WO2004032316A1

WO2004032316A1 - 電動機の磁極位置推定装置および制御装置

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Publication number: WO2004032316A1
Application number: PCT/JP2003/012283
Authority: WO
Inventors: Kozo Ide; Mitsujiro Sawamura; Mengesha Mamo Wogari; Jun Oyama
Original assignee: Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki
Priority date: 2002-10-03
Filing date: 2003-09-25
Publication date: 2004-04-15
Also published as: JP4352678B2; JP2004129410A; US20060049787A1; CN1689219A; DE10393429T5; US7157876B2; CN1321495C

Abstract

本発明の課題は、高周波電流の振幅調整が可能な電動機の磁極推定装置を提供する。本発明は、電動機(1-1)を電圧形PWMインバータ(1-2)で駆動し、電動機のトルクおよび速度、トルク、速度、位置を制御する制御装置において、PWMキャリア信号をUVWの三相においてUV、VW、WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段1とUVWの三相でUV、VW、WUのようなそれぞれ二相間で位相差をゼロにする手段2とを切替える手段と、それによって発生するキャリア信号と同じ周波数帯の高周波電流を推定電流から抽出する手段と、抽出した高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段(1-4)を備えたものである。

Description

明細書電動機の磁極位置推定装置および制御装置 <技術分野 >

本発明は、ゼロ速度を含む極低速から磁極位置を精度良く推定し、その推定された磁極位置に基づいてトルク、速度、位置を制御する電動機の制御装置に関するものである。ぐ背景技術 >

従来の磁極推定方法としては、電学論 D， 1 08卷 1 2号， 1 98 8 「パラメータ同定機能をもつブラシレス D Cモータの適応電流制御法」に報告されているような電動機速度に比例する誘起電圧を電動機入力電圧と電流より演算し，速度を推定する方法が広く用いられている。また，平成 8年電気学会産業応用部門全国大会 No. 1 70 「センサレス方式による突極形同期モータのゼロ速トルク制御」があり、この手法は電圧指令値に交流信号を重畳し、推定電流を F FT解析して電動機回転速度と磁極位置を推定する手法である。しかしながら、モータの誘起電圧に基づき回転子速度 ·位置とを推定する方法では高速域においては十分な精度で動くが、誘起電圧情報の少ない極低速においては正確な推定ができなかつた。

そこで，駆動周波数に関係しないセンシングのための交流信号をモータに注入し、電圧電流の関係からロータ位置を推定する方法がいくつか提案されている。し力し、センシング信号を注入するためには特別な信号発生器が必要であり、制御が複雑になるといった問題がある。それらと異なる方法としては、電学論 D， 1 18巻 5号， 1 9 98 「突極性に基づく位置推定法を用いた位置センサレス I PMモータ駆動システム」と電学論 D, 1 20卷 2号， 2000 「C a r r i e r F r e q u e n c y C omp o n e n t Me t h o d f o r P o s i t i o n S e n s o r l e s s C o n t r o l o f I PM Mo t o r i n L owe r S e e d R a n g e」に報告されているような特別なセンシング信号を注入せずにィンバータ出力高周波あるいはキヤリァ周波数成分の電流を用いて磁極位置を推定する方法が報告されている。前者は PWMィンバータの出力電圧高周波が発生する高周波電流からインダクタンスを演算し、そのィンダクタンスに基づいて位置を推定することを特徴としている。

後者は， PWMィンバータのキヤリァ信号を UVWの三相におけるそれぞれの二相間で 120度の位相差を持たせることによって、駆動周波数以外のキヤリァ周波数成分電圧と電流を発生させ、キヤリァ周期中の電圧は一定という仮定に基づき、キヤリァ周波数成分電流のみを用いて位置を推定することを特徴としていた。

I E C ON' 01 ( P r o c. o f t h e 27 t h An n u a 1 C o n f e r e n c e o f t h e I EEE I n d u s t r i a l E l e c t r o n i c s S o c i e t y p p . 143 5— 1440) 「 No v e l R o t o r P o s i t i o n Ex t r a c t i o n b a s e d o n C a r r i e r F r e q u e n c y C omp o n e n t Me t h o d ( C F CM) u s i n g Tw o R e f e r e n c e— f r a me s f o r I PM d r i v e s」、同一出願人による先行出願である特許文献 1では、後者の実用化をより容易にするためにキヤリァ周期内での複数の電流推定のタイミングと位置演算の同期が複雑という問題を、次のように 4つの軸に変換された高周波電流を夫々の軸で移動平均値を用いる方法により解決した。

[特許文献 1 ]

特願 2001— 2 38060号の公開公報

具体的には、図 6は従来の磁極位置検出装置のブロック図であり、この磁極位置検出器 6 2により、バンドパスフィルタから出力される 3相高周波電流を座標変換器 64により _α 軸、軸、ひ，軸、 ]3 軸に変換する。変換した 4つの出力それぞれのピーク値を絶対値演算器 65、ローパスフィルタ 66により平均化して、各軸のインダクタンスとの比例関係から、磁極位置演算器 67により t a n (2 Δ θ ) を演算してを求め、磁極位置を計算するものである。 <発明の開示 >

しかしながら、上記従来の技術では、インバータ出力高周波、あるいはキヤリァ周波数成分の高周波電流を利用して磁極位置を推定する方法は、高周波電圧によって流れる高周波電流が、インバータ出力の基本波成分の電圧に対して外乱となるが、キャリア周波数が電動機の回転速度に対して十分に大きいので、トルク外乱とはならないという特長がある。また、磁極位置推定において電流帰還値にローパスフィルタの付加などの制約がなく、制御システムとしての高応答化も可能である。と言った利点があるが、しかしながら、実用化の観点から考えると高周波電流の大きさは電動機のパラメータに依存して決まるため、その影響は電動機によって一様ではないのが汎用システムへの適用を難しくしているという問題があった。

そこで、本発明は、 P WM出力において相間で任意の位相差を持つ 3相キヤリァを単相キヤリァに切替え、その磁極推定の実行時間を調整することによって高周波電流の振幅調整を可能にし、汎用システムへの適用を可能とした電動機の磁極位置推定装置および制御装置を提供することを目的としている。上記目的を達成するため、請求項 1記載の磁極位置推定装置の発明は、電動機を電圧形 P WMインバータで駆動し、電動機のトルク、あるいはトルクおよび速度、あるいはトルク、速度、位置を制御する制御装置の磁極位置推定装置において、 P WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と u vwの三目において uv、 V

W、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2とを切り替える手段と、それによつて発生するキヤリァ信号と同じ周波数帯の高周波電流を推定電流から抽出する手段と、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段を備えたことを特徴としている。

また、請求項 2記載の発明は、請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、電動機の三相における夫々の相電流から前記高周波電流を抽出する手段と、三相固定子卷線 U VWのうちの一相を α軸とし、それに 9 0度直交する軸を β軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と、同様に前記二相の静止座標系から 4 5度位相を移動した座標系、すなわち、 α軸から 4 5 度移動した軸を軸にそれに 9 0度直交する軸を 13，軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と前記 4つの軸における高周波電流をキヤリァ周波数で平均することで夫々の最大値を演算する手段と前記演算された 4つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴としている。

また、請求項 3記載の発明は、請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、電動機の三相における夫々の相電流から前記高周波電流を抽出する手段と、三相固定子卷線 U VWのうちの一相を α軸とし、それに 9 0度直交する軸を β軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と、前記二相の電流から磁極位置推定値を用いて磁極位置と同方向である γ 軸とそれに 9 0 度直交する軸を δ 軸とする二相の回転座標系に変換する手段と、同様に前記二相の回転座標系から 4 5度位相を移動した座標系、すなわち、 γ 軸から 4 5度移動した軸を γ ' 軸、それに 9 0度直交する軸を δ，軸とする二相の回転座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と前記 4つの軸における高周波電流をキヤリァ周波数で平均することで夫々の最大値を演算する手段と、前記演算された 4つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴としている。

また、請求項 4記載の発明は、請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置において、推定する電流が 1キャリア周期内に少なくとも 2つ以上推定することを特徴としている。

また、請求項 5記載の発明は、請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記任意の位相差を 1 2 0度とすることを特徴としている。

また、請求項 6記載の発明は、請求項 1記載の磁極位置推定装置において、 Ρ WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と U VWの三相において uv、 vw、 w

Uのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2とを切り替える手段における手段 1と手段 2の実行時間が，発生する高周波電流の振幅を調整し、電力損失を低減することを目的として設定されることを特徴としている。

また、請求項 7記載の発明は、請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置にお .いて、 P WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と U V Wの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2とを切り替える手段において、手段 1と手段 2の実行時間を負荷の状態により調整する手段を備えたことを特徴としている。

また、請求項 8記載の発明は、請求項 2記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、前記 P W Mキヤリァ信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1の実行時間中に実施し、 U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2の実行時間中に停止して、前記手段 1で推定された磁極位置を使用することを特徴としている。

また、請求項 9記載の発明は、請求項 2記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位を推定する手段が、前記 P W Mキヤリァ信号を U VWの三相において U V、 VWヽ WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と、 U VWの三相において U V、 VW、 W Uのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2の実行時間に関係なく常に実施し前記 4つの軸における高周波電流はキヤリァ周波数で移動平均して夫々の最大値を演算する手段と前記演算された 4つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴としている。

また、請求項 1 0記載の発明は、請求項 2記載の電動機の磁極位置推定装置において、 α ' 軸と β，軸の高周波電流は α軸と軸の高周波電流より演算されることを特徴としている。また、請求項 1 1記載の発明は、請求項 3記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、前記 P WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1の実行時間中に実施し、 U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2 の実行時間中に停止して、前記手段 1で推定された磁極位置を使用することを特徴としている。

また、請求項 1 2記載の発明は、請求項 3記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、前記 P WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と、 U VWの三相において uv、 vw、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2の実行時間に関係なく常に実施し前記 4つの軸における高周波電流はキヤリァ周波数で移動平均して夫々の最大値を演算する手段と前記演算された 4つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴としている。

また、請求項 1 3記載の発明は、請求項 3記載の電動機の磁極位置推定装置において、 γ，軸と δ ' 軸の高周波電流が γ 軸と δ 軸の高周波電流より演算されることを特徴としている。

また、請求項 1 4記載の発明は、請求項 1記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置を用いて推定電流を磁極方向分とトルク分に分離し、それぞれを帰還して前記磁極方向分とトルク分の電流指令値と差分をとり、前記差分値がゼ口となるように電流制御を実施することを特徴としている。

また、請求項 1 5記載の発明は、請求項 1記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置を用いて速度を推定することを特徴としている。

また、請求項 1 6記載の発明は、請求項 1 5記載の速度推定装置に基づいて推定された速度を帰還して速度指令値と差分をとり、前記差分値がゼロとなるように速度制御を実施することを特徴としている。

また、請求項 1 7記載の発明は、請求項 1記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置に基づいて得られる回転子位置推定値を帰還して回転子位置指令値と差分をとり、前記差分値がゼ口となるように位置制御を実施することを特徴としている。

また、請求項 1 8記載の発明は、請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置および請求項 1 4記載の電流制御装置を備えたことを特徴としている。

また、請求項 1 9の発明は、請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置、請求項 1 4記載の電流制御装置、請求項 1 5記載の速度推定装置および請求項 1 6記載の速度制御装置を備えたことを特徴としている。

また、請求項 2 0記載の発明は、請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置、請求項 1 4記載の電流制御装置、請求項 1 5記載の速度推定装置、請求項 1 6記載の速度制御装置および請求項 1 7記載の位置制御装置を備えたことを特徴としている。く図面の簡単な説明 >

図 1は、本発明の電動機の磁極位置推定装置を含むセンサレス速度制御装置のプロック図である。

図 2は、図 1に示す永久磁石内蔵の同期電動機モデルである。

図 3は、図 1に示す磁極位置推定装置の実行時間調整を説明するための波形図である。

図 4は、図 1に示す P WM信号発生装置のプロック図である。.

図 5は、図 1に示す磁極位置、速度推定装置のブロック図である。

図 6は、従来の磁極位置検出装置のブロック図である。

なお、図中の符号は以下のとおりである。一 2 電圧型インバータ、

一 3 P WM信号発生装置、

一 4 磁極位置、速度推定装置、

_ 5、 1 - 6 二相三相変換器、 1-7 電流制御器、速度制御器、

1-8 電流検出器、

1-3-1 キャリア信号発生器、

1-3-2 フェーズシフタ、

1-3-3 タイマー、

1-3-4 切替えスィッチ、

1— 4- 1 ノンドパスフィノレタ、

1-4-2 電流座標変換器、

1-4-3 平均値演算器、

1— 4— 4、 1— 4— 6 ローノスフイノレタ、

1-4-5 微分器。

<発明を実施するための最良の形態 >

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照し説明する。

図 1は本発明の実施の形態に係る電動機の磁極位置推定装置を含むセンサレス速度制御装置のブロック図である。

図 2は図 1に示す永久磁石内蔵の同期電動機モデルである。

図 3は図 1に示す磁極位置推定装置の実行時間調整を説明するための波形図である。

図 4は図 1に示す PWM信号発生装置のプロック図である。

図 5は図 1に示す磁極位置、速度推定装置のプロック図である。

図 1において、 1 _ 1は永久磁石内蔵の電動機、 1一 2は電圧型インバータ、 1一 3は PWM信号発生装置、 1 _4は磁極位置、速度推定装置、 1一 5と 1一 6は二相三相変換器、 1 _ 7は電流制御器と速度制御器、 1一 8は電流検出器を示している。

1一 7の電流制御器と速度制御器は、従来の制御方法、例えば、比例積分（P I) あるいは比例積分微分（P I D) 制御で構成している。磁極位置、速度推定装置 1一 4では、電流検出器 1一 8から検出された電流を AZD変換器により離散化し入力される。その磁極位置推定装置 1一 4の出力は磁極位置、速度推定値として、夫々の制御に使用される。

P WM信号発生装置 1一 3には、三角波比較 P WM制御を用いている。三相の正弦波電圧指令値と任意の周波数を持つ三角波のキャリア信号（搬送波）とを図 4の 1一 3— 5で比較し、電圧指令が搬送波より大きければ、 P WMインバータの正側トランジスタをオン、負側トランジスタをオフに、電圧指令が搬送波より小さければ、 P WMインバータの正側トランジスタをオフ、負側トランジスタをオンにする信号を発生する。通常の三角波変調では、搬送波の振幅と位相、そして周波数はすべての相において一定である。

しかし、キャリア周波数成分を用いるセンサレス制御において、従来の発明では搬送波を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差（実施例では 1 2 0度を設定）を持たせ、本発明では搬送波を U V Wの三相において U V、 V W、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2とを切り替える手段を用いている。この詳細については、図 3と 4にて説明する。

図 2は永久磁石内蔵の同期電動機モデルである。電動機の三相において U相を a軸とし、それに 9 0度直交する軸を β 軸とする二相の静止座標系とし、 α軸から 4 5度移動した軸を ' 軸，それに 9 0度直交する軸を β ' 軸とする二相の静止座標系と定義する。磁極位置は、これら 4つの軸における高周波電流はキヤリァ周波数で移動平均して夫々の最大値を演算して得られる最大値に基づいて推定することができる。

図 3は搬送波を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1 ( T 1区間）と U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2 ( T 2区間）とを切り替える手段を説明するものである。 T cは搬送波周期、 Tは切り替え周期を示している。

まず、 T 1区間での磁極位置推定を説明する。図 4は電圧型ィンバータへの出力指令信号を発生する P WM信号発生装置 1一 3を説明するための図であるが、キヤリァ信号発生器 1— 3— 1から出力される信号を UVWの三相において UV、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差をフェーズシフタ 1 _ 3— 2で与える。 T 1区間では、切り替えスイツチ 1一 3— 4は、 T 1側をオン T 2側をオフとする。 T 1あるいは T 2はタイマ一 1— 3— 3でカウントされる。実施例として、 T 1区間での任意の位相差を 1 20度とすると、搬送波は図 3の t r o， t r l 20， t r 24 0のようになり、ィンバータ出力端子間に含まれる高周波電圧成分は、数式 1のように表すことができる。

U

U (1)

U

ここで， Eは dc リンク電圧， u_cfcu， _cfcv, M_c/cwは、それぞれ U相， V相， W相の高周波電圧， u_ref, v_ref, w,_e/は相電圧指令値，はキャリア角周波数を示している。

一方、高周波電圧と高周波電流の関係は、（2) 式で表される。

U CTCU Luu ， cfcu

d

U cfcv 一 v w w (2)

dt

U 1

CJCW ー丽 L， ^ww一 CJCW ここで， i_cfcu , i_≠v, _/cwは、それぞれ U相， V相， W相の高周波電流、はインダクタンスを示しており， L は、それぞれ U相， V相， W相の自己ィンダクタンス、その他は相間のィンダクタンスを示している。

実施例における回転子に永久磁石を内蔵する電動機では、磁気突極を有するので、インダクタンスは（3) 式のように磁極位置の情報を含んでいる。

L UV 二 -L_go/2-L_g2 cos(26>-120°)

VW -L_go/2-L_{g2 C0S}(2の

L UU = L_s+L_go-L_{g2 C0S}(2の (3)

L W = L_s+L_g0-L_g2 cos(2^ + 120°)

WW = L_s+L_go-L_g2 cos(2^-120°)

ここで、 Jg。はエアギャップ磁束における励磁インダクタンス、は固定子漏れィンダクタンス、は大きさが角度に依存するインダクタンスを示している。

(2) 式を固定子基準の静止座標系に変換すると、

(4)

で， J = +3 。 /2 ^ diff =3 „₂2/2 である

(4) 式から電流微分値を（5) 式のように求め、両辺を積分すると（6) 式になる, ^lcfca ^Ls_Um - ^Ldif_f cos(26>) - L_dd_iif_ff_f sin(2の u cfca

1} - J}

~ sum diff 一 L_diff sin(2の扁 + L_diff cos(2の (5)

U

Φβ

lcfca '^Lsum - L_diff∞s(20) ― L_diff sin(2の ' \ ^Ucfca^dt

ff 醒

' ² 一一 ^Ldi

sum r '²diff L sin(2( ) L + L_diff cos(26>) (6)

\ ^Ucfcfi^dt

(6) 式より、磁極位置情報 sin(2の， cos(2のを導くと，

(7) となる。

ここで、低速域で電圧指令値の振幅が小さく、キャリア周期よりサンプリング周期が短い場合は、電圧積分値は（8)式のように固定値として扱うことができる。

^Ucfc( t - ^ucfca^^t _cfcpdt二: ^Ucfcp^ (8)

At：サンプリング時間

ここでで、、 _Ma¾,,ががピピーーク電圧のときは _¾= 0となるので、この時点で（9) 式から

COS(²のを計算すると、

τ ² -]} '·

L L

diff diff u cfca At

さらに、 _¾がピーク電圧のときは 0となるので、この時点で（9) 式から cos(²のを計算すると、

cos(2の . ~~ ₍₁₀₎

u_cfcj3 ' Δ.

さらに、 ^_ft== 0の点から^が 45度進んだ点では， _ft=z ^となるので、この時点で (9) 式から sin(2のを計算すると、

5111^( 一 Lsum ~ ^diff ) · 'cfca + fcfi ―

^diff L_diff ψ-cfca + ^Ucfc )'

さらに、 _¾ = 0の点からが 135度進んだ点では、 u_ah u_phヒなるので、この時点で（⁹) 式から sinpのを計算すると、

L 、ム膽 ^diff ^lcfca― -cfcfi

sin(2の = sum + ( 12)

L L U

diff diff cfca + ^Ucfcp； At

となり、磁極の位置を検出することができる。

ここで、図 2のようにひ軸から^が 45度進んだ点を α ' 軸，それに 90度直交する軸を ]3 ' 軸とする二相の静止座標系を定義し、それぞれの軸における高周波電流と電圧成分を（13) 式のように定義する。 fc + ^Ιφβ

― ^lcfca + ^Ιφβ

^Ucfca + ^Ucfc ( 13) ― ^Ucfc + ^Ucfcp

で、（9) 〜（12) 式の状態における電流成分を夫々のピーク値

cfca peak peak cfca peak ， β peak から力率角分だけずれると考えて、（14) 式のように定義すると

U cfca veak · 'cfca cfca ； (Δ

peak

u cfcfi peak '

β COS (Δ

peak

u cfca 一 peak · 'cfca cfca )s(A^) (14) u cfcfi 一 peak · ' β

のとき、夫々の軸における高周波電圧のピーク値は、

U cfca U U U

peak Φβ peak cfca peak peak (15)

(9) 〜（12) 式に（14)， (15) 式を代入して、 tan2Sを計算すると（16) 式のように与えられ、磁極位置は（17) 式で推定できる。

したがって、力率 c o s ( Δ φ )、ィンダクタンスによる係数、オフセット値が消去され、サンプル時間内の電圧を固定値として扱えば、各インダクタンスは各座標に変換されたキヤリァ周波数成分電流のみで計算することができることになる。また、各演算はその時点の電流のピーク値で演算するため、高周波電流の瞬時値ではなく、キヤリァ周波数内で夫々の軸でサンプルされた電流値の絶対値を取って平均化することによってピーク値を抽出できるので正確な磁極位置が推定できることになる。

この実施例において、磁極位置推定は 4つの軸の静止座標系における電流値から推定しているが、同様に請求項 3に提示したような回転座標系（γ _ δ , y ' 一 δ ' ) においても本磁極推定方法を適用できることを明記しておく。

図 5は、磁極位置、速度推定装置を説明するためのブロック図である。バンドパスフィルタ（B P F) 1— 4— 1は、発生するキャリア信号と同じ周波数帯の高周波電流を推定電流から抽出し、抽出された高周波電流を電流座標変換器 1 _ 4ー 2によって、三相固定子卷線 UVWのうちの一相を a軸とし、それに 9 0度直交する軸を軸とする二相の静止座標系において二相の電流に変換し、同様に二相の静止座標系から 4 5度位相を移動した座標系、すなわち、 α軸から 4 5度移動した軸を α ' 軸，それに 9 0度直交する軸を ' 軸とする二相の静止座標系に高周波電流を二相の電流に変換する。

この 4つの軸における高周波電流を平均値演算器 1— 4— 3で，キヤリァ周波数内で平均すると夫々の最大値を抽出できる。実施例では移動平均法を用いている。 T 1区間では、すくなくとも 2つ以上の電流検出が必要であることが実験的に分かっている。ローパスフィルタ (L P F) 1 _ 4— 4は抽出した電流最大値からさらに雑音成分を除去するものである。そして、最後に（1 7) 式の演算を実施して磁極の位置を推定する。

磁極の位置が推定されるとその推定値から速度を推定できる。推定磁束位置を微分器 1一 4一 5で微分し、口—パスフィルタ (L P F) 1— 4— 6を通すことによって速度 ω を推定している。

つぎに、図 3で示される Τ 2区間での磁極位置推定を説明する。

Τ 2区間では、切り替えスィツチ 1一 3— 4は Τ 1側をオフ Τ 2側をオンとする。 Τ 1あるいは Τ 2はタイマー 1— 3— 3でカウントされる。 Τ 2区間での搬送波は図 3のように単一となる。ィンパータ出力端子間に含まれる高周波電圧成分は、次の ( 1 8 ) 式のように表すことができる。

T 2区間では通常の三角波変調となり、三相の電圧指令値と単一の三角波を比較している。したがって、（1 8 )式に示すように同位相の高周波電圧成分となつている。したがって、相間での電圧高周波電圧はキャンセルされるため、高周波電流は生じない。したがって、 Τ 2区間での磁極位置推定は不可能である。そこで、 Τ 2区間では、 Τ 1区間で推定された磁極位置を使用することになる。 Τ 2 区間が長くなると理論上高周波電流による電力損失、磁気騒音は低減されることとなるが、磁束位置推定精度は悪化する。しかしながら、適用用途を考慮して Τ 1と Τ 2を設定することにより、従来調整不能であった高周波電流成分を平均的に調整することが可能となる。本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとつて明らかである。

本出願は、 2002年 10月 03日出願の日本特許出願（特願 2002— 291261) に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。

<産業上の利用可能性 >

以上説明したように、本発明によれば、 P WMインバータのキャリア信号を U VWの三相における二相間で任意の位相差を持たせて、駆動周波数以外のキヤリァ周波数成分の電圧、電流を発生させ、キャリア周波数成分電流を用いて位置を推定する、従来の技術が高周波電流の振幅を調整できず、電力損失、騒音を大きくしていた問題を P WM出力において相間で任意の位相差をもつ三相キヤリアを単相キャリアに切り替え、その実行時間を調整することによって、課題であった高周波電流の振幅の調整と、電力損失および磁気騷音を低減を可能にして、磁束位置推定精度を向上させるという効果がある。

Claims

請求の範囲

1 . 電動機を電圧形 P WMインバータで駆動し、電動機のトルク、あるいはトルクおよび速度、あるいはトルク、速度、位置を制御する制御装置の磁極位置推定装置において、

P WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と U VWの三相において u v、vw、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2とを切り替える手段と、

それによつて発生するキヤリァ信号と同じ周波数帯の高周波電流を推定電流から抽出する手段と、

前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段を備えたことを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。

2 . 前記磁極位置推定装置において、

前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段は、

電動機の三相における夫々の相電流から前記高周波電流を抽出する手段と、三相固定子卷線 U VWのうちの一相を α軸とし、それに 90度直交する軸を β 軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と、同様に前記二相の静止座標系から 45度位相を移動した座標系、すなわち、 _α 軸から 45度移動した軸を軸、それに 90度直交する軸を軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と、

前記 4つの軸における高周波電流をキヤリァ周波数で平均することで夫々の最大値を演算する手段と、

前記演算された 4つの軸における前記最大値に基づレ、て磁極位置を推定することを特徴とする請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置。

3 . 前記磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段は、電動機の三相における夫々の相電流から前記高周波電流を抽出する手段と、三相固定子卷線 U VWのうちの一相を α軸とし、それに 90度直交する軸を軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と、前記二相の電流から磁極位置推定値を用いて磁極位置と同方向である γ 軸とそれに 90度直交する軸を δ 軸とする二相の回転座標系に変換する手段と、

同様に前記二相の回転座標系から 45 度位相を移動した座標系、すなわち、 _Ί 軸から 45度移動した軸を γ，軸、それに 90度直交する軸を δ，軸とする二相の回転座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と前記 4つの軸における高周波電流をキヤリァ周波数で平均することで夫々の最大値を演算する手段と、

4 . 前記磁極位置推定装置において、

推定する電流は、 1キャリア周期内に少なくとも 2つ以上推定することを特徴とする請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置。

5 . 前記磁極位置推定装置において、

前記任意の位相差を 120度とすることを特徴とする請求項 1記載の電動機の磁

6 . 前記磁極推定装置において、

P WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と U VWの三相において uv、vw、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2とを切り替える手段における手段 1と手段 2の実行時間は、発生する高周波電流の振幅を調整し、電力損失を低減することを目的として設定されることを特徴とする請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置。

7 . 前記磁極推定装置において、

P WMキヤリァ信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と U VWの三相において u v、 vw、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2とを切り替える手段において、手段 1と手段 2の実行時間を負荷の状態により調整する手段を備えたことを特徴とする請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置。

8 . 前記磁極位置推定装置において、

前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段は、前記 P WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1の実行時間中に実施し、 U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2の実行時間中に停止して、前記手段 1で推定された磁極位置を使用することを特徴とする請求項 2記載の電動機の磁極位置推定装置。

9 . 前記磁極位置推定装置において、

前記抽出された高周波電流を用レ、て磁極位置を推定する手段は、前記 P WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と、 U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2の実行時間に関係なく常に実施し、

前記 4つの軸における高周波電流はキヤリァ周波数で移動平均して夫々の最大値を演算する手段と

前記演算された 4つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴とする請求項 2記載の電動機の磁極位置推定装置。

1 0 . 前記磁極位置推定装置において、

ひ'軸と jS '軸の高周波電流は α軸と j3軸の高周波電流より演算されることを特徴とする請求項 2記載の電動機の磁極位置推定装置。

1 1 . 前記磁極位置推定装置において、

前記抽出された高周波電流を用、て磁極位置を推定する手段は、前記 P WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1の実行時間中に実施し、 U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2の実行時間中に停止して、前記手段 1で推定された磁極位置を使用することを特徴とする請求項 3記載の電動機の磁極位置推定装置。

1 2 . 前記磁極位置推定装置において、

前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段は、前記 P WMキャリア信号を U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段 1と、 U VWの三相において U V、 VW、 WUのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段 2の実行時間に関係なく常に実施し、

前記 4つの軸における高周波電流はキヤリァ周波数で移動平均して夫々の最大値を演算する手段と前記演算された 4つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴とする請求項 3記載の電動機の磁極位置推定装置。

1 3 . 前記磁極位置推定装置において、

軸と δ '軸の高周波電流は γ軸と δ軸の高周波電流より演算されることを特徴とする請求項 3記載の電動機の磁極位置推定装置。

1 4 . 請求項 1記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置を用いて推定電流を磁極方向分とトルク分に分離し、それぞれを帰還して前記磁極方向分とトルク分の電流指令値と差分をとり、前記差分値がゼロとなるように電流制御を実施する電流制御装置を有することを特徴とする制御装置。

1 5 . 請求項 1記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置を用いて速度を推定する速度推定装置を有することを特徴とする制御装置。

1 6 . 請求項 1 5記載の速度推定装置に基づいて推定された速度を帰還して速度指令値と差分をとり、前記差分値がゼロとなるように速度制御を実施する速度制御装置を有することを特徴とする制御装置。

1 7 . 請求項 1記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置に基づいて得られる回転子位置推定値を帰還して回転子位置指令値と差分をとり、前記差分値がゼロとなるように位置制御を実施する位置制御装置を有することを特徴とする制御装置。

1 8 . 請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置および請求項 1 4記載の電流制御装置を備えた電動機のトルク制御装置を有することを特徴とする制御装

1 9 . 請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置、請求項 1 4記載の電流制御装置、請求項 1 5記載の速度推定装置および請求項 1 6記載の速度制御装置を備えた電動機の速度制御装置を有することを特徴とする制御装置。

2 0 . 請求項 1記載の電動機の磁極位置推定装置、請求項 1 4記載の電流制御装置、請求項 1 5記載の速度推定装置、請求項 1 6記載の速度制御装置および請求項 1 7記載の位置制御装置を備えた電動機の位置制御装置を有することを特徴とする制御装置。