JP5644820B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

開示の実施形態は、モータ制御装置に関する。

近年、モータの回転によって生じる誘起電圧からモータの回転速度を推定する速度推定器を備え、センサレス制御を行うモータ制御装置が実用化されている。この種のモータ制御装置において、リラクタンストルクを有効利用する最大トルク制御を行うものが知られている。最大トルク制御は、速度推定器の演算に用いるｑ軸インダクタンスをその真値に対して意図的に誤差を与えることで発生する速度推定誤差を利用し、制御軸を最大トルク動作点に一致させることによって行われる。

速度推定器の演算用パラメータであるｑ軸インダクタンスをその真値からずらす方法として、特許文献１には第１および第２の手法が開示されている。第１の手法は、Ｌｄ≦Ｌ＜Ｌｑの値に設定された演算用パラメータＬを用いる手法である。また、第２の手法は、最大トルク制御を実現する電流ベクトルの方向と向きが一致する回転軸をｑｍ軸とし、そのｑｍ軸に直交する回転軸をｄｍ軸としたｄｍ-ｑｍ座標系を導入し、演算用パラメータＬｍを用いる手法である。かかる演算用パラメータＬｍの演算にはモータパラメータＬｄ、Ｌｑ、Φａが用いられる。

特開２００９−２９１０７２号公報

しかしながら、上記第１の手法では、演算用パラメータＬは固定値であるため、負荷が大きくなると最大トルク制御の精度が悪くなるという課題がある。

また、上記第２の手法では、演算用パラメータＬｍをｑ軸電流の関数とすることで第１の手法を改善することができる。しかし、演算用パラメータＬｍの演算にモータパラメータ（Ｌｄ、Ｌｑ、Φａ）が用いられているため、初期設定値に誤差があったり、温度や負荷によりモータパラメータが変化したりした場合に、かかるモータパラメータの誤差に応じて演算用パラメータＬｍに誤差が発生する。そのため、最大トルク制御を得られないだけでなく、速度推定器の不安定化を招くという課題がある。

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、制御系の不安定化を抑制しつつ最大トルク制御を精度よく行うことができるモータ制御装置を提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係るモータ制御装置は、電流指令生成部と、駆動部と、電流検出部と、電圧指令生成部と、回転位置推定部と、位相変化量推定部と、インダクタンス推定部とを備える。前記電流指令生成部は、モータの駆動周波数よりも高い周波数の高周波信号が重畳された電流指令を生成する。前記駆動部は、電圧指令に基づいて前記モータを駆動する。前記電流検出部は、前記駆動部から前記モータへの出力電流を検出する。前記電圧指令生成部は、前記電流指令と前記出力電流との偏差に基づいて前記電圧指令を生成する。前記回転位置推定部は、前記出力電流と前記電圧指令に基づき、前記モータのｑ軸インダクタンスを含むモータパラメータから前記回転子の回転位置を推定する。前記位相変化量推定部は、前記高周波信号に対応する前記モータの出力電力変動幅に基づいて前記出力電流の電流ベクトルの位相変化量を推定する。前記インダクタンス推定部は、前記位相変化量に基づき、前記モータが最大トルクを得るインダクタンス値を推定して前記回転位置推定部に前記ｑ軸インダクタンスとして設定する。

図１は、実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す図である。 図２は、高周波電流制御器の構成例を示す図である。 図３は、最大トルク制御器が備えるモータ出力抽出部の構成を示す図である。 図４は、最大トルク制御器が備える位相変化量検出部の構成を示す図である。 図５は、インダクタンス演算器の構成例を示す図である。 図６は、速度・磁極位置推定器の構成例を示す図である。 図７Ａは、ＰＬＬ制御器の構成例を示す図である。 図７Ｂは、ＰＬＬ制御器の他の構成例を示す図である。 図８は、回転子角周波数推定値および回転子位置推定値の第１の算出処理の流れを示す図である。 図９は、回転子角周波数推定値および回転子位置推定値の第２の算出処理の流れを示す図である。

以下、添付図面を参照して、本願の開示するモータ制御装置の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

図１は、実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す図である。図１に示すように、実施形態に係るモータ制御装置１は、交流電源２と交流モータ３との間に接続され、交流モータ３を駆動するのに必要な電力を交流電源２から取り出し、交流モータ３に供給する。交流モータ３は、例えば、埋込磁石同期モータ(ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)である。

モータ制御装置１は、電力変換部１０と、出力電流検出部１１と、制御部１２とを備える。電力変換部１０は、コンバータ部１０ａ、インバータ部１０ｂおよび平滑コンデンサＣ１を有しており、交流電源２から供給される電力を交流−交流変換して交流モータ３へ供給する。なお、電力変換部１０が駆動部の一例に相当し、出力電流検出部１１が電流検出部の一例に相当する。

コンバータ部１０ａは、例えば、整流回路を有しており、交流電源２から供給される交流電圧を整流する。かかるコンバータ部１０ａによって整流された電圧は平滑コンデンサＣ１によって平滑され直流電圧へ変換される。インバータ部１０ｂは、例えば、出力相の各相毎に上下２個のスイッチング素子を備え、コンバータ部１０ａから出力される直流電圧をスイッチング素子によって交流電圧に変換して交流モータ３へ供給し、交流モータ３を駆動する。なお、スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴである。

出力電流検出部１１は、インバータ部１０ｂから交流モータ３へ流れる出力電流を検出する。具体的には、出力電流検出部１１は、インバータ部１０ｂの出力相であるＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれから交流モータ３へ流れる出力電流の瞬時値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（以下、出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと記載する）を検出する。なお、出力電流検出部１１は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサである。

制御部１２は、インバータ部１０ｂの各スイッチング素子を制御して、インバータ部１０ｂから所望の振幅および周波数の電圧を出力させ、これにより、交流モータ３を駆動する。

かかる制御部１２は、減算器２０、２４と、速度制御器２１と、探査信号発生器２２と、探査信号座標変換器２３と、電流制御器２５と、高周波電流制御器２６と、非干渉制御器２７と、加算器２８と、ＰＷＭ演算器２９とを備える。さらに、制御部１２は、座標変換器３０と、最大トルク制御器３１と、インダクタンス演算器３２と、速度・磁極位置推定器３３とを備える。

なお、探査信号座標変換器２３が電流指令生成部の一例に相当し、電流制御器２５、高周波電流制御器２６、非干渉制御器２７および加算器２８が電圧指令生成部の一例に相当する。また、最大トルク制御器３１が変動成分推定部の一例に相当し、インダクタンス演算器３２がインダクタンス推定部に相当し、速度・磁極位置推定器３３が回転位置推定部および角周波数推定部の一例に相当する。

減算器２０は、回転子角周波数指令ωrefと回転子角周波数推定値ωestとの偏差を求めて速度制御器２１へ出力する。回転子角周波数指令ωrefは、交流モータ３が備える回転子の角周波数（以下、回転子角周波数と記載する）を規定する指令であり、図示しない上位制御装置から入力される。なお、「est」は、推定値を示す符号である。

速度制御器２１は、例えば、ＰＩ（比例積分）制御器を有し、回転子角周波数指令ωrefと回転子角周波数推定値ωestとの偏差がゼロとなるようにＰＩ制御によってδ軸電流指令Ｉδ_refを生成する。かかるδ軸電流指令Ｉδ_refは、速度制御器２１から探査信号座標変換器２３および非干渉制御器２７へ出力される。

探査信号発生器２２は、高周波信号である探査信号Ｓ_ｍａｇを生成して探査信号座標変換器２３へ出力する。かかる探査信号Ｓ_ｍａｇは、Ａ_ｍａｇｓｉｎ（ｆｈ×２πt）で規定される信号である。また、探査信号発生器２２は、信号ｓｉｎ（ｆｈ×２πt）を最大トルク制御器３１へ出力する。ｆｈは、探査信号Ｓ_ｍａｇの周波数であり、交流モータ３を駆動する電圧の周波数よりも高い値に設定される。

また、Ａ_ｍａｇは、γ軸電流指令Ｉγ_refおよびδ軸電流指令Ｉδ_refによって定まる電流指令ベクトルＩｓの位相の振り幅である。探査信号Ｓ_ｍａｇにおける周波数ｆｈおよび振り幅Ａ_ｍａｇは、速度制御器２１の制御応答およびインバータ部１０ｂのスイッチング周波数を考慮し、干渉しないように設定される。

本実施形態では、交流モータ３の回転子に配置された永久磁石が作る磁束の回転速度と同速度で回転する回転座標系において、永久磁石が作る磁束の方向をｄ軸とし、かかるｄ軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。また、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相をｑ軸とし、かかるｑ軸に対応する制御上の回転軸をδ軸とする。

探査信号座標変換器２３は、電流指令ベクトルＩｓの位相を探査信号Ｓ_ｍａｇにより変動させたときのγδ軸電流指令Ｉγ_href、Ｉδ_hrefを下記式（１）により求め、減算器２４へ出力する。なお、γ軸電流指令Ｉγ_refは、例えば、ゼロに設定される。

減算器２４は、探査信号Ｓ_ｍａｇが重畳されたγ軸電流指令Ｉγ_hrefから後述するγ軸電流検出値Ｉγ_fbを減算し、また、探査信号Ｓ_ｍａｇが重畳されたδ軸電流指令Ｉδ_hrefから後述するδ軸電流検出値Ｉδ_fbを減算する。そして、減算器２４は、各減算結果を電流制御器２５および高周波電流制御器２６へ出力する。

電流制御器２５は、γ軸電流指令Ｉγ_hrefとγ軸電流検出値Ｉγ_fbとの偏差、および、δ軸電流指令Ｉδ_hrefとδ軸電流検出値Ｉδ_fbとの偏差がそれぞれゼロになるようにγ軸電圧指令Ｖγおよびδ軸電圧指令Ｖδを生成する。かかる電流制御器２５は、例えば、ＰＩ制御器などによって構成される。電流制御器２５は、生成したγ軸電圧指令Ｖγおよびδ軸電圧指令Ｖδを加算器２８へ出力する。

高周波電流制御器２６は、γδ軸電流指令とγδ軸電流検出値との偏差がゼロになるようにγδ軸電圧指令Ｖγ_href、Ｖδ_hrefを生成する。上述した探査信号Ｓ_ｍａｇは比較的高周波であることから、探査信号Ｓ_ｍａｇに電流値を追従させるために、通常の電流制御よりも高応答な高周波電流制御器２６を設けている。かかる高周波電流制御器２６は、例えばＰ（比例）制御器によって構成することによって、安定性を確保している。

図２は、高周波電流制御器２６の構成例を示す図である。図２に示すように、高周波電流制御器２６は、Ｐ制御器４０、４１を備える。かかるＰ制御器４０、４１の比例ゲインＫｐ_γ、Ｋｐ_δは、下記式（２）により求められる。下記式（２）において、ω_{ＡＣＲ_ｈｆ}は、設定パラメータであり、例えば、高周波電流制御のカットオフ周波数に２πを乗算した値に設定される。

高周波電流制御器２６は、比例ゲインＫｐ_γ、Ｋｐ_δの演算で用いるインダクタンス値を、インダクタンス演算器３２からインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡによりオンラインで更新する。これにより、インダクタンスの設定誤差による電流応答の変化を軽減することができる。なお、電流制御器２５および非干渉制御器２７については安定性を確保するため、オンラインによるパラメータの更新は行われない。なお、オンラインとは、モータ制御装置１が動作している状態を示す。

Ｐ制御器４０は、上述した比例ゲインＫｐ_γを有し、γ軸電流指令Ｉγ_hrefとγ軸電流検出値Ｉγ_fbとの偏差がそれぞれゼロになるように比例制御によってγ軸電圧指令Ｖγ_hrefを生成する。また、Ｐ制御器４１は、上述した比例ゲインＫｐ_δを有し、δ軸電流指令Ｉδ_hrefとδ軸電流検出値Ｉδ_fbとの偏差がそれぞれゼロになるように比例制御によってδ軸電圧指令Ｖδ_hrefを生成する。

図１に戻って制御部１２の説明を続ける。非干渉制御器２７は、γ軸電流成分およびδ軸電流成分がそれぞれδ軸電圧およびγ軸電圧として他方の電流成分に干渉することによる影響を打ち消すγ軸干渉電圧Ｖγ_dcpおよびδ軸干渉電圧Ｖδ_dcpを生成する。

具体的には、非干渉制御器２７は、γ軸電流指令Ｉγref、δ軸電流指令Ｉδrefおよび後述の回転子角周波数推定値ωestを入力し、下記式（３）により、γ軸干渉電圧Ｖγ_dcpおよびδ軸干渉電圧Ｖδ_dcpを求める。

上記式（３）において、Ｌｑは、交流モータ３のｑ軸インダクタンスであり、Ｌｄは、交流モータ３のｄ軸インダクタンスである。なお、後述する速度・磁極位置推定器３３から出力されるインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡに基づき、Ｌｑ＝Ｌ_ＭＴＰＡ、Ｌｄ＝Ｌｄ^*、または、Ｌｑ＝Ｌ_ＭＴＰＡ、Ｌｄ＝Ｌ_ＭＴＰＡとしてもよい。

加算器２８は、非干渉制御器２７の出力、電流制御器２５の出力および高周波電流制御器２６の出力を加算することによってγ軸電圧指令Ｖγ_refおよびδ軸電圧指令Ｖδ_refを生成する。これらのγδ軸電圧指令Ｖγ_ref、Ｖδ_refは加算器２８からＰＷＭ演算器２９、最大トルク制御器３１および速度・磁極位置推定器３３へそれぞれ出力される。

具体的には、加算器２８は、γ軸干渉電圧Ｖγ_dcp、γ軸電圧指令Ｖγおよびγ軸電圧指令Ｖγ_hrefを加算することによってγ軸電圧指令Ｖγ_refを生成する。また、加算器２８は、δ軸干渉電圧Ｖδ_dcp、δ軸電圧指令Ｖδおよびδ軸電圧指令Ｖδ_hrefを加算することによってδ軸電圧指令Ｖδ_refを生成する。

ＰＷＭ演算器２９は、γ軸電圧指令Ｖγ_refおよびδ軸電圧指令Ｖδ_refを回転子位置推定値θestを用いて回転座標変換し、さらに二相三相変換を行うことでＵ相、Ｖ相およびＷ相に対応する電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。そして、ＰＷＭ演算器２９は、これらの電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、例えば三角波比較等の手法によりインバータ部１０ｂのスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、インバータ部１０ｂへ供給する。これにより、インバータ部１０ｂから電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じた電圧が交流モータ３へ出力される。

座標変換器３０は、出力電流検出部１１から出力される出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力し、出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを三相二相変換した後、回転子位置推定値θestを用いてγ−δ軸座標系に座標変換する。γ−δ軸座標系は、回転子角周波数推定値ωestに同期して回転する回転座標系である。

座標変換器３０は、γ−δ軸座標系への座標変換によってγ軸成分であるγ軸電流検出値Ｉγ_fbおよびδ軸成分であるδ軸電流検出値Ｉδ_fbを求め、減算器２４、最大トルク制御器３１、インダクタンス演算器３２および速度・磁極位置推定器３３へそれぞれ出力する。

最大トルク制御器３１は、γδ軸電流検出値Ｉγ_fb、Ｉδ_fb、γδ軸電圧指令Ｖγ_ref、Ｖδ_ref、および、探査信号Ｓ_ｍａｇと同一周波数、同一位相の信号ｓｉｎ（ｆｈ×２π）に基づき、位相変化量Δθ_ＭＴＰＡを求める。かかる位相変化量Δθ_ＭＴＰＡは、制御開始時以後の電流指令ベクトルＩｓの位相変化量であり、インダクタンス演算器３２へ出力される。

最大トルク制御器３１は、位相変化量Δθ_ＭＴＰＡをモータ入力電力Ｐｅに基づいて求める。具体的には、最大トルク制御器３１は、γδ軸電流検出値Ｉγ_fb、Ｉδ_fb、および、γδ軸電圧指令Ｖγ_ref、Ｖδ_refを入力し、下記式（４）により、電力変換部１０から交流モータ３へ入力する電力であるモータ入力電力Ｐｅを求める。

モータ入力電力Ｐｅには、交流モータ３の機械出力であるモータ出力電力Ｐ_mechaの他、交流モータ３の巻線抵抗による銅損Ｐｃと、無効電力Ｐｒの成分が含まれる。銅損Ｐｃには直流成分のみが含まれ、また、無効電力Ｐｒには探査信号Ｓ_ｍａｇと同一周波数成分とその２倍の周波数成分が含まれ、探査信号Ｓ_ｍａｇと同一周波数成分は、探査信号Ｓ_ｍａｇの位相からπ／２だけずれている。一方、モータ出力電力Ｐ_mechaには探査信号Ｓ_ｍａｇと同一周波数、同一位相の成分が含まれる。

最大トルク制御器３１は、図３に示すモータ出力抽出部５０によってモータ入力電力Ｐｅからモータ出力電力Ｐ_mechaのうち探査信号Ｓ_ｍａｇと同一周波数、同一位相の成分の振幅値であるモータ出力電力変動幅Ｐｏを抽出する。図３は、最大トルク制御器３１が備えるモータ出力抽出部５０の構成を示す図である。

図３に示すように、モータ出力抽出部５０は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５１と、乗算器５２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５３とを備える。ＢＰＦ５１は、周波数ｆｈの信号を通過させるように設定されており、入力されたモータ入力電力Ｐｅから探査信号Ｓ_ｍａｇと同一の周波数成分Ｐ_ＢＰＦを抽出する。

ＢＰＦ５１の出力は、乗算器５２に入力され、探査信号Ｓ_ｍａｇと同一周波数、同一位相の信号ｓｉｎ（ｆｈ×２πｔ）と掛け合わされる。これにより、ＢＰＦ５１の出力のうち探査信号Ｓ_ｍａｇと同一周波数、同一位相の信号が直流成分となり、かかる直流成分を含む信号Ｐｈが乗算器５２から出力される。

乗算器５２から出力される信号ＰｈはＬＰＦ５３へ入力され、かかるＬＦＰ５３において、直流成分のみが抽出されて出力される。かかる直流成分は、モータ出力電力変動幅Ｐｏに対応する成分である。かかるモータ出力電力変動幅Ｐｏは、下記式（５）で表すことができる。

上記式（５）において、ωrは回転子角速度、Ｉｓａは電流指令ベクトルＩｓの電流振幅、λｆは鎖交磁束定数、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、θavgは電流指令ベクトルＩｓの位相である。なお、本実施形態では、γ軸電流指令Ｉ_γref＝０としているため、θavgはδ軸の位相となる。

一方、電流指令ベクトルＩｓの位相変動に対するモータ発生トルクＴｅの変化分∂Ｔｅ／∂θを求めると、次式（６）となる。

上記式（６）において、Ｐはモータ極数であり、λfは鎖交磁束定数、Ｌｄ、Ｌｑはそれぞれｄ軸インダクタン、ｑ軸インダクタンスである。Ｉｓａは電流指令ベクトルＩｓの大きさ、θは交流モータ３の電流指令ベクトルＩｓの位相である。
（５）式と（６）式とを比較すると、モータ出力電力変動幅Ｐｏは電流指令ベクトルＩｓの位相変動に対するモータ発生トルクＴｅの変化分∂Ｔｅ／∂θに比例することが分かる。したがって、モータ出力電力変動幅Ｐｏがゼロとなる電流指令ベクトルＩｓの位相が最大トルク軸となる。実施形態に係るモータ制御装置１は、モータ出力電力変動幅Ｐｏを交流モータ３の出力トルクＴｅの電流位相変化に対する変化分∂Ｔｅ／∂θとして推定する。

最大トルク制御器３１は、モータ出力電力変動幅Ｐｏがモータ出力電力変動幅の設定値Ｐｏ^*となる電流指令ベクトルＩｓの位相変化量Δθ_ＭＴＰＡを検出する位相変化量検出部を備える。かかる位相変化量Δθ_ＭＴＰＡは、制御開始時以後の電流指令ベクトルＩｓの位相変化量であり、定常状態ではδ軸を最大トルク軸に一致させる位相変化量である。制御開始時の電流位相とは、モータ制御装置１に初期値として設定されたインダクタンス値を、後述する拡張誘起電圧型オブザーバ８０の演算に用いた場合の位相である。なお、モータ出力電力変動幅の設定値Ｐｏ^*は、通常はゼロまたはゼロ近傍に設定されるが、その他の値に設定することもできる。

図４は、最大トルク制御器３１が備える位相変化量推定部６０の構成を示す図である。図４に示すように、位相変化量推定部６０は、減算器６１と、リミッタ６２と、切替器６３、６４と、比較器６５と、ＰＩ制御器６６と、加算器６７と、増幅器６８と、リミッタ６９とを備える。

減算器６１は、モータ出力電力変動幅の設定値Ｐｏ^*からモータ出力電力変動幅Ｐｏを減算して、減算結果をリミッタ６２および切替器６３へ出力する。リミッタ６２は、下限リミッタであり、減算器６１の減算結果がゼロ未満の場合にゼロの値を切替器６３へ出力し、減算器６１の減算結果がゼロ以上の場合、減算器６１の減算結果を切替器６３へそのまま出力する。

切替器６３は、インダクタンス演算器３２から出力される後述の指令信号Ｓswによって制御され、減算器６１の出力およびリミッタ６２の出力の一方を選択して切替器６４へ出力する。具体的には、切替器６３は、指令信号ＳswがＬｏｗレベルの場合、減算器６１の出力を選択して、切替器６４へ出力し、指令信号ＳswがＨｉｇｈレベルの場合、リミッタ６２の出力を選択して、切替器６４へ出力する。

指令信号Ｓswは、インダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡがリミッタ７８（図５参照）のリミット値にかかった場合にＨｉｇｈレベルの信号として出力される。この場合、モータ出力電力変動幅の設定値Ｐｏ^*からモータ出力電力変動幅Ｐｏを減算した結果がマイナスであれば、リミッタ６２および切替器６３によりＰＩ制御器６６にゼロの値が入力されるので、ＰＩ制御器６６における積分値の更新が停止され、位相変化量Δθ_ＭＴＰＡの更新が停止される。

切替器６４は、比較器６５の出力に基づいて、切替器６３の出力および増幅器６８の出力の一方を選択してＰＩ制御器６６へ出力する。比較器６５は、開始電力Ｐstartとモータ入力電力Ｐｅを比較し、切替器６４を制御する。モータ入力電力Ｐｅが開始電力Ｐstart未満である場合、比較器６５からＬｏｗレベルの信号が出力され、モータ入力電力Ｐｅが開始電力Ｐstart以上である場合、比較器６５からＨｉｇｈレベルの信号が出力される。なお、比較器６５において、モータ入力電力Ｐｅに代えてモータ出力電力変動幅Ｐｏを開始電力Ｐstartと比較してもよい。

比較器６５からＬｏｗレベルの信号が出力された場合、切替器６４は、ＰＩ制御器６６の積分出力を反転する増幅器６８の出力を選択し、かかる増幅器６８の出力をＰＩ制御器６６へ出力する。したがって、モータ入力電力Ｐｅが開始電力Ｐstart未満の状態では、ＰＩ制御器６６の積分出力を反転した信号がＰＩ制御器６６へ出力される。これにより、ＰＩ制御器６６の設定時定数により位相変化量推定部６０の出力が減衰またはゼロに維持される。

したがって電力量の小さい領域では、位相変化量推定部６０による位相変化量Δθ_ＭＴＰＡの推定動作が停止状態となり、位相変化量推定部６０から出力される位相変化量Δθ_ＭＴＰＡはゼロまたはゼロに収束する。モータ出力電力変動幅Ｐｏは、モータ入力電力Ｐｅから演算されることから、出力電流検出部１１の検出精度や出力電圧誤差の影響を強く受け、電力量の小さい領域では、モータ出力電力変動幅Ｐｏの精度が悪化する。

そのため、最大トルク制御器３１では、電力量の小さい領域では、位相変化量推定部６０の動作が停止する。これにより、精度が悪い位相変化量Δθ_ＭＴＰＡが、位相変化量推定部６０から出力されることを防止することができる。なお、開始電力Ｐstartは、例えばモータ定格容量を基準として、モータ出力電力変動幅Ｐｏの演算精度が悪化し始める値（例えば、モータ定格容量の１０％程度）に決定することが望ましい。

一方、比較器６５からＨｉｇｈレベルの信号が出力された場合、切替器６４は、切替器６３の出力を選択する。したがって、モータ入力電力Ｐｅが開始電力Ｐstart以上の状態では、切替器６３の出力がＰＩ制御器６６へ出力される。

ＰＩ制御器６６は、比例ゲインＫｐの増幅器４５と、積分ゲインＫｉの増幅器４６と、積分器４７とを備える。切替器６４の出力は、増幅器４５によりＫｐ倍されて加算器６７へ出力され、また、増幅器４６によりＫｉ倍され、さらに積分器４７で積分されて加算器６７へ出力される。

加算器６７は、増幅器４５の出力および積分器４７の出力を加算し、かかる加算結果をリミッタ６９へ出力する。リミッタ６９は、位相変化量推定部６０からの出力を所定範囲内に制限する。すなわち、リミッタ６９は、加算器６７の出力が所定範囲内であれば、加算器６７の出力をそのまま位相変化量Δθ_ＭＴＰＡとして出力し、加算器６７の出力が所定範囲外であれば、所定範囲の上限値または下限値を位相変化量Δθ_ＭＴＰＡとして出力する。なお、積分器４７の出力は、増幅器６８によって反転されて切替器６４へ出力される。

図１に戻って制御部１２の説明を続ける。図１に示すインダクタンス演算器３２は、最大トルク制御器３１から出力される電流指令ベクトルＩｓの位相変化量Δθ_ＭＴＰＡからインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡを下記式（７）により求める。なお、下記式（７）は、上記式（５）をθavg＝Δθ_ＭＴＰＡ＋π／２の関係を用いて変形することにより導き出される。

インダクタンス演算器３２は、このように求めたインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡを速度・磁極位置推定器３３および高周波電流制御器２６へ出力する。なお、上記式（７）において、ｄ軸インダクタンスＬｄ^*および鎖交磁束定数λｆは、モータ制御装置１に設定される定数であり、例えば、モータ制御装置１が非動作状態であるオフラインでのチューニングまたはモータテストレポートの情報から定まる値である。

図５は、インダクタンス演算器３２の構成例を示す図である。図５に示すように、インダクタンス演算器３２は、正弦値演算器７１と、余弦値演算器７２と、増幅器７３と、乗算器７４、７５と、除算器７６と、加算器７７と、リミッタ７８と、フィルタ７９とを備える。

正弦値演算器７１は、位相変化量Δθ_ＭＴＰＡの正弦値を演算する。かかる演算結果ｓｉｎΔθ_ＭＴＰＡは乗算器７４により鎖交磁束定数λｆに掛け合わされる。乗算器７４の演算結果は、除算器７６へ出力される。

余弦値演算器７２は、増幅器７３によって２倍された位相変化量Δθ_ＭＴＰＡの余弦値を演算する。かかる演算結果ｃｏｓ２Δθ_ＭＴＰＡは乗算器７５により電流指令ベクトルＩｓの電流振幅Ｉｓａに掛け合わされる。乗算器７５の演算結果は、除算器７６へ出力される。

除算器７６は、乗算器７４の演算結果を乗算器７５の演算結果で除算する。除算器７６の演算結果は、加算器７７へ出力され、加算器７７によってｄ軸インダクタンスＬｄ^*が加算される。加算器７７の加算結果は、リミッタ７８およびフィルタ７９を介して出力される。

制御開始時以後の電流指令ベクトルＩｓの位相変化量Δθ_ＭＴＰＡがゼロの場合、インダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡ＝Ｌｄ^*となる。かかるインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡは、最大トルク制御器３１から出力される位相変化量Δθ_ＭＴＰＡに基づいて更新され、高周波電流制御器２６および速度・磁極位置推定器３３へ出力される。

リミッタ７８は、内部に下限リミット値が設定されており、過補償を防止する。かかるリミッタ７８は、インダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡが下限リミット値にかかった場合は、アンチワインドアップ動作として、切替器６３へＨｉｇｈレベルの指令信号Ｓswを出力する。これにより、図４に示す位相変化量推定部６０の切替器６３を切り替え、リミッタ６２の出力を切替器６３から出力させる。

なお、リミッタ７８は、リミッタ７８の入出力信号を比較して信号が異なればインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡが下限リミット値にかかったと判断する。また、下限リミット値は、例えば、ｄ軸インダクタンスＬｄ^*の１／２の値に設定され、インダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡがｄ軸インダクタンスＬｄ^*の１／２の値よりも小さくならないようにしている。

図１に戻って制御部１２の説明を続ける。速度・磁極位置推定器３３は、交流モータ３の回転子の回転速度および磁極位置を検出する。具体的には、速度・磁極位置推定器３３は、γδ軸電圧指令Ｖγ_ref、Ｖδ_ref、γδ軸電流検出値Ｉγ_fb、Ｉδ_fbおよびインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡを入力し、回転子角周波数推定値ωestおよび回転子位置推定値θestを求める。速度・磁極位置推定器３３は、回転子角周波数推定値ωestを減算器２０へ出力し、回転子位置推定値θestをＰＷＭ演算器２９および座標変換器３０へ出力する。

図６は、速度・磁極位置推定器３３の構成例を示す図である。図６に示すように、速度・磁極位置推定器３３は、拡張誘起電圧型オブザーバ８０と、位相誤差演算器８１と、ＰＬＬ制御器８２とを備える。

拡張誘起電圧型オブザーバ８０は、例えば下記式（８）により、γ軸誘起拡張電圧推定値εγ_estおよびδ軸誘起拡張電圧推定値εδ_estを求める。

上記式（８）において、Ｒｓ、Ｌｄ、Ｌｑは演算パラメータであるモータパラメータであり、Ｒｓは、一次抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｈ_１〜Ｈ_８は、オブザーバゲインである。上記式（８）を離散値系に展開することで下記式（９）が得られる。下記式（９）において、Ｔｓは、サンプリング時間を表す。

拡張誘起電圧型オブザーバ８０は、上記式（９）に示すように、時間（ｋ・Ｔｓ）秒時におけるγδ軸電流検出値Iγ_fb、Iδ_fb、γδ軸電流推定値Iγ_est、Iδ_est、γδ軸拡張誘起電圧推定値εγ_est、εδ_est、速度推定値およびモータパラメータより、時間（［ｋ＋１］・Ｔｓ）秒におけるγδ軸拡張誘起電圧推定値εγ_est、εδ_estを求める。

このとき、拡張誘起電圧型オブザーバ８０は、ｑ軸インダクタンスＬｑにインダクタンス演算器３２により求めたインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡを用いて、γδ軸拡張誘起電圧推定値εγ_est、εδ_estを求める。拡張誘起電圧型オブザーバ８０は、外部からの設定に基づき第１の推定処理と第２の推定処理を選択的に行う。

第１の推定処理では、上記式（９）において、Ｌｑ＝Ｌ_ＭＴＰＡ、Ｌｄ＝Ｌｄ^*として、γδ軸拡張誘起電圧推定値εγ_est、εδ_estを求める。一方、第２の推定処理では、上記式（９）において、Ｌｑ＝Ｌ_ＭＴＰＡ、Ｌｄ＝Ｌ_ＭＴＰＡとして、γδ軸拡張誘起電圧推定値εγ_est、εδ_estを求める。

位相誤差演算器８１は、拡張誘起電圧型オブザーバ８０からγδ軸拡張誘起電圧推定値εγ_est、εδ_estを入力し、下記式（１０）により位相誤差推定値Δθestを求め、ＰＬＬ制御器８２へ出力する。

上記式（９）に示すようにγδ軸拡張誘起電圧推定値εγ_est、εδ_estには速度変化、負荷状態の変化、および、パラメータ誤差に起因して生じる電圧誤差成分が含まれており、上記（１０）式に示すように電圧誤差成分を含めたγδ軸拡張誘起電圧推定値εγ_est、εδ_estに基づき、位相誤差推定値Δθestが求められる。したがってインダクタンス演算器３２により求めたインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡが位相誤差推定値Δθestに反映されることが分かる。

ＰＬＬ制御器８２は、位相誤差演算器８１から出力された位相誤差推定値Δθestに基づいて、回転子位置推定値θestおよび回転子角周波数推定値ωestを求める。図７Ａおよび図７Ｂに、ＰＬＬ制御器８２の構成例を示す。

図７Ａに示す例では、ＰＬＬ制御器８２は、γδ軸拡張誘起電圧推定値εγ_est、εδ_estから推定した位相誤差推定値Δθestをゼロにするように制御することで回転子位置推定値θestおよび回転子角周波数推定値ωestを求める。具体的には、図７Ａに示すＰＬＬ制御器８２は、ＰＩ制御器９１と、積分器９２とを備え、ＰＩ制御器９１により位相誤差推定値ΔθestをＰＩ制御して回転子角周波数推定値ωestを求め、積分器９２により回転子角周波数推定値ωestを積分して回転子位置推定値θestを求める。

パラメータ誤差がなく位相誤差推定値Δθestに誤差がなければ、位相誤差推定値Δθestをゼロに制御することで制御座標系であるγ−δ軸座標は回転子座標系であるｄ−ｑ軸座標に一致させることができるが、本実施形態では、パラメータは真値に一致しておらず、制御上で位相誤差推定値Δθestがたとえゼロであってもγ−δ軸座標はｄ−ｑ軸座標に一致しない。パラメータはδ軸が最大トルク軸と一致するように決定され、その結果、図７Ａに示すＰＬＬ制御器８２のように、位相誤差推定値Δθestをゼロに制御することで制御座標系であるγ−δ軸座標におけるδ軸が最大トルク軸と一致するように制御される。電流指令ベクトルＩｓは常にδ軸上にあることから、δ軸が最大トルク軸と一致することで最大トルク制御が可能となる。

また、ＰＬＬ制御器８２を図７Ｂに示す構成とすることもできる。図７Ｂに示すＰＬＬ制御器８２は、ＰＩ制御器９３、除算器９４、加算器９５および積分器９６を備える。かかるＰＬＬ制御器８２では、δ軸拡張誘起電圧推定値εδ_estを除算器９４により誘起電圧定数φで除算して近似的に速度を推定し、かかる値を加算器９５によりＰＩ制御器９３の出力に加算して回転子角周波数推定値ωestを求める。また、積分器９６により回転子角周波数推定値ωestを積分して回転子位置推定値θestを求める。

図８および図９は、制御部１２における回転子角周波数推定値ωestおよび回転子位置推定値θestの算出処理の流れを示す図である。図８は、上述した第１の推定処理が選択された場合の第１の算出処理の流れを示し、図９は、上述した第２の推定処理が選択された場合の第２の算出処理の流れを示す。

まず、図８を参照して、回転子角周波数推定値ωestおよび回転子位置推定値θestの第１の算出処理の流れを説明する。

制御部１２の最大トルク制御器３１は、開始電力Ｐstartとモータ入力電力Ｐｅを比較し（ステップＳ１０）、モータ入力電力Ｐｅが開始電力Ｐstart以上である場合（ステップＳ１０；Ｙｅｓ）、ＰＩ制御の対象をＰｏ−Ｐｏ^*に設定する（ステップＳ１１）。一方、モータ入力電力Ｐｅが開始電力Ｐstart未満である場合（ステップＳ１０；Ｎｏ）、最大トルク制御器３１は、ＰＩ制御の対象を積分出力の反転値に設定する（ステップＳ１２）。

最大トルク制御器３１は、ステップＳ１１、Ｓ１２による設定に基づいてＰＩ制御を行い、位相変化量Δθ_ＭＴＰＡを求める（ステップＳ１３）。そして、インダクタンス演算器３２は、最大トルク制御器３１から出力される位相変化量Δθ_ＭＴＰＡに基づき、インダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡを求める（ステップＳ１４）。

磁極位置推定器３３は、モータパラメータであるｑ軸インダクタンスＬｑおよびｄ軸インダクタンスＬｄを設定する。具体的には、磁極位置推定器３３は、ｑ軸インダクタンスＬｑとしてインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡを設定し、ｄ軸インダクタンスＬｄとして、予め設定されているｄ軸インダクタンスＬｄ^*を設定する（ステップＳ１５）。そして、磁極位置推定器３３は、ステップＳ１５において設定したモータパラメータに基づき、回転子位置推定値θestおよび回転子角周波数推定値ωestを求める（ステップＳ１６）。

次に、図９を参照して、回転子角周波数推定値ωestおよび回転子位置推定値θestの第２の算出処理の流れを説明する。かかる処理では、図８に示す第１の算出処理に対し、ステップＳ１１〜Ｓ１４、Ｓ１６の処理は同じであり、ステップＳ２５の処理が異なる。

ステップＳ２５において、磁極位置推定器３３は、ｑ軸インダクタンスＬｑとしてインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡを設定し、また、ｄ軸インダクタンスＬｄとしてインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡを設定する。そして、このように設定されたモータパラメータに従って、回転子位置推定値θestおよび回転子角周波数推定値ωestを求める。

以上のように、本実施形態に係るモータ制御装置１は、最大トルク制御器３１と、インダクタンス演算器３２と、速度・磁極位置推定器３３とを備える。最大トルク制御器３１は、交流モータ３の駆動周波数よりも高い周波数の高周波信号である探査信号Ｓ_ｍａｇに対応する交流モータ３の出力電力変動幅Ｐｏを推定し、かかる出力電力変動幅Ｐｏに基づいて、電流指令ベクトルＩｓの位相変化量Δθ _ＭＴＰＡ を検出する。インダクタンス演算器３２は、位相変化量Δθ _ＭＴＰＡ に基づき、最大トルクを得るインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡを推定して速度・磁極位置推定器３３にｑ軸インダクタンスとして設定する。速度・磁極位置推定器３３は、交流モータ３への出力電流の検出値であるγδ軸電流検出値Ｉγ_fb、Ｉδ_fbと、γδ軸電圧指令Ｖγ_ref、Ｖδ_refとに基づき、インダクタンス演算器３２により設定されたｑ軸インダクタンスＬｑを含むモータパラメータから交流モータ３の回転子の回転位置である回転子位置推定値θestを推定する。

本実施形態に係るモータ制御装置１はこのように構成されているため、真値から意図的に誤差を設けたｑ軸インダクタンスを固定値やモータパラメータ（Ｌｄ、Ｌｑ、Φａ）を用いることなく、ｑ軸インダクタンスとして設定するインダクタンス補償値Ｌ_ＭＴＰＡをオンラインで求め、設定することができる。そのため、例えば、モータパラメータの誤差やモータパラメータの変動がある場合であっても、速度・磁極位置推定器３３を安定して動作させることができ、最大トルク制御を精度よく行うことができる。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１ モータ制御装置
２ 交流電流源
３ 交流モータ
１０ 電力変換部
１０ａ コンバータ部
１０ｂ インバータ部
１１ 出力電流検出部
１２ 制御部
２０、２４ 減算器
２１ 速度制御器
２２ 探査信号発生器
２３ 探査信号座標変換器
２５ 電流制御器
２６ 高周波電流制御器
２７ 非干渉制御器
２８ 加算器
２９ ＰＷＭ演算器
３０ 座標変換器
３１ 最大トルク制御器
３２ インダクタンス演算器
３３ 磁極位置推定器

Claims (8)

1. モータの駆動周波数よりも高い周波数の高周波信号が重畳された電流指令を生成する電流指令生成部と、
   電圧指令に基づいて前記モータを駆動する駆動部と、
   前記駆動部から前記モータへの出力電流を検出する電流検出部と、
   前記電流指令と前記出力電流との偏差に基づいて前記電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
   前記出力電流と前記電圧指令に基づき、前記モータのｑ軸インダクタンス値を含む演算パラメータから前記モータの回転子の回転位置を推定する回転位置推定部と、
   前記高周波信号に対応する前記モータの出力電力変動幅に基づいて前記出力電流の電流ベクトルの位相変化量を推定する位相変化量推定部と、
   前記位相変化量に基づき、前記モータが最大トルクを得るインダクタンス値を推定して前記ｑ軸インダクタンス値として設定するインダクタンス推定部と、
   を備えるモータ制御装置。
2. 前記高周波信号に対応する前記モータの前記出力電力変動幅を推定する変動成分推定部を備え、
   前記位相変化量推定部は、
   前記変動成分推定部によって推定された前記出力電力変動幅に基づいて前記位相変化量を推定する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記変動成分推定部は、モータの機械出力の前記高周波信号と同じ周波数成分の振幅に基づき、前記出力電力変動幅を推定する
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記位相変化量推定部は、
   前記モータへの入力電力または前記モータの出力電力が所定値になるまでは、前記位相変化量の推定を停止し、前記モータへの入力電力または前記モータの出力電力が前記所定値以上になってから、前記位相変化量の推定を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記インダクタンス推定部は、
   推定する前記インダクタンス値が所定値よりも小さくならないように制限するリミッタを備える
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記演算パラメータには、前記モータのｄ軸インダクタンス値が含まれ、
   前記インダクタンス推定部は、前記インダクタンス値を前記ｄ軸インダクタンス値として前記回転位置推定部に設定する
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
7. 前記出力電流と前記電圧指令に基づき、前記演算パラメータから前記回転子の角周波数を推定する角周波数推定部を備える
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
8. 前記電流指令生成部は、永久磁石が作る磁束方向であるｄ軸に対応する制御上の磁束方向をγ軸とし、前記γ軸の電流指令をゼロとすることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のモータ制御装置。

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