JP6380251B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換回路に電気的に接続された回転電機に適用される制御装置に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、電力変換回路の電圧ベクトルの位相である電圧位相を入力とし、回転電機に流れる電流を出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性について、回転電機の電気角速度付近の利得を低減するものが知られている。詳しくは、この伝達関数は、電気角速度付近で共振する特性を有する。制御装置は、回転電機としての同期機に流れるｑ軸電流の低周波成分をハイパスフィルタによって除去し、低周波成分を除去したｑ軸電流に基づいて、回転電機のトルクを指令トルクにフィードバック制御するための電圧位相を補正する。これにより、電気角速度付近の利得の低減を図っている。

特開２０１４−２００１４８号公報

ここで上記特許文献１に記載された制御装置は、電圧位相が特定の範囲内にある場合において伝達関数の電気角速度付近の利得を低減できるものの、電圧位相が特定の範囲外となる場合には、伝達関数の電気角速度付近の利得を低減できず、共振抑制効果が得られない懸念がある。その結果、フィードバック制御におけるフィードバックゲインを大きく設定することができず、フィードバック制御における応答性を高めることができなくなる懸念がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電圧位相の値によらず、共振抑制効果を得ることができる回転電機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、回転電機（１０）のトルク又は前記トルクと正の相関を有するパラメータを制御量とし、前記回転電機に電気的に接続された電力変換回路（２０）の電圧ベクトルを操作することにより、前記制御量を制御する回転電機の制御装置（３０）において、前記回転電機の回転座標系において前記電圧ベクトルの位相である電圧位相の変化に対する前記回転電機に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を非干渉軸とし、前記電流ベクトルの前記非干渉軸方向成分を非干渉電流とし、前記制御量をその指令値にフィードバック制御すべく、前記電圧位相を操作する位相操作部（３０ｌ）と、前記電圧位相を入力とし、前記回転電機に流れる電流又は前記回転電機のトルクを出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性について、前記回転電機の電気角速度付近の利得を低減するように、前記非干渉電流に基づいて、前記位相操作部によって操作される前記電圧位相を補正する位相補正部（３０ｋ）と、を備えることを特徴とする。

位相操作部によって操作される電圧位相の補正に上記非干渉電流を用いることにより、電圧位相の値によらず、上記伝達関数の極の実部を負の値にすることができる。このため、電圧位相の補正に非干渉電流を用いることにより、電圧位相の値によらず、共振抑制効果を得ることができる。

そこで上記発明では、伝達関数の電気角速度付近の利得を低減するように、非干渉電流に基づいて、位相操作部によって操作される電圧位相を補正する。このため、電圧位相の値によらず、共振抑制効果を得ることができる。これにより、フィードバック制御におけるフィードバックゲインを大きく設定することができ、フィードバック制御における応答性を高めることができる。

第１実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。 モータ制御のブロック図。 ｄｑ座標系、ｐｌ座標系及びλｏ座標系の関係を示す図。 共振が大きい場合のモータ伝達関数のゲイン特性を示す図。 ｄｑ座標系のモータモデルを示す図。 ｐｑ座標系，λｏ座標系のモータモデルを示す図。 複素平面上における極の軌跡を示す図。 電圧ベクトルの変化に伴う電流ベクトルの変化を説明するための図。 λ軸を説明するための図。 ゲインを低下させた場合のモータ伝達関数のゲイン特性を示す図。 ゲインを低下させた場合のステップ応答を示すタイムチャート。 λ軸電流の算出手法を示す図。 第１実施形態の効果を示す図。 第１実施形態の効果を示す図。 第２実施形態にかかるモータ制御のブロック図。 第３実施形態にかかるモータ制御のブロック図。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機として３相回転電機を備える車両（例えば、電気自動車やハイブリッド車）に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ制御システムは、モータジェネレータ１０、「電力変換回路」としての３相インバータ２０、及びモータジェネレータ１０を制御対象とする制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に連結されている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、同期機を用いており、具体的には永久磁石型同期機を用いている。また本実施形態では、モータジェネレータ１０として、突極機であるＩＰＭＳＭを用いている。

モータジェネレータ１０は、インバータ２０を介して、直流電源としてのバッテリ２１に接続されている。バッテリ２１の出力電圧は、例えば百Ｖ以上である。なお、バッテリ２１及びインバータ２０の間には、平滑コンデンサ２２が設けられている。

インバータ２０は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を３組備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＵ相が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＶ相が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＷ相が接続されている。ちなみに本実施形態では、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

モータ制御システムは、さらに、モータジェネレータ１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する相電流検出部を備えている。本実施形態において、相電流検出部は、モータジェネレータ１０のＶ相に流れる電流を検出するＶ相電流センサ２３Ｖと、Ｗ相に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２３Ｗとを含む。また、モータ制御システムは、電圧センサ２４及び回転角センサ２５を備えている。電圧センサ２４は、インバータ２０の電源電圧、すなわちバッテリ２１から出力された直流電圧を検出する電圧検出部である。回転角センサ２５は、モータジェネレータ１０の回転角（電気角θ）を検出する角度検出部であり、例えばレゾルバを用いることができる。

制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータジェネレータ１０の制御量（本実施形態ではトルク）をその指令値（以下「指令トルクＴｒｑ＊」という）にフィードバック制御すべく、インバータ２０を操作する。詳しくは、制御装置３０は、インバータ２０を構成する各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオンオフ操作すべく、上記各種センサの検出値に基づいて、各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成し、生成した各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを各スイッチに対応する各駆動回路Ｄｒ（ゲート駆動回路）に対して出力する。ここで、上アーム側の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、対応する下アーム側の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオン操作とされる。なお、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。

続いて、図２を用いて、制御装置３０によって実行されるモータジェネレータ１０のトルク制御について説明する。

２相変換部３０ａは、Ｖ相電流センサ２３Ｖによって検出されたＶ相電流ＩＶ、Ｗ相電流センサ２３Ｗによって検出されたＷ相電流ＩＷ、及び回転角センサ２５によって検出された電気角θに基づいて、３相固定座標系におけるＵ相電流ＩＵ，Ｖ相電流ＩＶ，Ｗ相電流ＩＷを、２相回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。ｄｑ座標系は、モータジェネレータ１０の電気角速度ωで回転する直交２次元回転座標系である。

トルク推定器３０ｂは、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づいて、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｅを算出する。ここで、推定トルクＴｅは、ｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒと推定トルクＴｅとが関係付けられたマップを用いて算出してもよいし、モデル式を用いて算出してもよい。

トルク偏差算出部３０ｃは、指令トルクＴｒｑ＊から推定トルクＴｅを減算することにより、トルク偏差ΔＴを算出する。なお、トルク偏差算出部３０ｃに入力される推定トルクＴｅに、高周波成分を除去するローパスフィルタ処理を施してもよい。

位相設定部３０ｄは、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、インバータ２０の電圧ベクトルＶｎｖｔの位相である電圧位相φを設定する。詳しくは、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によってｐ軸電圧Ｖｐを算出する。本実施形態において、電圧位相φは、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向（ｄ軸の正方向からｑ軸の正方向へと回転する方向）が正方向として定義されている。

ここで、制御装置３０の制御対象となるモータジェネレータ１０の伝達関数は、共振特性を有している。詳しくは、電圧位相φを入力とし、ｑ軸電流を出力とする伝達関数の利得（ゲイン）に関する周波数特性（以下「ゲイン特性」という）において、電気角速度付近にゲインのピークが存在する。この場合、モータジェネレータ１０のトルク制御性が低下する懸念がある。このため本実施形態では、このピークを低下させるために、ｐ軸補正量算出部３０ｊ及びｐ軸補正部３０ｋ等の各処理部を備えている。以下、電気角速度付近のピークを低下させる原理について説明した後、上記各処理部について説明する。

まず、ゲインのピークを低下させる原理について説明する。

永久磁石型同期機の電圧方程式は、下式（ｅｑ１）で表される。

上式（ｅｑ１）において、「ｐ」は微分演算子を示し、「Ｒ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「ω」はモータジェネレータ１０の電気角速度を示し、「ψ」は永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値を示す。また、「Ｖｄ」はｄ軸電圧を示し、「Ｖｑ」はｑ軸電圧を示す。なお、ｄ軸電圧Ｖｄの２乗値及びｑ軸電圧Ｖｑの２乗値の和の平方根として、インバータ２０の電圧ベクトルＶｎｖｔの振幅である電圧振幅Ｖｎが定義されている。

ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｐが微小変化する場合、上式（ｅｑ１）は下式（ｅｑ２）のように表される。

上式（ｅｑ２）において、「Δｖｄ」はｄ軸電圧変化量を示し、「Δｖｑ」はｑ軸電圧変化量を示す。また、「Δｉｄ」はｄ軸電圧Ｖｄの変化に伴うｄ軸電流変化量を示し、「Δｉｑ」はｑ軸電圧Ｖｑの変化に伴うｑ軸電流変化量を示す。上式（ｅｑ２）から上式（ｅｑ１）を減算すると、下式（ｅｑ３）が導かれる。

上式（ｅｑ３）をｄ，ｑ軸電流変化量Δｉｄ，Δｉｑについて解くと、下式（ｅｑ４）が導かれる。

ここで、２軸直交座標系であるｐｌ座標系を導入する。ｐｌ座標系は、図３に示すように、電圧ベクトルＶｎｖｔと平行な方向に原点０から延びるｌ軸と、電圧ベクトルＶｎｖｔと直交する方向に原点０から延びるｐ軸とからなる座標系である。ｐｌ座標系は、原点０を中心にｄｑ座標系を反時計回りに角度η（＝φ−π／２）だけ回転させた座標系である。ここで、電圧ベクトルＶｎｖｔをｌ軸に投影した成分であるｌ軸電圧Ｖｌを増減させることは、電圧振幅Ｖｎを増減させることに等しい。また、電圧ベクトルＶｎｖｔをｐ軸に投影した成分であるｐ軸電圧Ｖｐを増減させることは、電圧位相φを増減させることに等しい。

ｐｌ座標系は、ｄｑ座標系を反時計回りに角度ηだけ回転させたものであることから、下式（ｅｑ５）が成立する。

上式（ｅｑ５）において、「Δｖｐ」はｐ軸電圧変化量を示し、「Δｖｌ」はｌ軸電圧変化量を示す。上式（ｅｑ５）を上式（ｅｑ４）に代入すると、下式（ｅｑ６）が得られる。

ここで、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合におけるｐ軸電圧変化量Δｖｐは、「ｓｉｎΔφ≒Δφ」の関係を用いて下式（ｅｑ７）で表される。

上式（ｅｑ６），（ｅｑ７）より、下式（ｅｑ８）が導かれる。

上式（ｅｑ８）に示すように、電圧位相φを入力とし、トルクに大きく寄与するｑ軸電流Ｉｑを出力とする有理式の伝達関数は、ｓの複素関数であり、２次遅れ系である。図４に、この伝達関数のゲイン特性を示す。図４に示すゲイン特性は、電気角速度ω付近に共振角速度を有し、共振角速度におけるゲインが大きい。このため、位相設定部３０ｄの比例ゲイン及び積分ゲインであるフィードバックゲインを大きく設定できず、フィードバック制御におけるトルク応答性を高くすることができない。

ここで図５に示すように、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑを入力とし、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを出力とするモータモデルをＭＯＤＥＬ１とする。また図６に示すように、ｐ，ｌ軸電圧Ｖｐ，Ｖｌを入力とし、λ，ｏ軸電流Ｉλ，Ｉｏを出力とするモータモデルをＭＯＤＥＬ２とする。λｏ座標系は、図３に示すように、原点０を中心にｄｑ座標系を反時計回りに角度λだけ回転させた座標系である。共振角速度におけるゲインを低下させるべく、まず、ＭＯＤＥＬ１をＭＯＤＥＬ２に変換することを考える。

下式（ｅｑ９）を用いて、ｄ，ｑ軸電圧変化量Δｖｄ，Δｖｑをｐｌ座標系におけるｐ，ｌ軸電圧変化量Δｖｐ，Δｖｌに変換する。

原点０を中心にｄｑ座標系を反時計回りに角度λだけ回転させたλｏ座標系におけるλ，ｏ軸電流変化量Δｉλ，Δｉｏを、ｄｑ座標系に投影する場合、下式（ｅｑ１０）を用いる。

上式（ｅｑ９）に上式（ｅｑ３），（ｅｑ１０）を代入すると、下式（ｅｑ１１）が導かれる。

ただし、上式（ｅｑ１１）において、「Ｒｓ，Ｒｃ，Ｌλｏ，Ｌｏλ」は下式（ｅｑ１２）に示すパラメータである。

ここで図６に示すように、モータモデルＭＯＤＥＬ２に入力されるｐ軸電圧Ｖｐを補正するために、ｐ軸補正量算出部３０ｊを導入する。本実施形態において、ｐ軸補正量算出部３０ｊは、λ軸電流Ｉλに比例ゲインＫ（＞０）を乗算した値として位相補正量Δｒを算出する。λ軸電流変化量Δｉλを入力とした位相補正量Δｒは「Ｋ×Δｉλ」となる。位相補正量Δｒを上式（ｅｑ１１）の左辺に加えると、下式（ｅｑ１３）が導かれる。

上式（ｅｑ１３）を下式（ｅｑ１４）のように変形する。

上式（ｅｑ１４）をλ，ｏ軸電流変化量Δｉλ，Δｉｏについて解くと、下式（ｅｑ１５）が導かれる。

ここで、図６のモータモデルＭＯＤＥＬ２において、ｐ軸電圧Ｖｐを入力としてλ軸電流Ｉλを出力とする伝達関数の極は、上式（ｅｑ１５）の右辺の分母を０とするｓとして求められる。ｓは、下式（ｅｑ１６）により求められる。

上式（ｅｑ１６）をｓについて整理すると、下式（ｅｑ１７）が導かれる。

上式（ｅｑ１７）の解、すなわち伝達関数の極は、複素共役な値として、下式（ｅｑ１８）により表される。

上式（ｅｑ１８）に上式（ｅｑ１２）の「Ｌｏ，Ｌｏλ」を代入すると、下式（ｅｑ１９）が導かれる。

上式（ｅｑ１９）において、「ｊ」は虚数を示す。ここで、下式（ｅｑ２０）が成立する場合、上式（ｅｑ１９）は下式（ｅｑ２１）となる。

上式（ｅｑ２０）を角度λについて解くと、下式（ｅｑ２２）が導かれる。

上式（ｅｑ２１）の角度λに上式（ｅｑ２２）を代入することにより導かれる伝達関数の極の配置は、図７に示すように、比例ゲインＫ（すなわち、位相補正量Δｒの絶対値）を０から増加させた場合における極の軌跡が、複素平面上において極の実部が負の値となる領域に存在する。また、上式（ｅｑ２１）の角度λに上式（ｅｑ２２）を代入することにより導かれる伝達関数の極の配置は、比例ゲインＫを０から増加させた場合における極の軌跡が、電圧位相φの値によらず複素平面上の実軸に沿うものとなる。詳しくは、電圧位相φの値によらず、比例ゲインＫが増加するほど、極の虚部の値を維持するように極の実部が負方向に移動する。したがって、位相補正量Δｒによってｐ軸電圧Ｖｐを補正することにより、電圧位相φの値によらず、ゲイン特性における電気角速度ω付近のゲインを低減することができる。

ここで、位相補正量Δｒの算出に用いられるλ軸電流Ｉλを規定するλ軸は、現在の電圧位相φが微小量Δφ変化した場合に電流ベクトルＩｎｖｔが変化する方向と垂直方向の座標軸であり、非干渉軸に相当する。このことは、上式（ｅｑ７），（ｅｑ１５）より上記微小量Δφとλ軸電流Ｉλとの関係が下式（ｅｑ２３），（ｅｑ２４）で表せることより説明できる。下式（ｅｑ２３），（ｅｑ２４）では、抵抗Ｒの影響は小さいとして無視し、また定常的な関係性を示すため微分演算子sの項を除外するものとする。

上式（ｅｑ１２），（ｅｑ２０）より、「Ｌｏλ＝０」である。このため、電圧位相が微小量Δφ変化した場合にλ軸電流Ｉλは変化せず、λ軸と垂直方向に変化する。このことからλ軸は上記微小量Δφの非干渉軸と言える。

図８に、ｄｑ座標系における電圧ベクトルＶｎｖｔ及び電流ベクトルＩｎｖｔを示す。電流ベクトルは、ｄ軸電流の２乗値及びｑ軸電流の２乗値の和の平方根として定義される。図８には、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩφ」にて示し、電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩｖｎ」にて示した。また図９に、電流ベクトルＩｎｖｔの変化分ΔＩφと直交する方向に延びるλ軸を示す。

位相補正量Δｒを用いることによりゲインが低下することを、伝達関数を用いて説明する。上式（ｅｑ１０）に上式（ｅｑ１５）を代入すると、下式（ｅｑ２５）が導かれる。

上式（ｅｑ２５）から下式（ｅｑ２６）の伝達関数が導かれる。

上式（ｅｑ２６）に上式（ｅｑ７）を代入すると、下式（ｅｑ２７）が導かれる。

上式（ｅｑ２７）は、電圧位相φを入力とし、ｑ軸電流Ｉｑを出力とする伝達関数を示す。この伝達関数は、上式（ｅｑ８）の伝達関数の分母に比例ゲインＫを含む項が加わったものである。比例ゲインＫを含む項の存在により、図１０に示すように、比例ゲインＫを大きくするほど、共振角速度におけるゲインを低下させることができる。なお図１１には、電圧位相φによるトルクフィードバック制御において、指令トルクＴｒｑ＊をステップ状に変化させた場合のトルク波形を示す。比例ゲインＫを大きくすることにより、トルク制御の安定性を高めることができる。

続いて、図２に戻り、ゲイン特性における電気角速度付近のゲインを低下させるためのｐ軸補正量算出部３０ｊ等の各処理部について説明する。

速度算出部３０ｅは、電気角θに基づいて、モータジェネレータ１０の電気角速度ωを算出する。

指令電圧設定部３０ｆは、指令トルクＴｒｑ＊を入力として、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」を算出する。本実施形態において、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」とは、ｌ軸電圧Ｖｌを電気角速度ωで除算した値のことである。なお、規格化電圧振幅は、指令トルクＴｒｑ＊及び規格化電圧振幅が関係付けられたマップを用いて算出すればよい。

速度乗算部３０ｇは、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」に電気角速度ωを乗算することで、ｌ軸電圧Ｖｌを算出する。ｌ軸電圧Ｖｌは、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊にフィードフォワード制御するための操作量となる。

λ軸設定部３０ｈ（「非干渉軸設定部」に相当）は、「φ＝η＋π／２」の関係に基づいて、電圧位相φを算出する。本実施形態において、λ軸設定部３０ｈは、「φ＝η＋π／２」の関係に基づいて、電圧位相φを算出する。特に本実施形態では、ｄ軸とｐ軸とのなす角度ηの算出値のノイズ成分を除去すべく、上記角度ηにローパスフィルタ処理を施している。このため、電圧位相φを下式（ｅｑ２８）によって算出する。

上式（ｅｑ２８）では、速度乗算部３０ｇから出力されたｌ軸電圧Ｖｌと、後述するｐ軸補正部３０ｋから出力された補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃとが用いられる。上式（ｅｑ２８）において、右辺第１項は、前回の処理周期から今回の処理周期までの期間におけるｄ軸とｐ軸とのなす角度ηの変化分に対応する。上式（ｅｑ２８）の右辺第２項の角度ηは、次回の処理周期における電圧位相φの算出のために、処理周期毎に、現在の処理周期で算出された電圧位相φから「π／２」減算した値に更新される。すなわち、上式（ｅｑ２８）の右辺第２項の角度ηとして、前回更新された角度ηが用いられる。上式（ｅｑ２８）のアークタンジェント演算により、例えば、上式（ｅｑ２８）の右辺第１項を「−π〜＋π」の間で算出することができる。特に本実施形態では、右辺第１項の括弧内の分母が０となってかつ分子が正の値となる場合、右辺第１項の値を「π／２」として算出する。一方、右辺第１項の括弧内の分母が０となってかつ分子が負の値となる場合、右辺第１項の値を「−π／２」として算出する。λ軸設定部３０ｈは、算出した電圧位相φを入力として、上式（ｅｑ２２）に基づいて上記角度λを算出する。

ちなみに、電圧位相φの算出手法としては、上述した手法に限らない。例えば、λ軸設定部３０ｈは、トルク偏差ΔＴに基づいて、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として電圧位相φを算出してもよい。

λ軸実電流算出部３０ｉ（「非干渉電流算出部」に相当）は、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、λ軸設定部３０ｈから出力された角度λとを下式（ｅｑ２９）に入力することにより、λ軸電流Ｉλｒを算出する（図１２参照）。

なお、λ軸がモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って変化するため、λ軸電流Ｉλｒもモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化することとなる。

ｐ軸補正量算出部３０ｊ（「位相補正量算出部」に相当）は、比例ゲインＫをλ軸電流Ｉλｒに乗算することにより、位相補正量Δｒを算出する。

ｐ軸補正部３０ｋ（「位相補正部」に相当）は、ｐ軸電圧Ｖｐから位相補正量Δｒを減算することにより、補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃを算出する。すなわち、ｐ軸補正部３０ｋは、λ軸電流Ｉλｒの符号を反転させた補正量をｐ軸電圧Ｖｐに加える。

操作信号生成部３０ｌ（「位相操作部」に相当）は、補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃと、ｌ軸電圧Ｖｌと、電圧センサ４４によって検出された電源電圧ＶＩＮＶとに基づいて、各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成して各駆動回路Ｄｒに出力する。本実施形態では、以下のように各操作信号を生成する。

操作信号生成部３０ｌは、まず、電圧位相φを算出する。ここで電圧位相φは、例えば、λ軸設定部３０ｈにおける電圧位相φの算出手法と同様な手法で算出すればよい。そして、操作信号生成部３０ｌは、算出した電圧位相φと、電圧振幅Ｖｎに等しいｌ軸電圧Ｖｌとに基づいて、位相が電気角で互いに１２０度ずつずれた正弦波状の３相指令電圧を算出する。そして、操作信号生成部３０ｌは、電源電圧ＶＩＮＶで３相指令電圧を規格化した信号と、キャリア信号（例えば三角波信号）との大小比較に基づくＰＷＭ制御によって各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。

続いて、図１３及び図１４を用いて、本実施形態の効果について説明する。

図１３に、電圧位相φを様々な値に設定した場合のそれぞれにおいて、比例ゲインＫを０から増加させたときの極の軌跡を示す。ここで、図１３（ａ）は、先の図７に示したように、本実施形態における軌跡を示す。図１３（ｂ），（ｃ）は、本実施形態と対比するための関連技術における極の軌跡である。詳しくは、図１３（ｂ）は、ｄ軸電流Ｉｄｒに比例ゲインＫを乗算した値として位相補正量Δｒを算出する場合の極の軌跡を示す。図１３（ｂ）に示す複素共役の極は、上式（ｅｑ１９）において「λ＝０」とすることにより、下式（ｅｑ３０）で表される。

また図１３（ｃ）は、ｑ軸電流Ｉｑｒに比例ゲインＫを乗算した値として位相補正量Δｒを算出する場合の極の軌跡を示す。図１３（ｃ）に示す複素共役の極は、上式（ｅｑ１９）において「λ＝π／２」とすることにより、下式（ｅｑ３１）で表される。

図１３（ｂ），（ｃ）に示すように、位相補正量Δｒの算出にｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒを用いる場合、電圧位相φの値に応じて、比例ゲインＫを０から増加させた場合の極の軌跡が異なる。例えば、図１３（ｂ），（ｃ）において、電圧位相φが−３０°の場合、極の実部が正の値となり得る。このため、図１３（ｂ），（ｃ）に示す構成では、電圧位相φの値によっては、ゲイン特性における共振角速度のゲインの低下効果が小さかったり、トルク制御がかえって不安定になったりする。

これに対し、本実施形態によれば、図１３（ａ）に示すように、比例ゲインＫを０から増加させた場合における極の軌跡が、電圧位相φの値によらず、複素平面上において極の実部が負の値となる領域に存在する。また本実施形態によれば、比例ゲインＫを０から増加させた場合における極の軌跡が、電圧位相φの値によらず、複素平面上の実軸に略平行となる。このため、共振角速度におけるゲインを低下させることができる。

続いて図１４に、図１３（ａ），（ｂ），（ｃ）のそれぞれに対応する各特性を示す。詳しくは、電圧位相φを入力とし、推定トルクＴｅを出力とする伝達関数のゲイン特性と、指令トルクＴｒｑ＊を入力とし、推定トルクＴｅを出力とするフィードバック制御系の閉ループ伝達関数のゲイン特性と、ｐ軸電圧Ｖｐをステップ状に変化させた場合のｑ軸電流Ｉｑのステップ応答とを示す。ここで各特性では、電圧位相φを３０°，９０°，１５０°に設定した。

図１４（ａ）に示すように、位相補正量Δｒの算出にλ軸電流Ｉλｒを用いる本実施形態によれば、電圧位相φを入力とし、推定トルクＴｅを出力とする伝達関数のゲイン特性における共振角速度のゲインを低下できる。このため、閉ループ伝達関数のゲイン特性における共振角速度のゲインも低下でき、また、ｑ軸電流のステップ応答も振動的にならず安定している。したがって、位相設定部３０ｄにおけるフィードバックゲインを大きく設定でき、フィードバック制御におけるトルク応答性を高めることができる。

これに対し、図１４（ｂ）に示すように、位相補正量Δｒの算出にｄ軸電流Ｉｄｒを用いる関連技術では、電圧位相φを入力とし、推定トルクＴｅを出力とする伝達関数のゲイン特性における共振角速度のゲインは、電圧位相φが３０°の場合に増大している。このため、閉ループ伝達関数のゲイン特性における共振角速度のゲインも増加し、また、電圧位相φが３０°の場合のステップ応答も振動的となる。したがって、位相設定部３０ｄにおけるフィードバックゲインを大きく設定できず、フィードバック制御におけるトルク応答性を高めることができない。

また、図１４（ｃ）に示すように、位相補正量Δｒの算出にｑ軸電流Ｉｑｒを用いる関連技術でも、電圧位相φの値によっては、閉ループ伝達関数のゲイン特性における共振角速度のゲインも増加し、また、ステップ応答も振動的となる。なお、図１４（ｃ）のうちステップ応答を示す図では、煩雑となるため、電圧位相φの値の記載を省略している。

以上説明した本実施形態によれば、電圧位相φの値によらず、ゲイン特性における共振角速度のゲインを低下させることができる。このため、位相設定部３０ｄにおけるフィードバックゲインを大きく設定することができ、ひいてはフィードバック制御におけるモータジェネレータ１０のトルク応答性を高めることができる。

また本実施形態によれば、λ軸電流Ｉλｒに比例ゲインＫを乗算するといった簡易な手法により、位相補正量Δｒを算出することができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかるトルク制御のブロック図を示す。なお、図１５において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

本実施形態では、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するためのｐ軸電圧Ｖｐに基づく制御を位相制御と称すこととする。また、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するためのｌ軸電圧Ｖｌに基づく制御を振幅制御と称すこととする。

本実施形態において、制御装置３０は、ｌ軸電圧Ｖｌを補正するｌ軸補正量算出部３２を備えている。ｌ軸補正量算出部３２は、位相制御から振幅制御への干渉を抑制するためのものである。詳しくは、先の図８及び図９に示したように、λ軸は、電圧位相φが微小変化した場合における電流ベクトルＩｎｖｔの変化分が０となる方向の座標軸である。このため、電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルの変化分ΔＩｖｎのうち、上記変化分ΔＩｖｎをλ軸に写像したλ軸成分は、電圧位相φの変化の影響を受けない電流である。したがって、λ軸電流Ｉλをｌ軸電圧Ｖｌの補正に用いることにより、位相制御から振幅制御への干渉を抑制できる。

以上を踏まえ、図１５を用いて、ｌ軸補正量算出部３２の具体的な処理について説明する。

指令電流設定部３２ａは、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、指令トルクＴｒｑ＊を実現するためのｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。本実施形態では、最小電流最大トルク制御を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として設定する。

λ軸指令電流算出部３２ｂは、指令電流設定部３２ａから出力された各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、λ軸設定部３０ｈから出力された角度λとに基づいて、下式（ｅｑ３２）を元に、λ軸指令電流Ｉλ＊を算出する。

なお本実施形態において、λ軸設定部３０ｈは、電圧位相φを、下式（ｅｑ３３）に基づいて算出する。

上式（ｅｑ３３）では、補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃと、後述するｌ軸補正部３０ｎから出力された補正後ｌ軸電圧Ｖｌｃとが用いられる。

λ軸電流偏差算出部３２ｃは、λ軸指令電流Ｉλ＊からλ軸電流Ｉλｒを減算することにより、λ軸電流偏差ΔＩλを算出する。なお、λ軸電流偏差算出部３２ｃに入力されるλ軸電流Ｉλｒに、高周波成分を除去するためのローパスフィルタ処理を施してもよい。

振幅補正量算出部３２ｄは、λ軸電流偏差ΔＩλに基づいて、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するための操作量として振幅補正量Δｌを算出する。詳しくは、λ軸電流偏差ΔＩλを入力とする比例積分制御によって振幅補正量Δｌを算出する。

ｌ軸補正部３０ｎは、速度乗算部３０ｇから出力されたｌ軸電圧Ｖｌに、振幅補正量算出部３２ｄによって算出された振幅補正量Δｌを加算することで、補正後ｌ軸電圧Ｖｌｃを算出する。

操作信号生成部３０ｌ（「位相操作部」，「振幅操作部」に相当）は、補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃと、補正後ｌ軸電圧Ｖｌｃと、電源電圧ＶＩＮＶとに基づいて、各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成して各駆動回路Ｄｒに出力する。

以上説明した本実施形態によれば、位相制御から振幅制御への干渉が抑制できるため、位相設定部３０ｄ及び振幅補正量算出部３２ｄにおけるフィードバックゲインを大きく設定できる。このため、モータジェネレータ１０のトルク応答性をさらに高めることができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、位相補正量Δｒを、λ軸電流Ｉλｒに代えて、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒ及び電圧位相φに基づいて算出する。

図１６に、本実施形態にかかるトルク制御のブロック図を示す。なお、図１６において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

位相算出部３０ｐは、ｌ軸電圧Ｖｌと、補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃとに基づいて、上記第２実施形態のλ軸設定部３０ｈと同様の処理により電圧位相φを算出する。

ｐ軸補正量算出部３０ｑは、電圧位相φと、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒとを入力として、下式（ｅｑ３４）に基づいて位相補正量Δｒを算出する。

ｐ軸補正量算出部３０ｑは、上式（ｅｑ３４）におけるｄ軸係数Ｋｄ及びｑ軸係数Ｋｑのそれぞれを、電圧位相φに基づいて可変設定する。これは、ｄ軸電流Ｉｄｒにｄ軸係数Ｋｄを乗算した値と、ｑ軸電流Ｉｑｒにｑ軸係数Ｋｑを乗算した値との組み合わせにより、λ軸電流Ｉλｒに比例した位相補正量Δｒを算出するためである。具体的には例えば、先の図１３（ｂ）において電圧位相φが１５０°の場合の極の軌跡と、図１３（ｃ）において電圧位相φが１５０°の場合の極の軌跡とを所定の比率で組み合わせることにより、図１３（ａ）に示す実軸に沿うような極の軌跡を得ることができる。以下、本実施形態にかかるｄ，ｑ軸係数Ｋｄ，Ｋｑの設定手法について説明する。

電圧位相φが９０°の場合、先の図１３（ｂ）において電圧位相φが９０°の場合の極の軌跡と、図１３（ａ）に示す極の軌跡とが略一致する。このため、電圧位相φが９０°の場合、ｄ軸係数Ｋｄを正の値である第１規定値Ｋ１に設定してかつ、ｑ軸係数Ｋｑを０に設定する。

電圧位相φが１８０°の場合、先の図１３（ｃ）において電圧位相φが１８０°の場合の極の軌跡と、図１３（ａ）に示す極の軌跡とが略一致する。このため、電圧位相φが１８０°の場合、ｄ軸係数Ｋｄを０に設定してかつ、ｑ軸係数Ｋｑを正の値である第２規定値Ｋ２に設定する。

電圧位相φが０°の場合、先の図１３（ｃ）において電圧位相φが０°の場合の極の軌跡について比例ゲインＫの符号を負にしたときの軌跡と、図１３（ａ）に示す極の軌跡とが略一致する。このため、電圧位相φが０°の場合、ｄ軸係数Ｋｄを０に設定してかつ、ｑ軸係数Ｋｑを負の値である第３規定値Ｋ３に設定する。

電圧位相φが０°，９０°，１８０°の場合における上述したｄ，ｑ軸係数Ｋｄ，Ｋｑの値によれば、電圧位相φが０°〜９０°の場合、電圧位相φが大きいほど、ｄ軸係数Ｋｄを０から第１規定値Ｋ１に向かって大きく設定し、電圧位相φが大きいほど、ｑ軸係数Ｋｑを第３規定値Ｋ３から０に向かって大きく設定する。また、電圧位相φが９０°〜１８０°の場合、電圧位相φが大きいほど、ｄ軸係数Ｋｄを第１規定値Ｋ１から０に向かって小さく設定し、電圧位相φが大きいほど、ｑ軸係数Ｋｑを０から第２規定値Ｋ２に向かって大きく設定する。

なお、ｐ軸補正量算出部３０ｑによって算出された位相補正量Δｒは、ｐ軸補正部３０ｋに入力される。

以上説明した本実施形態によっても、電圧位相φの値によらず、ゲイン特性における共振角速度のゲインを低下させることができ、フィードバック制御におけるトルク応答性を高めることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１実施形態では、λ軸を、現在の電圧位相φが微小量Δφ変化した場合に電流ベクトルＩｎｖｔが変化する方向と垂直方向の座標軸として定義したがこれに限らない。例えば、λ軸を、現在の電圧位相φが微小変化した場合における電流ベクトルの変化分が０となる方向の座標軸として定義してもよい。

・上記各実施形態において、位相設定部３０ｄにおけるフィードバック制御を、例えば、積分制御のみによって行ったり、比例積分微分制御によって行ったりしてもよい。また、上記第２実施形態において、振幅補正量算出部３２ｄにおけるフィードバック制御を、積分制御のみによって行ったり、比例積分微分制御によって行ったりしてもよい。

・上記第１実施形態において、電圧振幅を指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに応じて可変にせず、固定値としてもよい。すなわち、電圧振幅のフィードフォワード制御がなくてもよい。ここで上記固定値としては、例えば、インバータ２０利用領域を最大まで利用することを目的としてインバータ２０の出力上限値を用いてもよいし、損失や騒音低減を目的として上記出力上限値未満の値を用いてもよい。上記出力上限値未満の値としては、例えば、インバータ２０の出力電圧が１パルス以上となる出力電圧（「高調波変調型省パルス駆動による高効率モータ制御：古川公久ら、外７名、平成２２年電気学会産業応用部門大会、１−１３４、ｐｐ．Ｉ−６２７〜Ｉ−６３２」を参照。）や、インバータ２０線形領域における出力最大値を用いてもよい。

・上記第３実施形態に、上記第２実施形態で説明した振幅補正量Δｌを用いる構成を適用してもよい。

・ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの差が小さい場合には、「Ｌｄ／Ｌｑ」が１に近い値となる。このため、上式（ｅｑ２２）において、電圧位相φのみに基づいてλ軸を求めることができる。また、モータジェネレータ１０がＳＰＭＳＭの場合、「Ｌｄ／Ｌｑ」が１となることから、電圧位相φのみに基づいてλ軸を求めることができる。

・上式（ｅｑ２２）においてλ軸を求めるための電圧位相φは、上式（ｅｑ２８）によって与えられる値の代わりに、角度ηに「π／２」加算した値を用いてもよいし、電気角速度ω及び指令トルクＴｒｑ＊に応じた電圧位相φを事前に記録しておいた値を用いてもよい。

・ｑ軸電流はモータジェネレータ１０のトルクと正の相関を有する。このため、上記第１実施形態の上式（ｅｑ８）の伝達関数を、電圧位相φを入力とし、トルクを出力とする伝達関数に置き換えることができる。

・操作信号の生成手法としては、ＰＷＭ制御によるものに限らず、例えば以下に説明するものであってもよい。電圧振幅Ｖｎを実現するための線間電圧パターンが予め格納された記憶手段（例えば、ＲＯＭ等のメモリ）を例えば制御装置３０に備える。こうした構成において、記憶手段に記憶された線間電圧パターンを各スイッチング素子のゲートに対するパルスパターンに変換し、変換されたパルスパターンの出力タイミングを電圧位相φに基づいて設定することで、操作信号を生成する。

また、操作信号の生成手法としては、位相が電気角で互いに１２０度ずつずれた正弦波状の３相指令電圧を算出するものに限らない。例えば、正弦波に第３次の整数倍の高周波を重畳する方法であってもよい。

・上記各実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクを推定し、この推定値をモータ制御に用いたがこれに限らない。例えば、制御システムにモータジェネレータ１０のトルクを検出するトルク検出部を備え、トルク検出部の検出値をモータ制御に用いてもよい。

・回転電機として、ＩＰＭＳＭに限らず、ＳＰＭＳＭや巻線界磁型同期機であってもよい。ここで、例えば上記第１実施形態においてＳＰＭＳＭを採用する場合、回転電機のトルクがｑ軸電流によって定まる。このため、制御量を、トルクに代えてｑ軸電流としてもよい。また、回転電機としては、車載主機として用いられるものに限らず、電動パワーステアリング装置や空調用電動コンプレッサを構成する電動機等、車載補機として用いられるものであってもよい。加えて、回転電機としては、車載式のものに限らない。

１０…モータジェネレータ、２０…インバータ、３０…制御装置。

Claims (8)

1. 回転電機（１０）のトルク又は前記トルクと正の相関を有するパラメータを制御量とし、前記回転電機に電気的に接続された電力変換回路（２０）の電圧ベクトルを操作することにより、前記制御量を制御する回転電機の制御装置（３０）において、
   前記回転電機の回転座標系において前記電圧ベクトルの位相である電圧位相の変化に対する前記回転電機に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を非干渉軸とし、前記電流ベクトルの前記非干渉軸方向成分を非干渉電流とし、
   前記制御量をその指令値にフィードバック制御すべく、前記電圧位相を操作する位相操作部（３０ｌ）と、
   前記電圧位相を入力とし、前記回転電機に流れる電流又は前記回転電機のトルクを出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性について、前記回転電機の電気角速度付近の利得を低減するように、前記非干渉電流に基づいて、前記位相操作部によって操作される前記電圧位相を補正する位相補正部（３０ｋ）と、を備えることを特徴とする回転電機の制御装置。
2. 前記非干渉軸は、現在の前記電圧位相が微小変化した場合に前記電流ベクトルが変化する方向と垂直方向の座標軸である請求項１記載の回転電機の制御装置。
3. 前記非干渉軸は、現在の前記電圧位相が微小変化した場合における前記電流ベクトルの変化分が０となる方向の座標軸である請求項１記載の回転電機の制御装置。
4. 前記非干渉電流を算出する非干渉電流算出部（３０ｉ）と、
   前記非干渉電流算出部によって算出された前記非干渉電流に比例した位相補正量を算出する位相補正量算出部（３０ｊ）と、を備え、
   前記位相補正部は、前記位相補正量算出部によって算出された前記位相補正量に基づいて、前記電気角速度付近の利得を低減するように前記電圧位相を補正する請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記電圧位相、又は前記電圧位相及び前記回転電機のインダクタンスに基づいて、前記非干渉軸を設定する非干渉軸設定部（３０ｈ）を備え、
   前記非干渉電流算出部は、前記非干渉軸設定部によって設定された前記非干渉軸、及び前記回転座標系において前記回転電機に流れる電流に基づいて、前記非干渉電流を算出する請求項４に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記電圧位相、前記回転電機に流れるｄ軸電流、及び前記回転電機に流れるｑ軸電流に基づいて、前記非干渉電流に比例した位相補正量を算出する位相補正量算出部（３０ｑ）を備え、
   前記位相補正部は、前記位相補正量算出部によって算出された前記位相補正量に基づいて、前記電気角速度付近の利得を低減するように前記電圧位相を補正する請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記位相補正部は、前記位相補正量の絶対値を０から増加させた場合における前記伝達関数の極の軌跡が、複素平面上において前記極の実部が負の値となる領域に存在してかつ、前記位相補正量の絶対値を０から増加させた場合における前記極の軌跡が、前記電圧位相の値によらず複素平面上の実軸に沿うような前記極の配置が実現できるように、前記位相補正量に基づいて前記電圧位相を補正する請求項４〜６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記非干渉電流を算出する非干渉電流算出部（３０ｉ）と、
   前記非干渉電流算出部によって算出された前記非干渉電流を前記指令値に応じた指令電流にフィードバック制御すべく、前記電圧ベクトルの振幅である電圧振幅を操作する振幅操作部（３０ｌ）を備える請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。