CN102170261B - 交流电动机的驱动装置以及电动机车辆 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种交流电动机的驱动装置，不用刻意地施加谐波电压，而以理想的PWM波形对交流电动机的极低速区域的无传感器驱动进行转矩控制。进行交流电动机的电流检测和电流变化率的检测，考虑赋予该电流变化的逆变器的输出电压，来进行交流电动机内部的磁通位置的估计运算。由于电流变化率根据逆变器的脉冲波形而产生，因此能够在不刻意施加谐波的情况下进行交流电动机的磁通位置的估计运算。

Description

交流电动机的驱动装置以及电动机车辆

技术领域

本发明涉及在零速度附近的极低速度域对感应电动机、永磁同步电动机等的交流电动机自由地控制转速、转矩的电动机控制技术，特别涉及不是直接由传感器检测电动机的转子的旋转位置角度和速度信息的无传感器控制的交流电动机的驱动装置以及电动机车辆。

背景技术

在高响应、高精度地控制交流电动机的情况下，需要管理电动机的转矩。其中，需要由传感器检测出电动机的转速(在同步电动机的情况下，是转子的位置(角度)信息)，进而检测出电动机的相电流，在此基础上，在控制器内部，将电流各自独立地分离为转矩电流分量和励磁分量电流来进行控制。该技术作为矢量控制而被广泛地应用。

在矢量控制中，转子的速度(或位置)信息为必须的，相反这些传感器带来的可靠性的降低、安装调整的作业量的增加、成本上升等会成为问题。作为解决方案，开发了不直接使用转子速度、位置信息的无传感器控制技术，并已经进入实用阶段。无传感器控制技术在旋转速度高的区域，能够以基于电动机的感应电压的方法进行稳定驱动，但在感应电压较小的零速度附近，实现矢量控制就变得非常困难。作为在零速度附近的无传感器控制技术，例如能够举出如下的现有例。

下述的专利文献是利用了交流电动机的转子中的凸极性的方法，利用了由于转子位置变化而电感变化的性质。因此，电动机的凸极性是必须的。在专利文献2中，虽然将感应电动机作为对象，但即使在感应设备中，由于流过励磁电流，而产生铁心的磁饱和，在磁路中尽管很少但会产生凸极性，因此可以对其进行利用。

在专利文件1～3的方法中，为了观测这些凸极性，刻意对电动机施加谐波电压来对电流赋予变动，根据该电流变动量来估计电动机内部的磁通位置。

例如，在专利文献2中的代表图(图1)中，部件编号4的高频产生器产生谐波电压，并将其和电流控制器的输出电压Vγ*相加。另外，由电流传感器12检测出电动机的电流is，经由带通滤波器9(BPF)取出高频分量。根据该高频电流分量，进行电动机内部的磁通位置估计。

在对交流电动机进行矢量控制的情况下，使转矩线性化是主要目的，并且，能够检测出电动机内部的磁通位置即可。在永磁同步电动机中，通常由于磁通位置和转子位置一致，因此，只要有转子位置传感器即可检测出磁通位置，但在无传感器情况下，需要进行一些估计运算。即使在同步电动机以外的交流电动机的感应电动机的情况，只要能够估计磁通位置，便能把握“转差”(すベり：slip)的大小，由此矢量控制便成立。

专利文献4是以降低专利文献1～3等中进行的谐波电压的施加量为目的的发明，外设电流变化量的检测器，来根据该电流变化量进行磁通位置的估计运算。作为电流变化量检测器的构成，最初检测出电动机的电流变化率，仅在谐波施加期间对该电流变换率进行积分，由此将该电流变化率变换为电流变换量。

专利文献5基本上和专利文献1～3相同的思路，与专利文献4相同地，记载了直接检测电流变化量的方法。作为电流变化率的传感器，记载了具备外设的电感的例子。

专利文献6与专利文献1～5同样地，是利用了电动机的凸极性的发明。在该发明中，在假定为电动机的磁通位置的相位上施加谐波电压，将此时产生的谐波电流看作矢量的量，按照该矢量的方向不偏移于谐波的施加方向的方式进行控制，由此使电动机的磁通位置和控制上的估计位置一致。

专利文献7与其它的专利文献不同，基本上不进行谐波的施加。检测出通常的PWM动作所产生的谐波电流的波动，根据该电流波动和电动机的常数求解联立方程，来估计运算磁通的位置。

【现有技术文献】

【专利文献】

【专利文献1】日本特开平7-24598号公报

【专利文献2】日本特开2001-286198号公报

【专利文献3】日本特开2002-291283号公报

【专利文献4】日本特开2007-129844号公报

【专利文献5】日本特开2002-78391号公报

【专利文献6】日本特开2001-169560号公报

【专利文献7】日本特开平8-205578号公报

在专利文献1～6的方式中，哪种方法中都需要刻意地施加谐波电压。若回到交流电动机的矢量控制的原理上来，本来并不需要施加谐波电压，反而是作为电动机驱动装置而言，施加的话会产生诸多不利之处。

图29是将不进行谐波的施加的情况的对电动机的线路电压波形(图29(a))和进行了谐波施加的情况的线路电压波形(图29(b))进行比较的图。若是理想的脉冲宽度调制，对于基波的周期，成为在半周期间只有正侧的脉冲，在剩下的半周期间只有负侧的脉冲，使谐波产生量最小。但是，若刻意地施加谐波，则成为图29(b)那样的波形，谐波的产生量会一口气增大。另外，根据谐波施加的有无，电动机的电流波形如图30(a)、(b)那样地变化。

伴随着这样的谐波的施加，会产生各种问题。例如，会增大来自电动机的电磁噪声。为了提高电动机磁通的估计灵敏度，需要降低谐波电压的频率或者增大振幅，无论怎样都会增加可听区域的噪声(数百Hz至数千Hz)。另外，在电动机驱动电流中，会大量产生谐波分量，大幅增加谐波带来的损失(主要是铁损)。损失的增大和发热问题直接关联，在电动机驱动系统的设计上，是极为重要的原因。

在专利文献4中，虽然实现了谐波电压的降低，但即使注入微小的谐波电压，也会产生较大的谐波损失。在通常的脉冲宽度调制方式(PWM)中，由于载波(carrier)频率分量为零相分量，因此不产生，在电动机电流中仅包含振幅小的(载波周边的)边带波分量。但是，若刻意地注入谐波，则该谐波分量自身直接成为谐波电流，较大地产生该谐波电流，会产生预想以上的较大的损失。

在专利文献5中，虽然以检测电流变化率为例进行了记载，但其发明内容充其量是针对“电流变化量”的算法，并没有写明直接利用电流变化率的具体的方法。

专利文献7中有不进行特殊的PWM，根据电流波动来估计磁通位置的记载，但实际上，在逆变器的输出脉冲宽度变小的低速区域中，需要放大脉冲宽度用的特殊的PWM，结果，使谐波电流增加。另外，必须用于检测电流波动的外设电路，若考虑伴随逆变器的开关的铃流(ringing)等，不能说有实用性。

进而，在控制器内部，根据电动机的常数来求解联立方程，来运算磁极位置，但近年来的电动机磁路的非线性强，将电动机的常数作为“常数”来处理变得困难，因此，可以说直接用这样的方式较困难。

发明内容

若简单说明本申请公开的发明中代表性的方案的概要，则如下所述。

与本发明的代表性的实施方式相关的交流电动机的驱动装置的特征在于，包括：逆变器，其进行电力变换，将直流变换为交流；交流电动机，其与所述逆变器连接；和控制器，其对所述逆变器输出脉冲宽度调制信号，控制所述逆变器，所述逆变器的线路电压波形为：相对于交流输出的基波周期360度，设180度期间为连续的正方向的脉冲列，剩下的180度期间为负方向的脉冲列，来对所述交流电动机施加电压的理想的驱动波形。具备检测所述交流电动机的电流以及电流变化率的单元，并基于其检测值来控制所述交流电动机。

若将根据本申请所公开的发明中代表性的实施方式所获得的效果进行简单的说明，则如下。

由于不用为了估计运算交流电动机的内部磁通而施加刻意的谐波电压，因此，逆变器的输出波形为理想的脉冲宽度调制波形。其结果，能够使电磁噪声、谐波损失最小化。特别是在大容量的交流电动机中，由于谐波电流的绝对值设定得较大，因此能够急剧地降低电磁噪声和损失的产生量。进而，由于预先具备交流电动机的过渡电感作为数学式模型或数据表，由此，即使是电动机磁路非线性变化的电动机，也能够没有问题地驱动。

附图说明

图1是表示本发明的实施例1的交流电动机驱动装置的构成的框图。

图2是表示本发明的实施例1的交流电动机驱动装置的电流/电流变化率检测器的构成的图。

图3是表示了本发明的实施例1的磁通估计器15和速度估计器16的详细的图。

图4是表示本发明的实施例1的磁通模型的详细的图。

图5是表示本发明的实施例1的各部的波形的图。

图6是表示本发明的实施例2的交流电动机驱动装置的控制器2B的模块的图。

图7是表示本发明的实施例2的磁通估计器15B的详细的图。

图8是表示本发明的实施例2的磁通模型152B的详细的图。

图9是表示本发明的实施例2的各部的波形的图。

图10是矢量标记本发明的实施例2的逆变器3的输出波形的图。

图11是表示本发明的实施例3的交流电动机驱动装置的构成的框图。

图12是表示本发明的实施例4的交流电动机驱动装置的构成的框图。

图13是标记本发明的实施例4的电压矢量的图。

图14是标记本发明的实施例4的电压矢量V(1，0，0)和电流变化率δdI的矢量的关系的图。

图15是标记本发明的实施例4的电压矢量V(1，0，1)和电流变化率δdI的矢量的关系的图。

图16是本发明的实施例4的磁饱和现象的说明图。

图17是标记本发明的实施例5的线路电压波形的图。

图18是标记本发明的实施例5的PWM波形的图。

图19是标记本发明的实施例5的在对PWM波形施加补正的情况下的波形的图。

图20是表示本发明的实施例6的电动势估计器15E的详细的图。

图21是表示本发明的实施例6的ΔL运算器152E的详细的图。

图22是表示本发明的实施例7的控制器2F的详细的图。

图23是表示本发明的实施例8电流/电流变化率检测器的构成的图。

图24是表示本发明的实施例9电流/电流变化率检测器的构成的图。

图25是表示本发明的实施例10电流/电流变化率检测器的构成的图。

图26是表示本发明的实施例11的交流电动机驱动装置的构成的框图。

图27是标记本发明的实施例11的电压矢量和电流波形的图。

图28是表示本发明的实施例12的铁道车辆的构成的图。

图29是过去方式的理想的线路电压波形和施加了谐波的情况的线路电压波形。

图30是表示过去方式的未施加谐波情况的电流波形和施加了谐波的情况的电流波形的图。

符号的说明：

1转矩指令产生器

2、2B、2C、2D、2F控制器

3逆变器

4、4G、4H电流以及电流变化率检测器

4J电流检测器

5、5a、5b、5c、5d三相感应电动机

5C永磁同步电动机(PM电动机)

6Id*、Iq*产生器

7a、7b、7c、7f、7g、7h加减法运算器

8d轴电流控制器(IdACR)

9q轴电流控制器(IqACR)

10dq逆变换器

11PWM(脉冲宽度调制)产生器

12转差运算器

13电角度相位运算器

14a、14b、14c dq变换器

15、15B、15E、15J磁通估计器

16速度估计器

17、17a、17b采样/保持

18、18J触发产生器

19Δθe选择器

20开关

31逆变器主电路

32逆变器电源

33选通/驱动器

41芯

42霍尔元件

43放大器

44辅助线圈

45放大器

46放大器

47电感

48微分运算器

151磁通初始值运算器

152磁通模型运算器

152E  /ΔL运算器

153dq变换器

154a、154b反正切(arc tangent)运算器

155滤波器

161比例积分控制器(PI控制器)

162零产生器

1521a、1521b电阻设定器

1522a、1522b积分器

1523a Id图(map)

1523b Iq图

1524a、1524b不完整积分器

1525a、1525b延迟元件

1526ΔLd图

1527ΔLq图。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

【实施例1】

图1是表示本发明的第一实施方式的交流电动机驱动装置的构成的框图。

该装置以驱动三相感应电动机为目的。该装置大致包括转矩指令产生器1；控制器2；包含逆变器主电路31、逆变器电源32、选通/驱动器(gate/driver)33的逆变器3；电流以及电流变化率检测器4；以及作为驱动对象的三相感应电动机5(下面略称为感应电动机)而构成。

转矩指令产生器1是赋予感应电动机5的产生转矩指令Tm*的单元，是位于控制器2的上位的控制器。在该转矩指令产生装置的更上位，也有设置调整感应电动机5的转速的速度控制器的情况，在本实施例中省略。

控制器2对施加给感应电动机5的施加电压进行运算，以使感应电动机5的实际的产生转矩与转矩指令Tm*一致。然后，进行脉冲宽度调制，输出对逆变器的主电路进行开关控制的选通信号(gate signal)。该控制器2由Id*、Iq*产生器6(d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*的产生器)、加减法运算器7a～7c、d轴电流控制器(IdACR)8、q轴电流控制器(IqACR)9、dq逆变换器10、PWM(脉冲宽度调制)产生器11、转差运算器12、电角度相位运算器13、dq变换器14a、14b和作为发明的特征部分的磁通估计器15、速度估计器16而构成。

下面，对于各部件的动作进行说明。

根据从转矩指令产生器1赋予的转矩指令Tm*，由Id*、Iq*产生器6对励磁电流指令Id*和转矩电流指令Iq*进行运算。通常，在感应电动机5的控制中，为Id*固定为一定值，使Iq*与转矩指令Tm*成比例地来产生转矩的构造。由加减法运算器7a、7b对Id*、Iq*运算实际的感应电动机的励磁电流分量即Idc和转矩电流分量即Iqc的偏差，根据该偏差，由d轴电流控制器(IdACR)8和q轴电流控制器(IqACR)9运算d轴、q轴的各电压指令Vdc*、Vqc*。

另外，d轴电流控制器8和q轴电流控制器9是以减少各自的偏差为目的的控制模块，可以是比例积分控制等的任何的控制构成。另外，在感应电动机的情况下，根据负载状态来适当地控制转差频率是必要的。在本实施方式中，转差运算器12根据Id*、Iq*来运算转差频率ωs，将其加到旋转速度的估计值ωrc上，来运算感应电动机5的驱动频率即ω1。

在矢量控制中，以感应电动机5的二次磁通为基准在旋转坐标轴上观测感应电动机5的电流，来进行控制。通过用积分器对驱动频率ω1进行积分来获得该旋转坐标轴的相位角θdc。该运算由电角度相位运算器13来进行。根据该相位角θdc，由dq变换器14a将感应电动机5的相电流Iu、Iw变换为dq坐标轴上的电流值Idc、Iqc。同样，将dq轴上的电压指令Vdc*和Vqc*逆变换为三相交流轴上的电压指令Vu*、Vv*、Vw*。Vu*、Vv*、Vw*通过PWM产生器11而被进行脉冲宽度调制，并被输出到逆变器3。

在本发明中，还检测出感应电动机5的相电流中的电流变化率dIu和dIw，并取入到控制器2中。dIu和dIw通过dq变换器14b以θdc进行坐标变换，成为dq轴上的电流变化率dIdc和dIqc。

本发明的特征部分即磁通估计器15根据相位角θdc，电流Idc、Iqc，电流变化率dIdc、dIqc，和输出脉冲Vup、Vvp、Vwp，来进行感应电动机5内部的磁通估计，输出与感应电动机内部的磁通和控制上的估计磁通的偏移角关联的状态量Δθe。在后面详述该磁通估计器15。在速度估计器16中，根据Δθe来进行旋转速度的估计运算。

另外，通过来自PWM产生器11的信号，来控制选通/驱动器33，对逆变器主电路31的各设备进行开关控制。逆变器主电路部31由6个开关元件Sup～Swn构成。另外，电流检测/电流变化率检测器4安装在U相和W相，进行相电流和相电流的变化率的检测。

电流检测/电流变化率检测器4如图2所示构成。电流检测/电流变化率检测器4包括：被逆变器3和感应电动机5的连接线卷绕的芯材41；检测芯材41的内部磁通，产生与相电流成比例的电压的霍尔元件42；放大霍尔元件的电压的放大器43；卷绕在芯材41上的辅助线圈44；和放大辅助线圈的电动势的放大器45。通常的电流传感器(霍尔CT)由芯材41、霍尔元件42、放大器43而构成，放大器43的输出成为电流检测值。在本发明中，对芯材41附加辅助线圈44，使其电动势和电流变化率成比例，因此直接检测出了电流变化率dIu。

若将电流检测值(例如Iu)临时读入到控制器中，并对其进行微分处理，则检测出电流变化率也不是不可能。但是，为此，有数个课题需要解决。首先，第一，电流检测的分辨率必须较高的点。电流检测是以模拟电路为主体来进行，必然存在1％程度的检测误差。与此相对，电流变化量为数％，不能得到充分的分辨率。另外，为了获得变化量，需要隔开某种程度的时间差来检测两点间的电流值，因此在施加窄幅的脉冲的情况下，获得这样的时间差较为困难。

第二，举出微分处理自身的误差要因。由控制器进行的微分，由于在原理上不得不成为不完整微分，因此，必然包含误差。不完整微分越接近于完整微分，则原理上其精度越提高，但包含于检测值中的噪声的影响有可能会放大误差分量。

在本发明中，通过电流检测/电流变化率检测器4直接高灵敏度地检测出电流变化率自身。由此，由于不再需要取“差分”，因此能够大幅改善控制上的限制条件。即使是窄的脉冲宽度，也能够作为“变化率”读入到控制器内。

接着，利用图3～图5来说明本发明的特征部分的磁通估计器15的详细情况。图3是表示磁通估计器15和速度估计器16的内部框图的图。在图3中，在磁通估计器中，根据电流Idc和Iqc，由磁通初始值运算器151来运算d轴和q轴的各自的磁通初始值Φds、Φqs。另外，利用相位θdc，由dq变换器153将PWM脉冲变换为dq轴上的电压Vds、Vqs，并将这些状态量Idc、Iqc、Φds、Φqs、Vds、Vqs输入到磁通模型运算器152中。在磁通模型运算器152中，对感应电动机5的内部磁通进行模拟，计算电流变化率dIdce和dIqce。根据该电流变化率，用反正切运算器154a来计算以d轴为基准的相位，计算电流变化率相位估计值δdIe。

同样地，对于直接检测出电流变化率的值dIdc、dIqc，也由反正切运算器154b求取相位角δdI。δdI和δdIe本来应当是一致的值。若存在两者的偏差Δθe，则毫无疑问是因为磁通位置存在偏差。因此，只要修正旋转速度来使两者一致即可。另外，δdI和δdIe由于根据PWM脉冲的状态不同而大小不同，因此，通过滤波器155而稳定化。在速度估计器中，输出速度估计值ωrc来使Δθe成为零。在图3中，由比例积分控制器(PI控制器)161施加控制，使Δθe成为零。作为对Δθe的指令，零产生器162赋予“零”。

图4是表示磁通模型运算器152的内部的图。由电阻设定器1521a、1521b计算感应电动机5的线圈电阻部分的电压降，之后，对施加电压进行积分，由此，实时运算感应电动机5的内部磁通。积分器1522a、1522b分别将ds、Φqs作为初始值，来计算感应电动机5内部的磁通变化。根据d轴和q轴的各自的磁通图1即Id图1523a、Iq图1523b，运算电流值Idce、Iqce。虽然这些动作只不过是在模拟感应电动机5的内部状态，但各个图也均需要考虑磁路的饱和特性。或着，代替图，将磁饱和特性数学式模型化也没有问题。由于电流估计值Idce、Iqce其自身是电流值，因此将其变换为变化率。变化率在不完整微分器1524a、1524b进行。若是模拟上的微分的话，则能够在噪声的影响不会成为大问题的情况下进行处理。

图5示出从PWM脉冲到电流变化率的波形图。在图5(a)中，是作成PWM脉冲时的三角波载波和电压指令Vu*、Vv*、Vw*。根据各个电压指令和三角波载波的大小关系作成PWM脉冲，并基于该脉冲，从逆变器输出图5(b)那样的相电压。线路电压(line-to-line voltage)是图5(c)那样的波形。结果，各相电流成为图5(d)～(f)，与PWM脉冲波形结合(link)，产生脉动电流。该脉动电流的变化率即微分值成为图5(g)～(i)。若在dq轴上观测这些电流变化率，则它们依赖于施加电压和此时的磁通位置，成为表示某特定方向的矢量。也在磁通估计器15内部进行同样的模拟来求取电流变化率的矢量，并进行与实际检测值的比较，由此能够估计磁通位置的偏移量。即，在磁通估计器15中，在dq轴上估计运算图5的(g)～(i)。若能够使相当于磁通估计值的误差的Δθe为零，则无传感器控制成立。

根据本发明，通过对感应电动机的相电流，直接检测其电流变化率，从而能够不特别地施加谐波，来估计磁通位置。

【实施例2】

下面，对本发明的实施例2进行说明。

在第一实施方式中，以用模拟电路来实现控制器2的思路进行了说明，为了实现数字控制，需要高速处理。当然若使用专用的选通逻辑(gatelogic)的话，实现数字化也不是不可能，但这样的话，电路规模就会变得庞大。

在实施例2中，以工业用途等所使用的计算机为前提，使用图6～图10示出实用的例子。

图6是表示实施例2的特征部分即控制器2B的模块构成图。将本控制器2B代替图1中的控制器2而导入，便构成了实施例2。

在图6中，关于部件编号6～14和16的模块，是与图1所示的相同编号的模块相同的模块。本实施例的特征部分为磁通运算器15B和采样保持电路17、触发产生电路18。图7表示磁通估计器15B的内部框图，图8表示磁通模型152B的内部框图。在此，与实施例1中的图3和图4相同编号的部分表示相同的部分。在图7中，删除了图3中的滤波器155，新加入了矢量选择器156。另外，在图8中，代替图4中的不完整微分器1524a、1524b，加入了延迟原件1525a、1525b和加减法运算器7h、7i。除此之外，都和实施例1相同。

下面，对于本实施例2的动作原理进行说明。

在以低速驱动感应电动机5的情况下，对感应电动机的施加电压的基波振幅变小。这是因为感应电动机5的反电动势和旋转速度成比例，旋转机在原理上成为这样。施加电压的振幅降低的结果是，逆变器的PWM脉冲也变得非常窄。在图9中示出该情形。图9是以低的施加电压的条件来重新描绘图5示出的PWM波形和那时的电流、和电流变化率的一部分(三角波载波减少方向的部分)的图。

逆变器的输出电压(b)中，各相的设备是或上侧接通、或下侧接通的2组，若汇总3相，共8组的开关模式。在图10将这些用矢量表现。如V(x、y、z)所标记的各矢量，表示各相的开关状态。例如，V(1，0，0)表示U相为1(即上侧开关接通)，V相、W相为0(下侧的开关导通)的状态。将此应用于图9，该期间中，从V(0，0，0)开始，获得V(1，0，0)、V(1，0，1)，在V(1，1，1)结束。此时的线路电压如图9(c)所示，可知在V(0，0，0)和V(1，1，1)(将此称为零矢量)以外的电压矢量中，在线路间施加脉冲电压。

在旋转速度极端低的情况下，这些零矢量以外的矢量的输出期间变得非常短。在图9中，设V(1，0，0)的输出期间为T1，V(1，0，1)的输出期间为T2。在转速低的条件下，感应电动机3的反电动势较小，脉冲电压作为非常大的扰动脉冲起作用。如图9(d)～(f)所示，示出在脉冲施加期间，最大的电流变化。此时的电流变化率成为图9(g)～(i)。

为了进行极低速度区域下的无传感器控制，需要捕捉电流变化率。这种情况下，如图9所示，可知脉冲施加时的电流变化率最大，另外灵敏度高。因此，若仅在该期间捕捉到电流变化率，则能够进行高灵敏度的位置估计。例如，若是在图9中的T1的期间，则由于脉冲宽度比T2要宽，因此易于捕捉到电流变化率。基于这样的原理来构成控制系统就是第二实施方式。

在图6中，根据三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小关系，来计算宽度最宽的电压矢量(零以外的矢量)的施加定时，由触发产生器18产生配合该定时来进行采样/保持的触发信号。据此，由触发/保持电路17实施电流变化率的采样保持。即，实施图9(g)、(i)的采样。

在磁通估计器15B中，在矢量选择器156中，根据电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小关系，选择脉冲宽度较宽的矢量，将其电压赋予dq变换器153。在磁通模型152B中，仅对特定的电压矢量实施磁通估计、电流变化率的估计运算。

虽然在磁通模型152B中，进行和图4的实施例相同的模拟，但由于将电压矢量特定为一个，因此，能够大幅简化运算处理。根据Id图1523a、Iq图1523b而输出的电流估计值Idce、Iqce取与预先计算的初始值(延迟器1525a、1525b)的差分，来求得电流变化率dIdce、dIqce。

如此，在第二实施方式中，对施加零矢量以外的电压矢量的瞬间进行采样，估计运算感应电动机5的内部磁通位置。对于载波的半周期间，一次的采样次数即可完成，因此能够适用通用的个人计算机。

【实施例3】

接着，说明本发明的实施例3。

在实施例1、2中，控制对象是感应电动机，在实施例3中，应用永磁同步电动机(下面略称为PM电动机)。PM电动机与感应电动机相比，能实现小型、高效，因此今后，能够预想应用的用途将进一步扩大。

图11是第三实施方式的构成图。以实施例2(图6)为基础而记载。控制器2C和图6的控制器2B大致相同，除了删除了转差运算器12以外，没有任何的变化。另外，电动机成为了PM电动机5C。

在PM电动机中，由于驱动频率ω1和转速的频率ωrc必然同步，因此不需要加法运算转差频率，控制结构变得更加简化。即，仅排出转差运算器12，就能够构成PM电动机的驱动系统。此时，需要配合PM电动机来修正磁通模型运算器152、或152B中的Id图、Iq图。反言之，只要对此进行变更，就能够驱动PM电动机。

【实施例4】

下面对本发明的实施例4进行说明。

在实施例2中，说明了对于三角波载波的半周期，只用一次的采样次数就能够进行磁通的位置估计的方法。在实施例4中，对载波的半周期进行2次的采样。

只要是通常的PWM，则必然输出2次零矢量以外的电压矢量。例如，如图9所示那样，在载波半周期间内输出V(1，0，0)和V(1，0，1)这两个。通过使用这两个电压矢量，能够进行灵敏度更高的检测。由于灵敏度的高低与精度的提升相关，因此能够以无传感器实现与理想更接近的矢量控制。

关于这些的原理，使用图12～6进行说明。

图12是实施例的特征部分即控制器2D的模块构成图。通过代替图11中的控制器2C而导入本控制器2D，构成实施例4。另外，若加上转差运算器12，则能够和实施例1、2一样，也能够应用于感应电动机的驱动。

在图12中，关于部件编号6～14和16的模块，是和图1或图11所示的相同编号的模块相同的模块。本实施例的特征部分在于有2组Δθe的运算路径这一点上。一个是接受触发产生器18Da的触发信号，采样保持电流变化率dIu、dIw的采样/保持部17a、将该值进行坐标变换的dq变换器14b、和取入该dq轴上的电流变化率来运算Δθe1的磁通估计器15Ba。同样的运算路径还存在另一个，这里通过触发产生器18Db、采样/保持部17b、dq变换器14c、磁通估计器15Bb来运算Δθe2。

两者的差异在于利用施加了哪个电压矢量时的电流变化率这一差别上。如前所述，电压矢量除了零矢量以外存在2个，在施加该两者的电压矢量时检测出电流变化率。在新附加的Δθe选择器19中，比较dq轴上的电流变化率的大小，判别根据哪个变化率来进行运算。通过开关20来进行其切换。

Δθe选择器19进行下述的运算来比较电流变化率的大小。

【数1】

$\mathrm{dI}1\_\mathrm{amp}=\sqrt{}(\mathrm{dIdc}12+\mathrm{dIqc}12)...$ (数1)

【数2】

$\mathrm{dI}2\_\mathrm{amp}=\sqrt{}(\mathrm{dIdc}22+\mathrm{dIqc}22)...$ (数2)

如上，将数1和数2的结果进行比较，使用大小较大的一方的Δθe。电流变化率的大小较大意味着灵敏度相应较高，估计运算的误差较小。关于该原理，进一步详细地进行说明。

图13(a)是同时记载U、V、W的三相的固定坐标和dq坐标(旋转坐标)的图。若设d轴上具有磁通Φm，则反电动势Em相对于Φm超前90度的相位，即存在于q轴上。假定电流I1的相位和电压V1的相位如图13所示。相对于该V1，通过PWM而由逆变器输出的电压矢量例如如图13(b)所示那样。若在零矢量、电压矢量V(1，0，0)和V(1，0，1)的三点围住的区域内有V1，则使用这三个矢量来进行开关控制。

图14表示施加了电压矢量V(1，0，0)的瞬间的矢量图。若假设电动机的电感完全一样，则在施加的电压矢量的方向上，产生电流的变化(图14(a))。在这种情况下，位置估计便不可能进行。实际上，由于在存在磁通Φm的相位，由于磁饱和而造成电感降低，因此，如图14(b)所示，电流变化率的矢量dI在接近于Φm的方向产生偏移。根据该偏移的程度，能够进行磁通位置的估计。

同样，在图15示出施加另一个电压矢量V(1，0，1)的瞬间的情形。此时，由于成为与V(1，0，0)不同的方向的矢量，因此，电流变化率的举动也不同。这种情况下，若电感一样，则应当仅在与V(1，0，1)相同方向产生dI，但实际上在磁饱和的影响下，大小、方向会和图14的情况不同。

另外，磁饱和如图16所示，意味着相对于d轴电流的d轴磁通、相对于q轴电流的q轴磁通分别不再是线性。进一步详细说明，有时会有dq间有干扰的情况，可以说电感不一样。因此，在2个电压矢量的各自中，由于与磁通位置的关系不同，因此各自的电流变化率也表现出不同的举动。

对于这两个电流变化率来判断应使用哪个，电流变化率的大小成为目标。电流变化率越大，则精度自身也就越提高，因此，应当能够减少运算误差。

如此，通过使用实施例4，能够进行更高精度的位置估计。

【实施例5】

接着，利用图17～19来说明实施例5。

在基于三角波比较的PWM中，线路电压波形成为如图10(a)那样的波形。即，若在基波分量的正侧的半周期间，则PWM脉冲列必然成为正侧，基波成为负的半周期间，PWM脉冲列必然成为负。该状态下谐波最少，在噪声、谐波损失的点上成为理想的条件。

根据本发明，在对线路电压施加脉冲的瞬间的电流变化率的读取是必要的。但是，作为实现上的问题，若脉冲的宽度变得极端窄，则采样会变得困难。在脉冲的上升沿时，也会有很多的铃流或死时间(dead time)等的影响，并不一定能够完成采样。

由于过去如图18所示那样作成脉冲，而宽度窄的脉冲消失，因此，进行如图19那样的脉冲的移位。在图19中，相对于图18的脉冲，扩展v(1，0，0)的期间，硬扩大脉冲宽度(图19的[A]的部分。相应地，在下一个期间缩小增加的脉冲的部分(图19的[B]的部分)。这样的补正是按照成为规定值以上的脉冲宽度的方式，在电压指令值上加上补正电压，再在其后的期间将其减去。在图19中，相对于图18而使U相的脉冲的上升沿提前之后，在下一个期间，使下降沿提前。这样，修正了脉冲的上升沿和下降沿的时刻，由此维持了施加电压的基波分量。但是，作为其结果，对Vwu的脉冲呈现出较大的影响。产生了补正前所没有的反向的脉冲。

结果上，如图17(b)所示，输出部分反向的脉冲。但是，这只是部分的，与过去的总是重叠谐波的方式(图29(b))相比，大幅减少了相比的产生量。

如此，根据实施例5，即使在电流变化率的检测较难的脉冲条件下，也能够几乎不增加谐波分量而能够检测出电流变化率，能够实现位置估计。

【实施例6】

下面，对本发明的实施例6进行说明。

在到此为止的实施例中，在磁通估计器15、15B中，运算交流电动机的内部磁通，这需要很多的处理时间(运算负荷)。在实施例6中，以减轻运算处理为目的。

图20示出代替到此为止的磁通估计器15、15B的电动势估计器15E的构成图。在实施例2以后的实施例中，代替磁通估计器，导入电动势估计器15E，成为实施例6。在图20中，部件编号7f、153、154a、154b、156与到此为止的实施例中相同编号的部件相同。

图20的电动势估计器15E中，加入了ΔL运算器152E和乘法器157a、157b。ΔL运算器152E中，根据Idc和Iqc，运行磁通变化相对于各个电流变化的倾斜度。这成为求取图16中的dΦd/dI和dΦq/dIq(将与这样的倾斜度相当的电感一般称为动态电感)。可以使用数学式模型来进行该运算，或也可以如图21所示，根据电动机的磁场解析结果直接作成数据表(table)的图(ΔLd图1526、ΔLq图1527)。

在dq轴间有干扰的情况下，虽然模型会变得复杂，但均可将模型图形化。

通过用乘法器157a、157b将检测出的电流变化率和由ΔL运算器152E得到的动态电感进行乘法运算，能够运算电感部分的电动势。该电动势在线路电压成为窄的脉冲状的低速区域中，应当和逆变器施加的脉冲电压一致。根据如此求取的电动势，来运算其相位δdVe。

另一方面，也由矢量选择器156选择对逆变器实际施加的电压矢量，以在dq变换后求取相位角δdV。由于该δdV和δdVe的偏差是因磁通的位置偏移所产生的，因此，通过将该偏移控制为零，能够使在控制内部的磁通位置和实际的电动机的磁通位置一致。

因此，在实施例6中，作为运算处理而参照表，进行乘法运算，能够以极简单的运算处理进行低速时的位置估计。

【实施例7】

下面，使用图22对本发明的实施例7进行说明。

在到此为止的实施例中，仅对电流变化率的检测采样进行了说明，关于电流值其自身的采样，也会对磁通位置的估计精度带来较大的影响。

为了进行磁通估计或电动势估计，不仅需要电流变化率，还需要电流值本身的信息。为了提高估计精度，优选尽可能和电流变化率同时地检测出电流值本身的信息。图22是表示将其具体化的控制器2F。

在图22中，各个部件是和到此为止的实施例中相同编号的部件相同的部件。图22构成为和实施例3即图11最接近。在图22中，采样/保持电路17b也被附加到电流检测值Iu、Iw，采样的定时是根据触发产生器18的输出，与电流变化率的采样/保持同时进行。其结果，在磁通估计器的运算中，使用在相同时刻采样的电流和电流变化率。即，电流值和电流变化率的同时性成立，能够实现更高精度的估计运算。

【实施例8】

下面利用图23，说明本发明的实施例8。

在到此为止的实施例中，关于电流/电流变化率检测器4应用了图2所示的部件，但也能够使用其它的检测器来检测电流变化率。

图23是对于由芯材41、霍尔元件42、放大器43构成的通常电流传感器，追加其端子部分的电压测定功能，以该电压作为电流变化率的电路。由于在原本的电流传感器中存在电感成分，因此，若利用该端子电压，便能直接检测出电流的变化率。检测所必须的部件仅有放大器46。其中，放大器46需要和输入的信号绝缘来输出。但是，通过设为图23的电路，需要在芯材41设置辅助线圈。

【实施例9】

下面，利用图24，说明本发明的实施例9。

图24是对于通常的电流传感器串联连接了电感，根据其两端的电动势来检测电流变化率的图。电感47能自由地选择端子电压。为了更高灵敏度地检测出电流变化率，另外安装电感更好。如此，通过图24的电路构成，将到此为止的实施例的电流变化率检测灵敏度较高地设定。

【实施例10】

下面利用图25，说明本发明的实施例10。

图25是对于通常的电流传感器，附加微分运算器48来运算电流变化率的图。虽然在上面提到过，在电路上构成微分运算较困难，但由于近年来半导体技术的进步，基于高速AD变换、门阵列的高速运算也成为可能。若是大容量的电动机驱动系统的话，则传感器成本占整体成本的比例较小，多少引入些高级的运算器也就成为可能。例如，若使用作为测定器使用的能够实现数十MHz的采样AD变换器来构成数字部分，则能够实现本实施例。通过数字化，变得难以受到经年变化的影响，能够实现可靠性更高的电流变化率的检测，结果，能够实现位置精度高的无传感器控制。

【实施例11】

下面，利用图26和27，说明本发明的实施例11。

在到此为止的实施方式中，都是以检测器直接检测出电流变化率作为前提，但只要能够确保模拟电路的精度，通过2次的采样，也能够运算电流变化率。

在图26中，代替电流/电流变化率检测器4，使用过去以来使用的电流检测器4J。相应地，设置2个采样保持电路17，均将时间错开来对两者进行采样，由此来求取电流变化率。

在图26中，关于部件编号1、3～17的模块，与到此为止所示的相同编号的模块相同。本实施例的特征部分在于，从触发产生器18J输出2个采样保持信号，并分别输入到采样/保持部7a和7b。根据这些信号tr1、tr2，在一个电压矢量中，对电流值采样2次。将该情形示于图27中。在图27中，可知在电压矢量V(1，0，0)的输出期间，进行2次的电流采样的情形。根据这两个电流检测值的差分，通过运算求取电流变化率。

如此，只要在控制器内部设置运算电流变化率的功能，则根本不需要外设电流变化率传感器。其中，作为模拟信号，需要电流变化是充分大的变化。而且，适合驱动大容量的电动机的系统(例如铁道车辆)。本来，由于载波频率不能上升会导致电流波动增大的倾向，另外为了减少开关动作的损耗，载波频率也有下降的倾向。只要是这样的用途，在以更低的成本汇总系统的基础上，最适合本实施例。

【实施例12】

下面，利用图28说明本发明的实施例12。

图28是将到此为止的实施例即交流电动机驱动系统应用于铁道车辆的图。在铁道车辆中，若电动机的容量大到100kW以上，不能较高地设定载波频率。此外，为了进行低速无传感器驱动，需要在过去的方式中进行谐波的施加。通过应用本发明，在不进行谐波施加的情况下，能直接以理想的PWM波形来进行交流电动机的无传感器驱动。

以上，对本发明的实施例进行了说明。虽然在说明中以感应电动机和PM电动机作为交流电动机进行了说明，但对于其它的交流电动机，例如绕组式同步电动机等的其他交流电动机，也能够应用本发明上述的全部的实施例。另外，作为电流检测方法，在三相的相电流中仅检测出两相，但将三相全部检测出来也没有任何的问题。另外，作为电流传感器，也提出了通过分流电阻器来检测直流母线电流的方法，本发明中，在原理上也能够实现根据直流母线电流的检测值来求取变化率，从而进行位置估计。

另外，本发明中的控制器能够用个人计算机来实现，说明中所使用的各个部件能够用以个人计算机内部的逻辑或软件来实现。

产业上的利用可能性

如已述，本发明是在不使用交流电动机的旋转位置、旋转速度的传感器的情况下，实现在零速度附近的高精度驱动的驱动装置的技术。该装置的应用范围是需要低速度高转矩的用途，能用于在以电气铁道、电动汽车为代表的，工业用逆变器、使用该工业用逆变器的压缩机、升降机、输送机(conveyor)等的转速控制和转矩控制。

Claims (10)

1.一种交流电动机的驱动装置，其特征在于，包括：

逆变器，其进行电力变换，将直流变换为交流；

交流电动机，其与所述逆变器连接；和

控制器，其对所述逆变器输出脉冲宽度调制信号，控制所述逆变器，

对所述逆变器的线路电压波形的PWM脉冲列，在波形的至少一部分设置正侧脉冲列或者负侧脉冲列的前后极性反转的微小脉冲，

具备检测所述交流电动机的电流的电流检测单元以及检测所述交流电动机的电流变化率的电流变化率检测单元，基于所述电流的检测值以及所述电流变化率的检测值来控制所述交流电动机。

2.一种交流电动机的驱动装置，其特征在于，包括：

逆变器，其进行电力变换，将直流变换为交流；

交流电动机，其与所述逆变器连接；和

控制器，其对所述逆变器输出脉冲宽度调制信号，控制所述逆变器，

所述逆变器的线路电压波形为，相对于交流输出的基波周期360度，设180度期间为连续的正方向的脉冲列，剩下的180度期间为负方向的脉冲列，来对所述交流电动机施加电压，

具备检测所述交流电动机的电流的电流检测单元以及检测所述交流电动机的电流变化率的电流变化率检测单元，基于所述电流的检测值以及所述电流变化率的检测值来控制所述交流电动机，

作为所述逆变器输出的脉冲列，具备连续输出逆变器的开关状态为三相不全部相同的状态的2种开关状态的期间，其中三相不全部相同的状态是指不是三相全部的上臂接通或三相全部的下臂接通的状态，

在该连续的2种开关状态中的至少一种的开关状态下，进行所述电流变化率的检测，根据该电流变化率的检测值，进行所述交流电动机的控制。

3.根据权利要求2所述的交流电动机的驱动装置，其特征在于，

在所述2种连续输出的开关状态下，在各自的输出期间中，进行所述电流变化率的检测，根据该2个状态下的各自的电流变化率的检测值来进行所述交流电动机的控制。

4.根据权利要求1或2所述的交流电动机的驱动装置，其特征在于，

在对所述电流检测单元和所述电流变化率检测单元的检测值进行采样时，根据相同的触发信号来进行所有的采样，使所有的采样实质地同时进行。

5.根据权利要求1或2所述的交流电动机的驱动装置，其特征在于，

作为所述电流检测单元，为采用了在环状的磁性体芯贯通所述交流电动机的动力线的构造的单元，

在所述磁性体芯设置辅助线圈，

所述电流变化率检测单元是检测该辅助线圈的两端的电压的单元，以该电压为电流变化率的检测值。

6.根据权利要求1或2所述的交流电动机的驱动装置，其特征在于，

作为所述电流变化率检测单元，设置检测所述交流电动机的电流检测单元的两端的电压的单元，以该电压为电流变化率的检测值。

7.根据权利要求1或2所述的交流电动机的驱动装置，其特征在于，

作为所述电流变化率检测单元，设置与所述交流电动机串联连接电感并检测该电感的两端的电压的单元，以该电压为电流变化率的检测值。

8.根据权利要求1或2所述的交流电动机的驱动装置，其特征在于，

代替所述电流检测单元和所述电流变化率检测单元，而具备检测电流的单元，并且通过利用模拟电路、或模拟和数字混合的电路针对所述检测电流的单元的输出进行信号处理来获取所述电流变化率。

9.根据权利要求2所述的交流电动机的驱动装置，其特征在于，

代替所述电流检测单元和所述电流变化率检测单元，而具备检测电流的单元，并且通过在所述逆变器的开关状态相同的期间中，由所述检测电流的单元对电流值进行多次采样，根据该采样的值，来获取所述电流变化率。

10.一种电动机车辆，其特征在于，

具备权利要求1或2所述的交流电动机的驱动装置。

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