CN101127500A - 直流变频控制器及其控制永磁同步电机转子速度的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了控制永磁同步电机转子速度的方法，包括提供一参考的速度设定量；采样相电流；据速度设定量和相电流进行速度以及电流比例积分调节和正弦矢量脉宽调节，得到永磁同步电机运转的三相电压信号；重构并据此相电压值驱动永磁同步电机转子进行转动；根据重构的相电压值进行转子位置滑模观测，得到转子估计位置和估计速度，并将转子的估计速度。本发明还有直流变频控制器，包括输入装置、采样装置、两个调节装置，对速度设定量和估计速度进行速度和电流比例积分调节，两个变换装置分别进行两种变换，滑模观测器，根据重构的相电压和第一次变换后的电流，产生动态补偿后的转子位置信号角度估计值；重构装置，对重构的转子位置信号角度估计值重构形成转子的估计速度。

Description

直流变频控制器及其控制永磁同步电机转子速度的方法

技术领域

本发明涉及一种自动控制和电力电子技术领域中的直流变频控制器，尤其是基于正弦波驱动的直流变频控制器及其控制永磁同步电机转子速度的方法。

背景技术

现有的空调器多为定速控制，冷量控制只能采用“开一关”方式调节，相应的温度波动较大。从国内/外的发展趋势来看，高效、节能的变频空调逐渐成为消费主流。目前，变频驱动又分为交流、直流两大类，交流变频与直流变频相比，存在铜/铁损、涡流损大等缺点。直流变频压缩机主要采用永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，简称PMSM)，其具有体积小、效率高等优点。

目前主要采用“两相同时导通”的矩形波方式变频驱动，相电流波形近似呈矩形，导致主电路存在丰富的高次谐波，电磁兼容性能较差。而且低频运行时，转矩波动大，因而压缩机运行的震动噪声较大。两相导通方式功率模块换相时电流脉动很大，容易产生失步现象，严重时导致直流变频压缩机转子退磁。正弦波方式驱动直流变频压缩机时，采用“三相同时导通”的空间矢量脉宽调制驱动模式(Space Vector Pulse Width Modularion，简称SVPWM)，压缩机电压/电流波形近似呈正弦波，因而具有谐波干扰小、运行噪声低、效率高等优点。

发明内容

本发明的目的是提供一种低成本化的高效直流变频控制器及其控制永磁同步电机转子速度的方法，解决现有矩形波驱动直流变频控制器存在的不足，此控制器具有永磁同步电机(PMSM)的无位置传感器宽频调速、运行保护等功能。本发明希望用此控制器特有的运行平稳性、高效性等特点，来推动空调电控技术的发展，改善居民的生活质量。采用该控制器可以有效改善运行功率因数、降低高次谐波、提升运行效率，实现低噪声的直流变频空调压缩机宽频驱动。

为了实现上述发明目的，本发明的技术方案为，一种直流变频控制器，用于控制永磁同步电机的转子速度，包括：输入装置，用以提供参考的速度设定量；采样装置，采样永磁同步电机转子的相电流；第一调节装置，对速度设定量和估计速度进行速度比例积分调节；第一变换装置，对采样的相电流进行第一次变换；第二变换装置，对第一次变换后的电流值进行第二次变换；第二调节装置，对相电流进行电流比例积分调节；第三变换装置，进行与第一、第二变换装置相逆的变换，得到转子的三相电压信号；第三调节装置，对转子的三相电压信号进行正弦矢量脉冲宽度调节；驱动装置，根据脉宽调节后的三相电压信号驱动永磁同步电机转动；第一重构装置，对脉宽调节后的三相电压信号进行相电压重构；滑模观测器，根据重构的相电压和第一次变换后的电流，产生动态补偿后的转子位置信号角度估计值；第二重构装置，对重构的转子位置信号角度估计值重构形成转子的估计速度。

比较好的是，所述滑模观测器进一步包括：估计装置，对重构的相电压和第一次变换后的电流进行观测，得到相电流估计值；第四调节装置，进行饱和开关调节处理，得到饱和开关调节量；滤波装置，对饱和开关调节量进行一阶低通滤波，得到电机反电动势；补偿装置，根据速度给定量和电机反电动势进行动态滞后补偿；第三重构装置，最终取得转子位置信号角度估计值。

比较好的是，所述第一变换装置为CLARK变换装置，所述的第二变换装置为PARK变换装置。

本发明还涉及一种直流变频控制器中控制永磁同步电机转子速度的方法，包括：步骤11，提供一参考的速度设定量；步骤12，采样永磁同步电机运转的相电流；步骤13，根据速度设定量和相电流进行速度以及电流比例积分调节和正弦矢量脉宽调节，得到永磁同步电机运转的三相电压信号；步骤14，进行相电压重构，根据重构的相电压值驱动永磁同步电机转子进行转动，返回步骤12；步骤15，根据重构的相电压值进行转子位置滑模观测，得到转子估计位置和估计速度，并将转子的估计速度送回步骤13。

比较好的是，所述步骤15进一步包括：步骤21，根据步骤14重构的相电压值和步骤12的采样相电流，进行观测得到相电流估计值；步骤22，进行饱和开关调节处理，得到饱和开关调节量；步骤23，对饱和开关调节量进行低通滤波，得到估计的电机反电动势；步骤24，根据步骤11中的速度设定量对滤波产生的滞后进行动态补偿，得到估计的角速度。

比较好的是，所述方法进一步包括：所述步骤12进一步包括，对采样的相电流进行CLARK变换和PARK变换；所述步骤13中，在电流比例积分调节和正弦矢量脉宽调节之间，进一步包括：进行逆向的CLARK变换和PARK变换。

比较好的是，所述方法进一步包括：将CLARK变换后的采样相电流送入步骤S15进行滑模观测。

附图说明

下面，参照附图，对于熟悉本技术领域的人员而言，从对本发明的详细描述中，本发明的上述和其他目的、特征和优点将显而易见。

图1是本发明的组成框图；

图2是图1中DSP的实现流程图；

图3是图2中进行转子位置的滑模观测步骤的具体实现流程图；

图4是本发明的框图；

图5是图4中滑模观测器的框图。

具体实施方式

本发明的直流变频控制器包括滤波模块11、智能功率模块12(Smart Power Module)、采样调理模块13、数字信号处理模块14(Digital Signal Processing，简称DSP)和永磁同步电机15(Permanent Magnet Synchronous Motor，简称PMSM)组成。其中，滤波模块11的输出端连接智能功率模块12的输入端，为智能功率模块12提供电源，智能功率模块12的另一个输入端是DSP14，其输出端连接至PMSM15的输入端，DSP模块14进行比例积分调节处理后通过智能功率模块12驱动PMSM电机15运转，PMSM15的输出端通过采样调理模块13与DSP14的输入端相连，即将电机运转时的相电流经采样后再送入DSP模块14中。整个过程没有采用位置传感器，而是通过环路反馈实现的。

图2给出了其中DSP模块14的工作流程，这是一个双闭环控制流程。其中外环是一个速度环，内环是电流环，两个环路都采用了比例积分调节(Proportion_Integral，简称PI调节)。以下描述双闭环控制流程的实现过程，具体是：

步骤S11，外部系统给定一参考的速度设定量ω_ref；

步骤S12，将该速度设定量ω_ref和速度环反馈回来的转子估计速度

一并进行基于D-Q轴的速度比例积分调节，得到D-Q轴的旋转坐标系下的电流给定值i_D ^*，i_Q ^*；

步骤S13，将D-Q轴的旋转坐标系下的电流给定值i_D ^*，i_Q ^*，与经过步骤S23进行了PARK变换后的D-Q轴的旋转坐标系下的电流值i_D，i_Q进行比较，将比较后的电流偏差量送入基于D-Q轴的电流环电流比例积分调节，形成基于D-Q轴的旋转坐标系下输出电压值V_D，V_Q；

步骤S14，对输出的基于D-Q轴的旋转坐标系下的电压值V_D，V_Q，经逆PARK/逆CLARCK变换，生成三相输出电压V_U，V_V，V_W；

步骤S15，利用三相电压信号V_U，V_V，V_W，通过空间矢量脉宽调制驱动模式(SpaceVector Pulse Width Modulation，简称SVPWM)，产生三相电压信号V_U，V_V，V_W；

步骤S16，根据三相电压信号进行相电压重构，得到两相静止坐标下α、β轴的电压值U_α、U_β；

步骤S17，将两相静止坐标系下α、β轴电压值U_α、U_β和步骤S22 CLARK变换得到的电流值，进行转子位置的滑模观测，得到转子估计角度

步骤S18，根据公式(4)，对滑模观测处理后的转子位置信号角度估计值

进行速度重构，得到转子的估计速度

步骤S20，在进行了正弦矢量脉冲宽度调节后，将三相电压信号对应的驱动信号送给智能功率模块；

步骤S19，智能功率模块输出电压信号驱动永磁同步电机运转；

步骤S21，采样永磁同步电机运转的相电流参数i_U、i_V；

步骤S22，对取得的相电流参数i_U、i_V进行CLARK变换，得到两相静止坐标系下α轴电流值i_α和β轴电流值i_β，其中两相静止坐标系下α轴电流值i_α和β轴电流值i_β与重构后的电压信号U_α、U_β一并送入转子位置的滑模观测；

步骤S23，CLARK变换后的α轴电流值i_α和β轴电流值i_β再进行PARK变换，并将变换后的电流值反馈回到步骤S13，从而构成一个电流环。

通过转速和电流的双闭环，将转子的速度计算出来。

通过速度环实现永磁同步电机转速的闭环调节，通过电流环实现电机转矩的闭环控制。

本发明采用了鲁棒性很强的电流滑模观测器进行转子位置估计。

图3为图2中步骤S17滑模观测过程的详细流程，下面具体介绍：

步骤S41，从步骤S16得到的α、β轴的电压值U_α、U_β和步骤S22的CLARK变换得到的α轴电流值i_α和β轴电流值i_β，根据公式(11)的滑模观测器，进行电流观测，得到估计的相电流值；

步骤42，将估计相电流与步骤S22经过CLARK变换后的对电机采样后的相电流进行比较，经公式(12)的求解S的饱和开关调节器处理，得到一个饱和开关调节量S；

步骤43，根据公式(2)，对饱和开关调节量S进行一阶低通滤波，得到电机反电动势的估计值

步骤44，根据公式(32)，由外部系统提供一个补偿速度进行动态滞后补偿，得到转子角度补偿量Δθ(ω_ref)；

步骤45，根据公式(31)，根据电机反电动势的估计值

进行位置重构，得到动态补偿后的转子位置信号角度估计值

通过上述流程，利用可测电信号(电流/电压)在线实时重构转子位置和转子速度信号。三相相电流信号i_U，i_V，i_W通过精密电流采样电阻分压和信号调理电路得到，通过相电压重构，电压信号U_α，U_β由直流母线电压V_DC和PWM开关模式重构得到(省去2个电流传感器和3个电压互感器)。

本发明根据滑模观测理论，利用三相相电流i_e和重构电压信号V_e设计“滑模电流观测器”：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d}{\mathrm{dt}}{\tilde{i}}_e=A{\tilde{i}}_e+B(U_e-{\tilde{E}}_e+S),\left(11\right)\\ S=K*\mathrm{sat}({\tilde{i}}_e-i_e),\left(12\right)\end{array}\right.$

其中：i_e＝{i_α，i_β}，U_e＝{U_α，U_β)；A，B，K是增益矩阵；sat()是饱合函数。

对公式(11)输出的“饱合开关”调节量S，通过“一阶低通滤波”进行一阶数字滤波，得到估计的电机反电动势

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{\tilde{E}}_e=-{\mathrm{\ω}}_0{\tilde{E}}_e+{\mathrm{\ω}}_{0}S---\left(2\right)$

其中：ω₀是滤波增益。

再通过“转子位置重构”，由估计电机反电动势

重构出转子初始电角度

并通过“动态滞后补充”环节，根据速度设定量ω_ref对滤波产生的角度滞后进行动态补偿，得最终估计电角度

$\left\{\begin{array}{c}{\widetilde{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{es}}=\arctan \left(\frac{-{\tilde{E}}_{\mathrm{e\α}}}{{\tilde{E}}_{\mathrm{e\β}}}\right),\left(31\right)\\ {\widetilde{\mathrm{\θ}}}_e={\widetilde{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{es}}+\mathrm{\Δ\θ}\left({{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}}_{}\right),\left(32\right)\end{array}\right.$

其中：Δθ(ω_ref)＝const_1+const_2*ω_ref，const_1、const_2是由滤波器(式2)截至频率确定的两个常量。

再通过“转子速度重构”“中位值平均滤波”环节，对重构的转子位置信号

一阶微分，即可重构出转子估计速度

并对所得速度引入中位值平均滤波filter_mm()函数，以削弱高频尖峰干扰。

${\widetilde{\mathrm{\ω}}}_e=\mathrm{filte}{r}_{\mathrm{mm}}\left(\frac{1}{T_{\mathrm{\ω}}}({\widetilde{\mathrm{\θ}}}_e\left(k\right)-{\widetilde{\mathrm{\θ}}}_e(k-1))\right)---\left(4\right)$

其中：T_ω是速度环周期。

上述检测到的相电流i_U，i_V是用于实现转子位置θ_e和转子速度ω_e精确重构的基础其中以相电流检测最关键。本发明利用了精密无感采样电阻(避免昂贵的霍尔电流传感器)分压，并对所得信号滤波和幅值调理，来获得精确的相电流信号。

参见附图4所示，给出了本发明控制器的组成框图，包括用以提供参考的速度设定量ω_ref的输入装置41；采样装置420采样永磁同步电机转子的相电流i_U、i_V；第一调节装置，对速度设定量ω_ref和估计速

进行速度比例积分调节；第一变换装置421对采样的相电流i_U、i_V进行CLARK变换；第二变换装置422对CLARK变换后的电流值进行PARK变换；第二调节装置413对相电流i_U、i_V进行电流比例积分调节；第三变换装置414进行与第一、第二变换装置相逆的变换，即逆PARK和CLARK变换，得到转子的三相电压信号V_U，V_V，V_W；第三调节装置415对转子的三相电压信号V_U，V_V，V_W进行正弦矢量脉冲宽度调节；驱动装置419根据脉宽调节后的三相电压信号驱动永磁同步电机转动；第一重构装置416对脉宽调节后的三相电压信号进行相电压重构；滑模观测器417根据重构的相电压和第一次变换后的电流，产生动态补偿后的转子位置信号角度估计值；第二重构装置418对重构的转子位置信号角度估计值重构形成转子的估计速度。

图5给出了滑模观测器的进一步组成框图，其中包括：估计装置511对重构的相电压和CLARK变换后的电流进行观测，根据公式(11)得到相电流估计值；第四调节装置512，根据公式(12)进行饱和开关调节处理，得到饱和开关调节量；滤波装置513对饱和开关调节量进行一阶低通滤波，根据公式(2)得到电机反电动势；补偿装置515根据公式(32)对速度给定量和电机反电动势进行动态滞后补偿；第三重构装置514根据公式(31)，最终取得转子位置信号角度估计值。

本发明的直流变频控制器及其控制永磁同步电机转子速度和位置的方法在无需位置传感器的情况下，实现永磁同步电机的位置和速度的控制，且电路简单可靠，避免了采用昂贵的HALL电流传感器，降低了硬件成本。

前面提供了对较佳实施例的描述，以使本领域内的任何技术人员可使用或利用本发明。对这些实施例的各种修改对本领域内的技术人员是显而易见的，可把这里所述的总的原理应用到其他实施例而不使用创造性。因而，本发明将不限于这里所示的实施例，而应依据符合这里所揭示的原理和新特征的最宽范围。

Claims (7)

1.一种直流变频控制器，用于控制永磁同步电机的转子速度，包括：

输入装置，用以提供参考的速度设定量；

采样装置，采样永磁同步电机转子的相电流；

第一调节装置，对速度设定量和估计速度进行速度比例积分调节；

第一变换装置，对采样的相电流进行第一次变换；

第二变换装置，对第一次变换后的电流值进行第二次变换；

第二调节装置，对相电流进行电流比例积分调节；

第三变换装置，进行与第一、第二变换装置相逆的变换，得到转子的三相电压信号；

第三调节装置，对转子的三相电压信号进行正弦矢量脉冲宽度调节；

驱动装置，根据脉宽调节后的三相电压信号驱动永磁同步电机转动；

第一重构装置，对脉宽调节后的三相电压信号进行相电压重构；

滑模观测器，根据重构的相电压和第一次变换后的电流，产生动态补偿后的转子位置信号角度估计值；

第二重构装置，对重构的转子位置信号角度估计值重构形成转子的估计速度。

2.根据权利要求1所述的直流变频控制器，其特征在于，所述滑模观测器进一步包括：

估计装置，对重构的相电压和第一次变换后的电流进行观测，得到相电流估计值；

第四调节装置，进行饱和开关调节处理，得到饱和开关调节量；

滤波装置，对饱和开关调节量进行一阶低通滤波，得到电机反电动势；

补偿装置，根据速度给定量和电机反电动势进行动态滞后补偿；

第三重构装置，最终取得转子位置信号角度估计值。

3.根据权利要求1所述的直流变频控制器，其特征在于，

所述第一变换装置为CLARK变换装置，所述的第二变换装置为PARK变换装置。

4.一种直流变频控制器中控制永磁同步电机转子速度的方法，包括：

步骤11，提供一参考的速度设定量；

步骤12，采样永磁同步电机运转的相电流；

步骤13，根据速度设定量和相电流进行速度以及电流比例积分调节和正弦矢量脉宽调节，得到永磁同步电机运转的三相电压信号；

步骤14，进行相电压重构，根据重构的相电压值驱动永磁同步电机转子进行转动，返回步骤12；

步骤15，根据重构的相电压值进行转子位置滑模观测，得到转子估计位置和估计速度，并将转子的估计速度送回步骤13。

5.根据权利要求4所述的直流变频控制器中控制永磁同步电机转子速度的方法，其特征在于，所述步骤15进一步包括：

步骤21，根据步骤14重构的相电压值和步骤12的采样相电流，进行观测得到相电流估计值；

步骤22，进行饱和开关调节处理，得到饱和开关调节量；

步骤23，对饱和开关调节量进行低通滤波，得到估计的电机反电动势；

步骤24，根据步骤11中的速度设定量对滤波产生的滞后进行动态补偿，得到估计的角速度。

6.根据权利要求4或5所述的直流变频控制器中控制永磁同步电机转子速度的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：

所述步骤12进一步包括，对采样的相电流进行CLARK变换和PARK变换；

所述步骤13中，在电流比例积分调节和正弦矢量脉宽调节之间，进一步包括：进行逆向的CLARK变换和PARK变换。

7.根据权利要求6所述的直流变频控制器中控制永磁同步电机转子速度的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：

将CLARK变换后的采样相电流送入步骤S15进行滑模观测。

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