいは配分を変える。可変ゲ
イン16は、vhdの大きさをゲイン制御器15の出力に基づ
いて制限（あるいは増幅）する。可変ゲイン17は、vhq
の大きさをゲイン制御器15の出力に基づいて制限（ある
いは増幅）する。

【００５９】図４における実施形態では、電動機の負荷
状態、ならびに回転速度（ω1に比例）に従って、dc
軸、ならびにqc軸に加える微小電圧の量を変えている。
軸誤差が大きくなるのは、負荷変動が生じた場合、ある
いは速度変化が生じた場合であり、それ以外の定常状態
では軸誤差は生じない。よって、定常状態では、可変ゲ
インＧｄ、Ｇｑの値を小さくし、電圧の微小変化を与え
ず、軸誤差が生じる条件の時（負荷変動や速度変動）の
み、vhd、vhqを加えるようにする。vhd、vhqは、電動機
に対しては外乱であり、トルク脈動や、高調波電流によ
る損失増大につながるため、必要最小限に制御した方が
よい。

【００６０】また、vhqは直接トルク脈動の原因となる
ため、電動機を低速で静音運転をしたい場合には、極力
値を小さくした方がよい。そのような場合は、vhqの印
加を止め、vhdのみで軸誤差を演算してもよい。

【００６１】以上、第３の実施形態に従えば、電動機の
運転状態に応じた最適な磁極位置推定が可能になる。な
お、図４のゲイン設定器では、Iqcの検出値、ならびに
ω1*に基づいて、Gd、Gqのゲインを変化させているが、
これらの状態量の変わりに、他の状態量（速度、電流、
電圧、トルク）に基づいて、Ｇｄ、Ｇｑを変化させるよ
うにしてもよい。

【００６２】次に、本発明による第４の実施形態につい
て説明する。本発明の第２の実施形態によると、電圧変
化をdc、qc軸の一方の軸にのみ与えれば、軸誤差を演算
することができる。しかし、演算式である（１７）式、
（１８）式を解くには、アークタンジェントを計算する
必要があり、低コストのマイコンを用いる場合には、計
算処理上の問題がある。そこで、演算処理を簡略化する
軸誤差演算方式について説明する。

【００６３】（９）式において、vhq＝０とし（dc軸の
みに電圧変化）、軸誤差Δθが十分小さいものとする
と、（１９）式が得られる。

【００６４】

【数２０】

【００６５】よって、Δθは（２０）式となり、極めて
シンプルな演算式となる。

【００６６】

【数２１】

【００６７】qc軸にのみ電圧変化を与える場合も、同様
の式になる。（２０）式に従えば、演算処理をより簡略
化でき、高速な磁極位置推定が実現できるようになる。

【００６８】次に、本発明による第５の実施形態につい
て説明する。本発明による電動機駆動システムでは、イ
ンバータをPWM発生器９の発生するパルス信号で制御す
る。パルス信号は三角波キャリアと、三相電圧指令とを
比較することで生成される。

【００６９】これまで説明してきた実施形態では、任意
の微小電圧変化をdc、qc軸上で与えるものとしてきた
が、この微小電圧変化は、前記の三角波キャリアに対し
て、一定の関係を持たせた方が、磁極推定を行う上で都
合がよい。

【００７０】図５に、三角波キャリアetとvhd、Idcの関
係を示す。パルス作成時の電圧指令は、三角波キャリア
の正のピークから負のピーク、あるいは負のピークから
正のピーク間毎に変化するのが理想的と言われている。
これは、電圧指令をパルス幅に変換する際の最小単位が
キャリアの半周期であるためで、この周期がずれると波
形のひずみや、電圧指令とPWMパルスの間の誤差が増加
する。よって、vhdを加える場合も、図５のように、三
角波キャリアの正負のピークで変化するように与えれ
ば、vhdとして加えたい電圧が、より精度よく電動機に
印加されることになる。

【００７１】また、この場合、微小電圧変化の影響によ
るIdcの変動成分（ΔIdc）は、図５の下の波形のように
なる。検出したいのは、vhd（vhq）による電流変化成分
であり、それには三角波キャリアのピークに同期して電
流を制御器内に取り込み、前回の値との差分を取れば求
められる。三角波キャリアのピークに同期することで、
PWMパルスによるリプル成分は排除でき、印加した微小
電圧による電流変化分のみを短い周期で抽出できるよう
になる。

【００７２】次に、本発明による第６の実施形態につい
て説明する。これまでの実施形態で説明したように、磁
極位置を推定するためには、電圧指令に微小変化を与え
る必要がある。これを連続的に行うには、例えば、図５
に示すような三角波に同期した方形波を用いればよい。
ただし、方形波を印加し続けることは、電動機に余分な
高調波を流すこととなり、電動機のトルク脈動や、高調
波による損失の増加などの影響が生じる。さらに、電流
検出値にも高調波が重畳されていることになり、これを
使ってベクトル制御を行うと、さらにトルク脈動を増加
させたり、場合によってはベクトル制御系が不安定にな
る恐れがある。第６の実施形態はこれらの問題を解決す
るものである。

【００７３】図６は、第６の実施形態による電動機駆動
システムの構成図である。図６では、微小電圧を三角波
キャリアに同期した方形波（図５）で与えているものと
する。図において、遅延器18は、Idc、Iqcの検出値を１
サンプル周期遅らせる。比例ゲイン19はゲインが１／
２、比例ゲイン20はゲインが１／Tidである。

【００７４】図６のブロックに従うと、Idc、Iqcは、そ
れぞれ１サンプル遅れの信号との差分、ならびに平均値
が演算されることがわかる。平均値Idc’、Iqc’はベク
トル制御器へ検出値として用いられ、差分は、ΔIdc、
ΔIqcとして磁極推定演算が行われる。この結果、Id
c’、Iqc’には、ベクトル制御に不要なリプル成分が削
除され、理想的な制御演算が行える。一方、差分により
求めたΔIdc、ΔIqcは、そのまま磁極推定演算に使用で
きるようになる。

【００７５】次に、本発明による第７の実施形態につい
て説明する。図７は第７の実施形態による電動機駆動シ
ステムの構成図である。図において、部品番号１〜14
は、これまでの実施形態の説明に用いた部品と同一のも
のである。高調波抽出器20は、Vdc、Vqcに含まれる微小
電圧変化成分を抽出する。破線で囲まれたブロック21
は、他の制御ブロックに比べて制御演算周期が短く、高
速で処理されるものとする。

【００７６】これまでの実施形態では、vhd、あるいはv
hqを電圧指令に加算していたが、本実施形態ではそのブ
ロックは削除されている。代わりに、PWM発生器９の出
力を座標変換し、Vdc、Vqcを得ている。インバータ出力
（PWM波形）には、本来高調波が含まれているため、そ
の高調波成分を利用することで、これまでの発明に使用
してきたvhd、vhqの代用をさせる。この結果、微小電圧
発生器が不要になり、微小電圧によるトルク脈動、高調
波損失などの問題を解決できる。

【００７７】高調波抽出器20では、PWM波形から得られ
たVdc、Vqcに含まれる高調波成分のみを抽出する。図８
に、qc軸の動作波形を示す。Vqcは、図のように直流成
分（点線）に高調波が加算されたような波形になる。こ
の波形から、高調波成分のみを抽出すると、同図のvhq
のようになる。

【００７８】高調波成分の抽出には、例えば、図９のよ
うなブロックを用いればよい。Vdc、Vqcの平均を演算す
るブロックと、Vdc、Vqcそのものの値との差を演算する
ことで、高調波成分が得られる。

【００７９】この時、Iqcの波形は、図８に示すようなP
WM波形によるリプル成分のみを含むものとなり、電流変
化率は、同図のΔIqcのようになる。図８を見ればわか
るように、vhqはキャリア周期の半周期内で変化する
「任意の微小電圧変化」とみなせるため、磁極推定器13
がそのまま活用できる。これら以外の処理は、図１の実
施形態と同じである。

【００８０】本実施例によれば、回転座標軸（dcqc軸）
上ですべての演算が行えるため、回転数が増加しても、
サンプリング誤差が増加することはない。また、磁極推
定演算も、（１６）式に示す単純な演算ができる。

【００８１】なお、PWM波形の座標変換は、インバータ
の出力電圧を直接検出してもよく、その方が演算精度は
向上する。また、電流変化率は、変化率演算器を用いず
に、電流検出値を座標変換し、その後、差分を取っても
同様に求めることができる。

【００８２】次に、本発明による第8の実施形態につい
て説明する。図１０は第８の実施形態による電動機駆動
システムの構成図である。図７の制御ブロック21の代わ
りに、制御ブロック22が用いられている。ここでは、高
調波抽出器20が削除されており、代わりに電圧検出値と
指令値の差の演算が行われている。電圧指令が、PWMパ
ルスの基本波成分にほぼ一致するため、このように簡略
化できる。本発明により、より高速な演算処理が実現で
きるようになる。

【００８３】次に、本発明による第９の実施形態につい
て説明する。図１１は第９の実施形態による電動機駆動
システムである。図１０のものに対し、微小電圧発生器
11が付加されている。PWM波形に含まれる高調波は、電
圧指令の大きさ（絶対値）に依存し、電圧指令の絶対値
が小さい場合には、高調波成分も小さくなる。その場合
は、電流の変化も少なくなり、高調波電圧の抽出、電流
変化率の検出そのものが非常に困難になる。

【００８４】よって、PWM波形に含まれる高調波が少な
い領域（例えば、電動機の低速回転時）において、図１
１のようにvhd、vhqを電圧指令に加算するようにし、敢
えて、PWM波形に含まれる高調波を増加させる。この結
果、回転速度の広い範囲にわたって、磁極位置推定が精
度よく実行できるようになる。

【００８５】次に、本発明による第１０の実施形態につ
いて説明する。これまでの実施形態では、電流変化率の
検出の際に、微分や差分などのブロックを用いた。しか
しながら、微分器はノイズの影響を受けやすい。また、
差分演算を行うには、ある程度大きな電圧変化を与える
必要があり、その場合は高調波電流が増加する問題があ
る。特に、図７、図１０、図１１の実施例の場合には、
電流変化率を高速で演算する必要があり、推定精度を高
めるためには、電流変化率を精度よく検出する必要があ
る。

【００８６】図１２は、電流変化率の検出を簡単に実現
するための回路である。電流検出器と同様に、電動機と
直列に微小インダクタンスを挿入する。インダクタンス
の両端の電圧は、電流変化率に比例するため、微小イン
ダクタンスの端子電圧を計測し、制御器内に取り込め
ば、電流変化率を直接検出できる。この電流変化率セン
サを、これまでの実施形態に採用することで、電流変化
率を精度よく、瞬時に（差分を演算することなく）検出
できるようになる。

【００８７】なお、微小インダクタンスを挿入する代わ
りに、インバータ内のブスバーに寄生する微小インダク
タンス分や、スイッチングデバイスのモジュール内に寄
生する微小インダクタンスを利用しても、同様の結果が
得られる。その場合、インダクタンスを挿入する必要が
なくなり、回路がより簡略化される。

【００８８】次に、本発明による第１１の実施形態につ
いて説明する。図１３に本実施形態によるシステム構成
を示す。これまでの実施形態では、磁極推定器の出力Δ
θを用いて、補正ゲインを介して直接θcを補正してい
た。

【００８９】図１３の実施形態では、θcを補正する代
わりに、ω1*を補正している。これは、軸誤差が生じた
場合に、電気角周波数を補正することで、θcをθに一
致させようというものであり、一種のPLLのような動作
をする。この場合、ブロック７の積分器の入力が電動機
速度の推定値になる。速度推定も同時に実現できるよう
になる。

【００９０】

【発明の効果】本発明の交流電動機の駆動システムで
は、電動機の回転位置検出器を備えることなく、磁極軸
位置の推定演算が可能となる。磁極位置推定には、任意
の微小電圧変化を制御軸上で与えればよく、加えた微小
電圧変化と、その結果生じる電流変化率とを用いること
で、簡単な数式で軸誤差を演算できる。この結果、複雑
な検出値の処理や、連立方程式の演算などは必要なく、
高性能な電動機の制御が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態による交流電動機の駆
動システムの構成図。

【図２】電動機の座標軸dq軸と制御器内の座標軸dcqc軸
の関係を示すベクトル図。

【図３】印可する微小電圧変化と、それに伴う電流、電
流変化率の波形を示す図。

【図４】本発明の第３の実施形態による交流電動機の駆
動システムの構成図。

【図５】本発明の第５の実施形態に関する電圧及び電流
波形を示す図。

【図６】本発明の第６の実施形態による交流電動機の駆
動システムの構成図。

【図７】本発明の第７の実施形態による交流電動機の駆
動システムの構成図。

【図８】第７の実施形態における電圧、電流、電流変化
率の波形を示す図。

【図９】第７の実施形態における高調波抽出器の構成
図。

【図１０】本発明の第８の実施形態による交流電動機の
駆動システムの構成図。

【図１１】本発明の第９の実施形態による交流電動機の
駆動システムの構成図。

【図１２】本発明の第１０の実施形態における電流変化
率センサの構成図。

【図１３】本発明の第１１の実施形態による交流電動機
の駆動システムの構成図。

【符号の説明】

１…制御装置、２…インバータ、３…電動機、４…電流
検出器、５…dq変換器、６…ベクトル制御器、７…積分
器、８…dq逆変換器、９…PWM発生器、１０…変化率演
算器、11…微小電圧発生器、12…加算器、13…磁極推定
器、14…補正ゲイン。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者藤井洋千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号株式会社日立製作所産業機器グループ内 (72)発明者安藤達夫東京都千代田区神田須田町一丁目15番１号株式会社日立空調システム内Ｆターム(参考） 5H560 BB04 DA14 DC12 EB01 XA02 XA12 XA13 5H575 BB03 BB06 DD03 DD06 EE07 GG04 HB01 JJ03 JJ04 JJ22 JJ25 LL22 LL31 5H576 DD05 EE01 EE11 GG04 GG06 GG08 HB01 JJ04 JJ22 JJ25 JJ29 LL12 LL22 LL34 LL41

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電気的突極性を有する交流電動機を駆動
するインバータに制御信号を送る制御装置を備える交流
電動機の駆動システムにおいて、前記制御装置は、前記電動機の推定磁束軸dc軸及び該dc
軸に直交する軸qc軸の両方の電圧指令に対し、任意の大
きさの微小電圧変化を与える手段と、前記電動機に流れ
る電流の変化率を前記dc軸及びqc軸上で観測する手段
と、観測された電流変化率成分と前期微小電圧変化量に
基づいて、前記電動機の磁極位置を推定し、該磁極位置
に基づいてトルク電流と励磁電流を求めてベクトル制御
を行うことを特徴とした交流電動機の駆動システム。
【請求項２】請求項１において、前記電動機の駆動状態を示す状態量である速度、電流、
電圧、トルクの指令値、あるいはそれらの検出値ないし
推定値の少なくとも１つの量に基づいて、前記dc軸、qc
軸の両軸に印加する微小電圧変化の大きさ、あるいは前
記両軸への配分を変更し、前記電動機内の磁極位置を推
定することを特徴とした交流電動機の駆動システム。
【請求項３】電気的突極性を有する交流電動機を駆動
するインバータに制御信号を送る制御装置を備える交流
電動機の駆動システムにおいて、前記制御装置は、前記電動機の推定磁束軸dc軸及び該dc
軸に直交する軸qc軸の一方の電圧指令に対し、任意の大
きさの微小電圧変化を与える手段と、前記電動機に流れ
る電流の変化率を前記dc軸またはqc軸上で観測する手段
と、観測された電流変化率成分ΔidcまたはΔIqcと、前
期微小電圧変化量に基づいて、前記電動機の磁極位置を
推定し、該磁極位置に基づいてトルク電流と励磁電流を
求めてベクトル制御を行うことを特徴とした交流電動機
の駆動システム。
【請求項４】請求項１〜３のいずれかにおいて、前記磁極位置は、前記電動機の推定軸と実際の磁極位置
との誤差角Δθを数１に従って演算して、推定すること
を特徴とした交流電動機の駆動システム。【数１】ここで、Ld：電動機のｄ軸インダクタンス、Lq：電動機
のｑ軸インダクタンス、vhd：dc軸に加える微小電圧変
化量、vhq：qc軸に加える微小電圧変化量、ΔIdc：微小
電圧変化によるdc軸電流の変化率、ΔIqc：微小電圧変
化によるdc軸電流の変化率。
【請求項５】請求項１〜４のいずれかにおいて、前記インバータを駆動するために、三角波キャリアを用
いたパルス幅変調制御を行うものとし、前記dc、qc軸上
で加える前記微小電圧を、前記三角波キャリアのピーク
に同期して、ステップ状に変化させることを特徴とした
交流電動機の駆動システム。
【請求項６】請求項５において、前記電動機の電流値を検出する際に、前記三角波キャリ
アの正、負のピークに同期したタイミングで電流をサン
プルして検出し、該電流検出値と過去の電流検出値との
差分を演算する手段及び平均を演算する手段を備え、該
差分演算の出力を前記電流の変化率として磁極位置を推
定し、該平均演算の出力を用いて前記電動機のトルク、
あるいは電流の制御を行うことを特徴とした交流電動機
の駆動システム。
【請求項７】電気的突極性を有する交流電動機を駆動
するインバータに制御信号を送る制御装置を備える交流
電動機の駆動システムにおいて、前記制御装置は、前記電動機に印加される電圧を、前記
電動機の推定磁束軸dc軸と該dc軸に直交する軸qc軸上で
観測する手段と、前記電動機に流れる電流の変化率を、
前記dc軸、qc軸上で観測する手段と、前記dc軸ならびに
qc軸で観測された電動機電圧Vdc、Vqcに含まれる高調波
成分vhd、vhqを抽出する手段と、前記dc軸の電流変化率
成分と前記qc軸上の電流変化率成分及び前記高調波成分
に基づいて、前記電動機の磁極位置を推定し、該磁極位
置に基づいてトルク電流と励磁電流を求めてベクトル制
御を行うことを特徴とした交流電動機の駆動システム。
【請求項８】請求項７において、前記電動機電圧Vdc、Vqcに含まれる高調波成分の抽出
は、前記電動機の電圧指令と前記電動機電圧の検出値と
の差によって行うことを特徴とした交流電動機の駆動シ
ステム。
【請求項９】請求項７において、前記電動機電圧Vdc、Vqcに含まれる高調波成分の抽出
は、前記電動機電圧の検出値の平均値と、前記電動機電
圧の検出値の差によって行うことを特徴とした交流電動
機の駆動システム。
【請求項１０】請求項７〜９のいずれかにおいて、前記電動機の電圧指令に対し、平均値が零となる任意の
高調波を印加することを特徴とした交流電動機の駆動シ
ステム。
【請求項１１】請求項１〜１０のいずれかにおいて、前記電動機に直列に微小インダクタンスを挿入し、該イ
ンダクタンスの端子電圧を持って前記電流変化率を検出
し、該電流変化率を前記dc軸、qc軸に座標変換して得る
ことを特徴とした交流電動機の駆動システム。
【請求項１２】請求項１〜１１のいずれかにおいて、前記電動機内の実際の磁極位置と、前記推定磁束軸の誤
差角が減少するように、前期制御装置内の電動機周波数
を修正し、軸誤差を実質的に零に制御することを特徴と
した交流電動機の駆動システム。