CN101977012A

CN101977012A - 无传感器磁场定向控制车轮方法及装置

Info

Publication number: CN101977012A
Application number: CN2010105359845A
Authority: CN
Inventors: 许秉政; 郑杰; 杨松
Original assignee: SHANGHAI CHUANLIN PRECISION FITTINGS CO Ltd
Current assignee: SHANGHAI CHUANLIN PRECISION FITTINGS CO Ltd
Priority date: 2010-11-09
Filing date: 2010-11-09
Publication date: 2011-02-16

Abstract

本发明公开一种无传感器磁场定向控制车轮方法及装置，通过使用Park和Clarke变换，将物理电流变换为大小不随时间变化的转矩和磁通分量，使得可以与直流电机一样，使用PI控制器来进行控制。本发明的优点是比传统控制效率更高，是理想的节能控制方法，在电机运行过程中通过电机绕组的电流是正弦波形式，大大减少了电机在运行过程中的转矩振荡，降低了电机的噪声，从而延长电机的使用寿命，是环保节能的绿色三相无刷直流电机控制器。

Description

无传感器磁场定向控制车轮方法及装置

技术领域

本发明涉及一种无传感器磁场定向控制车轮方法及装置，特别涉及一种对电动自行车、电动摩托车、电动汽车的电机进行控制的方法及装置。

背景技术

对直流无刷电机控制最简单的方法之一，是采用“梯形控制”。针对这个控制方法，控制器每次只对电机的两段进行通电，电机第三段始终与电源断开，利用三个霍尔传感器或反电动势过零点提供位置信息。在任何时候，两个绕组的电流是相等的，第三相是零。这种方法产生了6个不同空间。当电机转动，电机的相电流每旋转60°就换向一次，每个绕组都要经历正向电流、零电流、反向电流三个过程。这种方法产生的电流空间矢量，使电机大约相当于平稳旋转，因为它在6个不同的方向有步骤转换。

PI控制器用于电流控制。所测量的电流与所需的扭矩进行比较以便产生误差信号，然后综合（I）和扩增（P）来产生输出校正。这种方式可以保证以恒流工作。

梯形控制是单独的电流控制，根据电机位置信号来选择正确的通电顺序，测量绕组回路的电流，组成电流控制回路，随着电机转动，电流传送到电机终端以维持转矩。

但欠缺地方在于：

因为电流空间矢量只能在6点离散方向变换，由对齐以任何地方从0到30°的最佳方向的比例始终为15%，引起脉动的工作频率为6倍电机转速。当前空间矢量偏差也代表着效率损失，因为绕组电流产生的扭矩不一致，此外，在通电两端引入了一个短暂的换向占电机动作的6倍。这会导致声音“点击”使电机难以控制缓慢速度。

提供平稳和准确的无刷直流电机控制，梯形控制是不够的，尤其是在低速，正弦控制解决了这个问题。正弦换向无刷电机控制器，试图用三个不同的正弦电流驱动电机转动。这些电流的相对阶段选择，使它们有一个旋转的空间矢量使之正交。对比梯形控制，正弦控制消除了转矩脉动，为使电机的电流正弦调制转子，转子位置的测量要精确，霍尔器件只提供了转子的大概位置，并为此不足。至于这个原因，角度编码器反馈或类似的装置以成为需求。

这种技术方案使电机每一个绕组的电流成为单独的电流环。电机第三相绕组的电流等于前两个绕组的电流负和。由于定子绕组空间相距120°，在每个绕组的电流必须正弦且120°相移，测量其中两个正弦信号，另外一个120°相移。这些信号然后乘于扭矩命令，以便使正弦波的振幅正比于预期的扭矩。

PI环对给定的正弦电流信号调整，给电机两个绕组提供合适电流，电机第三个绕组的电流是前两个绕组电流的负和。因此不要单独控制。从每个PI控制器输出反馈到PWM调制器，然后输出到电机两个端子。

在某种程度上，实际输出波形准确地跟踪正弦电流信号，由此产生的旋转电流是标准的正交矢量，并且是可预期的。

平滑的正弦控制结果，是梯形控制无法达到的，不过，虽然这是非常有效的，但运动速度低，在高速马达它的性能往往下降，这是因为频率越高，当前循环控制器追踪的正弦信号频率增加，同时要克服反电动势，在速度上升时，幅度和频率也增加，随着速度增加，为了维持正交分量，空间矢量的方向将滞后，电流值将上升。

由于PI（比例积分）控制器的增益和频率响应有限，电机电流扰动增益误差是电流控制回路相位滞后的原因，更高的速度产生较大的错误。这困扰当前相对转子空间矢量方向，使之从正交方向偏移。当发生这种情况，扭矩少、电流大，为了保持一定量的力矩，以致效率恶化。这种退化的速度继续增大，在某些时候电机电流相移横穿90°，当发生这种情况扭矩减少到零。由于正弦折算超过了这个负扭矩点的速度和结果，因此无法实现。

发明内容

为了克服以上的缺点，本发明提供了一种无传感器磁场定向控制车轮方法，包括以下的步骤：

⑴测量三相定子电流i_a、i_b、i_c；

⑵采用Clarke变换，将三相电流i_a、i_b、i_c变换为二轴坐标系电流i_α、i_β；

⑶采用Park变换，将二轴坐标系电流i_α、i_β变换为旋转坐标系电流i_d、i_q；

⑷使用滑动模式控制器估算电机转子位置角度θ和角速度ω；

⑸针对电流和电机速度，经PI控制器迭代后，得到旋转坐标系电压V_d、V_q；

⑹采用Park逆变换将旋转坐标系电压V_d、V_q转换为静止坐标系电压V_α、V_β；

⑺采用Clarke逆变换，将静止坐标系电压V_α、V_β变换为三轴坐标系电压V_a、V_b、V_c；

⑻利用前述的三相电压值V_a、V_b、V_c计算新的脉冲调制占空比，以驱动电机PMSM。

其中，所述使用滑动模式控制器估算电机位置和速度，其步骤是：

⑴估算电机电流；

⑵对滑动模式控制器的输出滤波，估算反电动势；

⑶对反电动势进行滤波；

⑷根据反电动势的正/余切值估算电机转子位置角度θ；

⑸判断累加θ值是否等于m；

⑹若不等于m，则返回第⑸步；等于m，估算电机转子位置角度θ，计算转子角速度ω；

⑺对估算角速度ω进行滤波；

⑻根据角速度ω计算值来补偿电机转子位置角度θ值。

本发明还提供了一种无传感器磁场定向控制车轮装置，该装置设一单片机，分别与三相单独驱动模块、位置检测模块、电流检测模块、转把输入、刹把输入以及助力传感器连接，三相单独驱动模块和三相桥式功率开关连接，三相桥式功率开关与驱动电机PMSM连接，并且还与电流取样模块以及位置检测模块连接。

所述助力传感器是在车辆的踏脚板内安装一霍号传感器，随着踏脚转动，单片机输出控制信号使驱动电机PMSM启动。

所述电流取样模块，是在三相驱动功率开关管电路串接一取样电阻，获得取样电压后送到电流检测模块，计算出三相取样电流i_a、i_b、i_c。

所述位置检测模块是将驱动电机PMSM的三相连接线上电压直接送至三个比较器电路，每个比较器的比较电压是按三相输出电平所反映电机的不同位置设定的。

本发明的优越功效在于：本发明的电机控制器比传统控制效率更高，是理想的节能控制方法，在电机运行过程中通过电机绕组的电流是正弦波形式，大大减少了电机在运行过程中的转矩振荡，降低了电机的噪声，从而延长电机的使用寿命，是环保节能的绿色三相无刷直流电机控制器。

附图说明

图1为常用的Clarke变换示意图；

图2为常用的Park变换示意图；

图3为常用的Park逆变换示意图；

图4为常用的Clarke逆变换示意图；

图5为本发明的矢量控制逻辑图；

图6为驱动电机PMSM模型原理图；

图7为电流观测图；

图8为反电动势估算原理图；

图9为电机角速度ω估算原理图；

图10为本发明的硬件框图；

图11为驱动部分的原理框图；

图12为驱动部分A相原理电路图；

图13为电流检测原理图；

图14为位置检测模块原理图；

图15为本发明的方法流程图；

图16为本发明电机位置角度和角速度估算流程图；

图17为电机启动后随速度增加变化的示意图。

具体实施方式

请参阅附图所示，对本发明作进一步的描述。

如图15所示，本发明提供了一种无传感器磁场定向控制车轮方法，包括以下的步骤：

⑴测量三相定子电流i_a、i_b、i_c；

⑵如图1所示，采用Clarke变换，将三相电流i_a、i_b、ic变换为二轴坐标系电流i_α、i_β；

⑶如图2所示，采用Park变换，将二轴坐标系电流i_α、i_β变换为旋转坐标系电流id、iq；

⑷如图16所示，使用滑动模式控制器估算电机转子位置角度θ和角速度ω；

⑹如图3所示，采用Park逆变换将旋转坐标系电压V_d、V_q转换为静止坐标系电压V_α、V_β；

⑺如图4所示，采用Clarke逆变换，将静止坐标系电压V_α、V_β变换为三轴坐标系电压V_a、V_b、V_c；

如图16所示，所述使用滑动模式控制器估算电机位置和速度，其步骤是：

⑴估算电机电流；

⑵对滑动模式控制器的输出滤波，估算反电动势；

⑶对反电动势进行滤波；

⑷根据反电动势的正/余切值估算电机转子位置θ；

⑸判断累加θ值是否等于m；

⑺对估算角速度ω进行滤波；

⑻根据角速度ω计算值来补偿电机转子位置角度θ值。

如图10所示，本发明还提供了一种无传感器磁场定向控制车轮装置，该装置设一单片机，分别与三相单独驱动模块、位置检测模块、电流检测模块、转把输入、刹把输入以及助力传感器连接，三相单独驱动模块和三相桥式功率开关连接，三相桥式功率开关与驱动电机PMSM连接，并且还与电流取样模块以及位置检测模块连接，如图11和图12所示。

如图13所示，所述电流取样模块，是在三相驱动功率开关管电路串接一取样电阻，获得取样电压后送到电流检测模块，计算出三相取样电流i_a、i_b、i_c。

如图14所示，所述位置检测模块是将驱动电机PMSM的三相连接线上电压直接送至三个比较器电路，每个比较器的比较电压是按三相输出电平所反映电机的不同位置设定的。

该方法通过使用 Park和Clarke变换，将物理电流变换为大小不随时间变化的转矩和磁通分量，使得可以与直流电机一样，使用如PI(比例积分)控制器之类的传统技术来进行控制。定子磁通和转子磁通之间的角度保持为90°，从而使电机产生可能的最大转矩。通过使用无传感器磁场定向控制方法，使电机电流变换为2轴矢量，如直流电机中的电流。此过程的第一步是测量三相电机电流。在实际测量中，由于3个电流值的瞬时和为0，所以只需测量其中两个电流，就可以确定第三个电流的值。

如图1所示，采用Clarke变换，将以定子作为参照物的3轴坐标转换成2轴坐标，并保持相同的参照物，电流i_a(a相电流)，i_b(b相电流),i_c(c相电流)为：

i_a=i_a i_a+i_b+i_c=0 ；

i_b=

i_a+

i_b 。

如图2所示，采用Park变换，将2轴坐标系（α、β坐标系）转换到旋转坐标系（d,q坐标系）下，用三角关系找出对应变量之间的关系为：

。

经过PI（比例积分）迭代后，可获得旋转d-q坐标系的电压矢量的两个分量（V_d、V_q）。

如图3所示，采用Park逆变换，将旋转坐标系（d,q坐标系）下电压（V_d、V_q）转为α、β坐标系下：

；

；

以备用于下一步Clarke 逆变换。

如图4所示，采用Clarke逆变换，将旋转坐标系（α、β坐标系）下电压（V_α、V_β）转为三轴坐标系下：

Vr1= V_α ；

Vr2= V_β= (- V_β+

* V_α)/2 ；

Vr3= V_c 。

如图5所示，矢量控制逻辑图的符号说明：

∑—求和；

Nref—给定；

Idref—d轴的电流给定接地为0；

PI—比例积分控制器；

（d，q）—d，q坐标旋转变换；

（V_d、V_q）—d轴电压矢量，q轴电压矢量；

（i_d、i_q）—d轴电流矢量,q轴电流矢量；在稳态条件下，i_d、i_q是常量;

（α、β）—坐标变换到α、β坐标系下；

（V_α、V_β）—α轴电压，β轴电压；

（i_α、i_β）—α轴电流矢量，β轴电流矢量；

（a，b，c）—三轴坐标系；

（i_a、i_b、i_c）—分别为三相上的电流；

θ—电机转子位置角度；

ω—角速度。

如图5所示，矢量控制逻辑图工作过程是：

⑴ 测量三相定子电流，可得到i_a和i_b的值；

⑵ 根据三相电流矢量和（i_a + i_b + i_c = 0）为零，可通过i_a、i_b计算出i_c；

⑶将三相电流变换至2轴坐标系，该变换将得到变量i_α、i_β，它们是由测得的i_a、i_b以及计算出i_c的值变换而来。从定子角度看，i_α、i_β是相互正交的时变电流值；

⑷按照控制环上一次迭代计算出的变换角，来旋转2轴系统使之与转子磁通对齐。i_α、i_β变量经过该变换可得到i_d、i_q。 i_d、i_q为变换到旋转坐标下d轴和q轴上的电流矢量；

⑸误差信号由i_d、i_q的实际值和各自的参考值进行比较而获得；

其中：i_d的参考值控制转子磁通；i_q的参考值控制电机的转矩输出；误差信号是到PI控制器的输入；PI控制器的输出为V_d、V_q，即要施加到电机上的电压矢量；

⑹估算出新的变换角，其中V_α、V_β、i_α、i_β是输入参数，新的角度可告知无传感器磁场定向控制算法下一个电压矢量在何处；

⒄通过使用新的角度，可将PI控制器的V_d、V_q输出值逆变到静止参考坐标系，该计算将产生下一个正交电压值V_d、V_q；

⑻V_α、V_β值经过逆变换得到三相值V_a、V_b、V_c，该三相电压值可用来计算新的PWM占空比值，以生成所期望的电压矢量。

关于电机转子位置角度θ和角速度ω的确认：

如图6电机模型原理图所示，通过使用一个直流电机模型来估算PMSM电机的位置，该电机模型由绕组电阻R、绕组电感L,反电动势和电源来表示。

数字化模型：is—得到电机电流矢量，vs—输入电压矢量，R—绕组电阻，L—绕组电感，es—反电动势矢量，Ts—控制周期；

或

，其中 F=

，G=

；

计算 F 和 G参数该电机模型有两个参数，需要进行修改以用于指定的电机。这两个参数分别为F增益和 G增益，已知知控制周期。使用万用表测量出常量 R 和 L，算出F、G。

关于电流观测器，如图7所示，

电机电流，

输入电压，

反电动势，R绕组电阻，L 绕组电感，Z 输出校正因子电压，一介数字低通过滤器LEF，K 电压增益，

数字模型的估算电流，

数字化模型的反电动势。

考虑用两种方式表示电机，一种是硬件方式，一种是软件方式，两个系统中使用相同的输入电压

，使用模型中的估算电流

来匹配测量电流

，假设数字化模型的反电动势

与电机的反电动势

相同。滑动模式控制器SMC用来对数字化电机模型进行补偿。滑动模式控制器SMC包含一个求和结点，用于计算电机上的测量电流与数字化电机模型上的估算电流之差的符号。计算出的差值符号（+1或-1）乘以SMC增益（K），SMC控制器的输出就是校正因子Z。该增益被加到数字化模型的电压项，在每一个控制周期中都重复执行该过程直到测电流

和估算电流

的差值为零，即直到测量电流与估算电流相同为止。

一介数字低通过滤器LPF原理以及角度的估算：

y(n)=y(n-1)+T2π

为了对 z 滤波以获得

，用 8 kHz 替换公式中的

，可得到：

2π

(z(n)-e(n))

其中：

e(n) 为下一个估算的反电动势值；

e(n-1) 为上一个估算的反电动势值；

为计算数字滤波器时的PWM 频率；

为滤波器的截止频率；

z(n) 为不可滤波的反电动势，为滑动模式控制器的输出。

在速度估算中的应用与在反电动势估算中的应用一样。反电动势e和转子角度θ的关系：

电机转子位置角度θ是反电动势e 在（α，β）双轴坐标系中坐标轴上的矢量分量（

，

）的反正切值。

公式表达：θ=arctan（-

/

）

关于反电动势估算，是要算出电机转过的角度

，如图8所示。

如图8中的符号说明：Z—输出校正因子电压，一介数字低通过滤器LPF，

—数字模型的估算电流，

—数字化模型的反电动势，（

，

）—反电动势

的矢量分量用于估算

。

对数字化模型进行补偿之后，电机模型的输入电压

和电流与数字化电机模型中的值相同。一旦对数字化模型补偿完后，下一步就要通过对校正因子Z滤波来估算反电动势

随后反电动势的估算值

反馈给数字化电机模型，以在每个控制周期之后对变量

进行更新。

和

的值（

的量分量）用于估算

（反正切运算）。

角速度ω估算，如图9所示，图中符号说明：

ω—电机的角速度；θ—电机转子位置角度；

θ(n)—当前值；

θ（n-1）—上一个θ值；

Kspeed—期望的速度范围的放大因子；

m—累加的θ增量数；

和

的值—

的矢量分量, —通过反电动势估算的角度。

通过将m次采样得到的每相邻两个θ值的差进行累加，然后与一个常量值相乘得到速度值。计算速度的公式如公式如下所示。

其中：

ω—电机的角速度；θ—转子位置角度；

θ(n)—当前值；

θ（n-1）—上一个θ值；

Kspeed—期望的速度范围的放大因子；

m—累加的θ增量数；

—滤波后的角速度。

关于相位补偿，由于在计算θ期间应用了滤波函数，所以在使用计算得到的角度给电机绕组通电之前需要对相位进行补偿。θ补偿量取决于θ的变化速率或电机的速度。θ由以下两步组成：

1 、首先，通过未补偿的θ来计算电机的速度；

2 、然后对计算得到的速度进行过滤，并计算补偿量；

为确保在速度计算时获得较为平滑的信号，可在

上施加一个一阶滤波器，以获得值。一阶滤波器的拓扑与用于反电动势滤波的滤波器相同。

计算出未补偿的θ和滤波后的速度后，必须除去滤波过程所产生的延迟。可通过将一个由电机速度来决定的补偿偏置

添加到未补偿

中来实现，如下所示：

=

+

其中：

—相位补偿偏置；

—相位补偿前的估算角度；

—相位补偿后的估算角度；

精确地调节相位补偿以适用于任何特定电机。在本应用中，相位补偿被划分给8个速度范围，每个速度范围有其自己的变化斜率和恒定相位补偿分量，如表1列示了方程式中使用的相位补偿公式。

本发明的硬件实现的实施例，如图10所示，以电动自行车为例。电动自行车从零速启动时,由单片机内部设定（以一定转矩和磁通量）输出正弦波，通过软件调制后转换成对应等效占空比的PWM波传输到三相单独驱动模块中，经放大后，加在三相功率开关对应的场效应管的栅极上，栅极通过高低电平控制电机的三相通电方式。

一旦电机转动以后，取样电阻（在取样模块中）就能采集到电流(以电压形式体现)，采集三相电流分别i_a、i_b、i_s（总线电流）。由于通过三相电流矢量和为零可以算出C相中的电流。所以我们只要采集前两相电流。检测到的i_a、i_b、经过电流检测器放大滤波以后接到单片机的AD（模数转换）输入引脚上。

采集i_a、i_b、的作用是通过坐标变换进行矢量控制和位置的确定，如前所述。

i_s总线采样电流在电流检测模块中经过电压的放大和比较,如果电路中由于短路或场效应管被击穿等引起大电流就会产生一个有效的高电平,通知单片机停止供电起到保护作用。

霍尔转把信号经过处理以后经单片机的模数转换，来确定PWM波的输出。

刹把电路就是当人刹车时就会在单片机的刹车把信号输入端一直处于低电平，这时候单片机停止PWM的输出,使电机断电。

当电动自行车不是从零速度启动而是人用脚踩助力启动时，位置检测模块就能检测到电路中的反馈电动势通过比较转换成高低电平变换的形式，通过单片机的霍尔捕捉和软件处理后找到电机的位置，输出PWM波保证能采集到电路中的反馈电动势。可以在助力启动或者下坡的过程中能准确找到电机的位置比零速度启动更快。

本发明采用16位单片机，元器件是dspic33fj32mc202（内部晶振）；三相单独驱动模块和三相桥式功率开关模块采用IR2181S（集成IC）、IRF2807（场效应管），如图11和图12所示。

单片机输出的两路PWM波通过PWM1H1和PWM1L1输入IR2181S，当PWM1H1为高电平（3.3V）时IR2181S的VB端与电容自激震荡在IR2181S的HO端产生一个47v左右的电压，电机的供电电压是36V在Q1的栅极与源极之间有11V的电势差保证Q1导通。

此时PWM1L1必须为低电平（0V），在IR2181S的LO端就会是0V,Q2栅极与源极之间没有电势差Q2不导通。

在这一导通状态下，电流从电源通过A相流入电机。

当PWM1H1必须为低电平（0V）在IR2181S的VB端没有电压，Q1不导通。

此时PWM1L1必须为高电平（3.3V）在IR2181S的LO端就15V左右电压,由于Q2源极是通过R3很小电阻接到地在栅极与源极之间有10v以上的电势差，Q2导通，电流通过电机从A相流到地。

B相、C相原理与A相相同。

本发明的电流采样模块用采样电阻R3，当电流通过Q2相，在R3上有一个电压，这个电压送入电流检测模块进行处理。

如图13所示，本发明的电流检测模块采用MCP6024，放大IC且有滤波功能、LMV7239比较器，作用是放大和过滤采样电压信号。

当采集A相电流通过电压信号反应通过MCP6024放大后,传入单片机16脚,AD转换进入程序处理。

B相同上所述，从17脚进入单片机。

i_s是总线电流电路有所不同。通过放大滤波以后的电压信号不是送入单片机而是送入一个比较器如果比较器有高电平输出说明总线中电流大于允许电流，单片机捕捉到高电平，电机就断电起到过流保护作用。

如图14所示，本发明的位置检测模块采用LM324三路比较器，其作用是把反馈电动势转换成变换的不同的电平信号反应电机的不同位置。

当人用脚踩启动自行车时，反馈电动势通过该模块转换成有效的电平变换通过单片机捕获引脚送入单片机，从而反应电机的位置，使PWM输出端口有波形输出。能保持采样电阻上有电压。人在骑自行车处于下坡时可能会关掉转把的输入如果没有这个装置就得从零速度启动模式启动，（先一定的转矩和磁通量输入正弦电流让电机转动），大大的不方便，这个模块克服了这一点。

本发明的助力传感器采用霍号传感器，设置于脚踏板内，作用是脚踩自行车时输出脉冲。

无传感器磁场定向控制车辆方法是建立在反电动势估算基础之上，需要使用最小速度以获得估算的反电动势值。因此，必须结合使用正确的估算角度来给自行车电机绕组通电。电动自行车起动程序如图17所示，当电机处于静止状态时，转动转把单片机将产生连续正弦电压以使电机旋转，电机以一个固定的加速度旋转，无传感器磁场定向控制方法控制电流i_d、i_q，随着加速度的增加，θ角度也相应的增加。如图17所示，相角度以平方率递增，使电机得到一个恒定的加速度。即使θ由处于开环状态的电机产生，磁场定向控制电路仍可得到执行并可控制转矩电流分量和磁通电流分量。起动程序为起动电机提供了一个恒定转矩。电动自行车电机起动加速结束后，软件将切换到无传感器控制的闭环状态，从而从位置和速度估算器获得θ。

Claims

1.一种无传感器磁场定向控制车轮方法，包括以下步骤：

⑴测量三相定子电流i_a、i_b、i_c；

⑶采用Park变换，将二轴坐标系电流i_α、i_β变换为旋转坐标系电流id、iq；

⑷使用滑动模式控制器估算电机转子位置角度θ和角速度ω；

2.根据权利要求1所述的无传感器磁场定向控制车轮方法，所述使用滑动模式控制器估算电机位置和速度，其步骤是：

⑴估算电机电流；

⑵对滑动模式控制器的输出滤波，估算反电动势；

⑶对反电动势进行滤波；

⑷根据反电动势的正/余切值估算电机转子位置角度θ；

⑸判断累加θ值是否等于m；

⑹若不等于m，则返回第⑸步；等于m，估算电机转子位置角度θ，计算转子角速度角ω；

⑺对估算速度ω进行滤波；

⑻根据角速度ω计算值来补偿电机转子位置角度θ值。

3.一种无传感器磁场定向控制车轮装置，其特征在于：该装置设一单片机，分别与三相单独驱动模块、位置检测模块、电流检测模块、转把输入、刹把输入以及助力传感器连接，三相单独驱动模块和三相桥式功率开关连接，三相桥式功率开关与驱动电机PMSM连接，并且还与电流取样模块以及位置检测模块连接。

4.根据权利要求3所述的无传感器磁场定向控制车轮装置，其特征在于：所述助力传感器是在车辆的踏脚板内安装一霍号传感器，随着踏脚转动，单片机输出控制信号使驱动电机PMSM启动。

5.根据权利要求3所述的无传感器磁场定向控制车轮装置，其特征在于：所述电流取样模块，是在三相驱动功率开关管电路串接一取样电阻，获得取样电压后送到电流检测模块，计算出三相取样电流i_a、i_b、i_c。

6.根据权利要求3所述的无传感器磁场定向控制车轮装置，其特征在于：所述位置检测模块是将驱动电机PMSM的三相连接线上电压直接送至三个比较器电路，每个比较器的比较电压是按三相输出电平所反映电机的不同位置设定的。