JP5652664B2 - 回転電機制御装置 - Google Patents
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Description
本発明は、突極性を有するロータを備えた回転電機に高周波電流を印加し、前記高周波電流への応答成分として電圧指令に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極方向を推定し、前記回転電機を制御する回転電機制御装置に関する。
上記のような回転電機制御装置に関して、例えば下記の非特許文献１に記載された技術が知られている。非特許文献１の技術では、ｄ軸とｑ軸との一方の軸の電流の変化が他方の軸の磁束に影響を与えるｄｑ軸磁束干渉を考慮していない電圧方程式に基づいて、磁極方向の推定制御が設計されている。そのため、ｄｑ軸磁束干渉により、インダクタンスの突極性が変化するような回転電機では、磁極方向の推定誤差が生じる恐れがあった。
山田和範（Kazunori Yamada）、他２名、「高周波電流注入を利用した位置センサレス突極形PMモータの広範囲速度制御法（Speed Control Method of Position Sensor less Salient-Pole PM Motor for Wide Speed Range Using High Frequency Current Injection）」、平成９年（1997年）電気学会（The Institute of Electrical Engineers of Japan）全国大会論文、4-356〜357
そこで、ｄｑ軸磁束干渉が生じるような回転電機でも、ｄｑ軸磁束干渉により、磁極方向の推定誤差が生じることを抑制できる回転電機制御装置が求められる。
本発明に係る、突極性を有するロータを備えた回転電機に高周波電流を印加し、前記高周波電流への応答成分として電圧指令に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極方向を推定し、前記回転電機を制御する回転電機制御装置の特徴構成は、推定した磁極方向を推定ｄ軸、当該推定ｄ軸と電気角で直交する方向を推定ｑ軸とした推定ｄｑ軸回転座標系を設定し、当該推定ｄｑ軸回転座標系における前記回転電機への電流指令に前記高周波電流の指令である高周波電流指令を重畳する高周波重畳部と、前記推定ｄｑ軸回転座標系に対して前記高周波電流指令の位相差を有する高周波座標系を設定し、前記推定ｄｑ軸回転座標系で表した前記電圧指令に含まれる高周波成分を前記高周波座標系に座標変換し、当該座標変換した値に含まれる低周波成分に応じた値が、ゼロに設定された高周波目標値に近づくように前記磁極方向の推定値を変化させる磁極方向調整部と、ｄ軸とｑ軸との一方の軸の電流の変化が他方の軸の磁束に影響を与えるｄｑ軸磁束干渉に関し、前記電流指令又は前記回転電機へのトルク指令に基づいて、前記ｄｑ軸磁束干渉により生じる前記磁極方向の推定値の誤差である磁束干渉推定誤差を算出し、当該磁束干渉推定誤差に基づいて前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相を補正する又は当該磁束干渉推定誤差に基づいて前記高周波目標値をゼロから補正する定常推定誤差補正部と、を備える点にある。
なお、本願において「回転電機」は、交流駆動のモータ（電動機）、ジェネレータ（発電機）、及び必要に応じてモータ及びジェネレータの双方の機能を果たすモータ・ジェネレータのいずれをも含む概念として用いている。
上記の特徴構成のように、磁極方向の推定制御が、推定ｄｑ軸回転座標系における電流指令に高周波電流指令を重畳すると共に、推定ｄｑ軸回転座標系で表した電圧指令を、高周波座標系に座標変換した値が、高周波目標値に近づくように磁極方向の推定値を変化させるように構成されている場合は、ｄｑ軸磁束干渉により生じる突極方向の傾きの影響が、高周波座標系への座標変換における位相ズレ、及び高周波座標系に座標変換した値のズレとして表れる。そして、これらの座標変換の位相ズレ及び座標変換値のズレにより、磁極方向の推定値の誤差である磁束干渉推定誤差が生じる。
上記の特徴構成によれば、電流指令又はトルク指令に基づいて、磁束干渉推定誤差を算出し、算出した磁束干渉推定誤差に基づいて、座標変換に用いる高周波電流指令の位相又は高周波目標値を補正するように構成されているので、磁束干渉推定誤差が生じる前に、予め、座標変換の位相ズレ、又は座標変換値のズレを補償することができる。よって、磁束干渉による誤差の発生を抑制することができる。
また、ｄｑ軸磁束干渉は、ｄｑ軸回転座標系で表した電流の動作点への依存性が高いため、推定ｄｑ軸回転座標系における電流指令に基づいて、磁束干渉推定誤差を算出することにより、動作点が変化しても磁束干渉推定誤差を精度良く算出することができる。又は、ｄｑ軸回転座標系で表した電流の動作点と相関性が高いトルク指令に基づいて、磁束干渉推定誤差を算出することにより、動作点が変化しても磁束干渉推定誤差を精度良く算出することができる。よって、動作点が変化しても磁束干渉推定誤差の発生を精度良く抑制することができる。
上記の特徴構成によれば、電流指令又はトルク指令に基づいて、磁束干渉推定誤差を算出し、算出した磁束干渉推定誤差に基づいて、座標変換に用いる高周波電流指令の位相又は高周波目標値を補正するように構成されているので、磁束干渉推定誤差が生じる前に、予め、座標変換の位相ズレ、又は座標変換値のズレを補償することができる。よって、磁束干渉による誤差の発生を抑制することができる。
また、ｄｑ軸磁束干渉は、ｄｑ軸回転座標系で表した電流の動作点への依存性が高いため、推定ｄｑ軸回転座標系における電流指令に基づいて、磁束干渉推定誤差を算出することにより、動作点が変化しても磁束干渉推定誤差を精度良く算出することができる。又は、ｄｑ軸回転座標系で表した電流の動作点と相関性が高いトルク指令に基づいて、磁束干渉推定誤差を算出することにより、動作点が変化しても磁束干渉推定誤差を精度良く算出することができる。よって、動作点が変化しても磁束干渉推定誤差の発生を精度良く抑制することができる。
ここで、前記磁極方向調整部は、前記座標変換した値に含まれる前記低周波成分を前記磁極方向に係る位相に変換した値が、前記高周波目標値に近づくように前記磁極方向の推定値を変化させると好適である。
また、前記定常推定誤差補正部は、前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相に対して、前記磁束干渉推定誤差を２倍した位相分だけ位相を進める補正を行うと好適である。
また、前記定常推定誤差補正部は、ゼロから前記磁束干渉推定誤差を減算した値を前記高周波目標値に設定して、前記高周波目標値をゼロから補正すると好適である。
また、前記定常推定誤差補正部は、前記磁束干渉推定誤差に加えて、前記推定ｄｑ軸回転座標系における電圧指令の演算周期により生じる前記磁極方向の推定値の誤差である演算周期推定誤差にも基づいて前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相を補正する又は当該演算周期推定誤差にも基づいて前記高周波目標値をゼロから補正すると好適である。
また、前記定常推定誤差補正部は、前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相に対して、前記磁束干渉推定誤差を２倍した位相分だけ位相を進める補正を行うと好適である。
また、前記定常推定誤差補正部は、ゼロから前記磁束干渉推定誤差を減算した値を前記高周波目標値に設定して、前記高周波目標値をゼロから補正すると好適である。
また、前記定常推定誤差補正部は、前記磁束干渉推定誤差に加えて、前記推定ｄｑ軸回転座標系における電圧指令の演算周期により生じる前記磁極方向の推定値の誤差である演算周期推定誤差にも基づいて前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相を補正する又は当該演算周期推定誤差にも基づいて前記高周波目標値をゼロから補正すると好適である。
上記のように、磁極方向調整部は、推定ｄｑ軸回転座標系で表した電圧指令に基づいて、磁極方向を推定している。当該電圧指令と回転電機に印加される電圧との間には、電圧指令の演算周期により生じる処理遅れの時間差が存在する。処理遅れの時間差の影響が、上記のｄｑ軸磁束干渉の場合と同様に、高周波座標系への座標変換における位相ズレ、及び高周波座標系に座標変換した値のズレとして表れる。そして、これらの座標変換の位相ズレ及び座標変換値のズレにより、磁極方向の推定値の誤差である演算周期推定誤差が生じる。
磁束干渉推定誤差に加えて演算周期推定誤差にも基づいて、座標変換に用いる高周波電流指令の位相又は高周波目標値を補正するように構成されているので、磁束干渉による誤差に加えて処理遅れによる誤差の発生も抑制することができる。
磁束干渉推定誤差に加えて演算周期推定誤差にも基づいて、座標変換に用いる高周波電流指令の位相又は高周波目標値を補正するように構成されているので、磁束干渉による誤差に加えて処理遅れによる誤差の発生も抑制することができる。
ここで、前記定常推定誤差補正部は、前記電圧指令の演算周期の１．５倍の期間に前記高周波電流指令の角周波数を乗算した位相に応じて生じる前記磁極方向の推定値の誤差を前記演算周期推定誤差とすると好適である。
電圧指令の演算を開始してから、回転電機に印加される電圧に反映されるまでの処理遅れ時間が演算周期の１．０倍の期間になり、演算周期毎に階段状に変化する回転電機に印加される電圧による処理遅れ時間が演算周期の０．５倍の期間になり、これら合計の処理遅れ時間は、演算周期の１．５倍の期間になる。上記の構成によれば、演算周期推定誤差は、電圧指令の演算周期の１．５倍の期間に、高周波電流指令の角周波数を乗算した位相に応じて生じる磁極方向の推定値の誤差とされているので、演算周期推定誤差を精度良く算出することができる。
ここで、前記定常推定誤差補正部は、前記電圧指令の演算周期の１．５倍の期間に前記高周波電流指令の角周波数を乗算した位相を２で除算して求めた前記磁極方向の推定値の誤差を前記演算周期推定誤差とすると好適である。
また、前記定常推定誤差補正部は、前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相に対して、前記演算周期推定誤差を２倍した位相分だけ位相を進める補正を行うと好適である。
また、前記磁極方向調整部は、前記座標変換した値に含まれる前記低周波成分を前記磁極方向に係る位相に変換した値が、前記高周波目標値に近づくように前記磁極方向の推定値を変化させ、前記定常推定誤差補正部は、ゼロから前記演算周期推定誤差を減算した値を前記高周波目標値に設定すると好適である。
ここで、前記定常推定誤差補正部は、前記電圧指令の演算周期の１．５倍の期間に前記高周波電流指令の角周波数を乗算した位相を２で除算して求めた前記磁極方向の推定値の誤差を前記演算周期推定誤差とすると好適である。
また、前記定常推定誤差補正部は、前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相に対して、前記演算周期推定誤差を２倍した位相分だけ位相を進める補正を行うと好適である。
また、前記磁極方向調整部は、前記座標変換した値に含まれる前記低周波成分を前記磁極方向に係る位相に変換した値が、前記高周波目標値に近づくように前記磁極方向の推定値を変化させ、前記定常推定誤差補正部は、ゼロから前記演算周期推定誤差を減算した値を前記高周波目標値に設定すると好適である。
本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
回転電機ＭＧは、ロータ及びステータを有している。ステータは、非回転部材に固定され、ロータは、当該ステータの径方向内側に回転自在に支持されている。本実施形態では、回転電機ＭＧは、ロータ内部に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石同期電動機(IPMSM)とされており、突極性を有する。なお、永久磁石の代わりに電磁石が備えられていてもよい。
図１に示すように、回転電機ＭＧのステータに備えられた三相のコイルは、直流交流変換を行うインバータＩＮを介して直流電源としての蓄電装置Ｂｔに電気的に接続されている。そして、回転電機ＭＧは、電力の供給を受けて動力を発生するモータ（電動機）としての機能と、動力の供給を受けて電力を発生するジェネレータ（発電機）としての機能と、を果たすことが可能とされている。インバータＩＮは、蓄電装置Ｂｔの直流電力を交流電力に変換して回転電機ＭＧを駆動するため、或いは回転電機ＭＧが発電した交流電力を直流電力に変換して蓄電装置Ｂｔに充電するための複数のスイッチング素子を備えている。
回転電機ＭＧは、ロータ及びステータを有している。ステータは、非回転部材に固定され、ロータは、当該ステータの径方向内側に回転自在に支持されている。本実施形態では、回転電機ＭＧは、ロータ内部に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石同期電動機(IPMSM)とされており、突極性を有する。なお、永久磁石の代わりに電磁石が備えられていてもよい。
図１に示すように、回転電機ＭＧのステータに備えられた三相のコイルは、直流交流変換を行うインバータＩＮを介して直流電源としての蓄電装置Ｂｔに電気的に接続されている。そして、回転電機ＭＧは、電力の供給を受けて動力を発生するモータ（電動機）としての機能と、動力の供給を受けて電力を発生するジェネレータ（発電機）としての機能と、を果たすことが可能とされている。インバータＩＮは、蓄電装置Ｂｔの直流電力を交流電力に変換して回転電機ＭＧを駆動するため、或いは回転電機ＭＧが発電した交流電力を直流電力に変換して蓄電装置Ｂｔに充電するための複数のスイッチング素子を備えている。
回転電機制御装置３０は、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータＩＮを介して、回転電機ＭＧを制御するための装置である。回転電機制御装置３０は、図１に示すように、トルク電流演算部４０、電流制御部４１、電圧制御部４２、及び実電流演算部４３を備えている。
トルク電流演算部４０は、トルク指令Ｔｍｃに基づいて、回転電機ＭＧに流す電流の指令値を後述する推定ｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する。実電流演算部４３は、推定磁極位置θｅｅに基づいて、回転電機ＭＧに流れる三相実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを推定ｄｑ軸回転座標系の値に座標変換して、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅを演算する。電流制御部４１は、回転電機ＭＧに印加する電圧指令を推定ｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅがｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに近づくように変化させる。そして、電圧制御部４２は、推定磁極位置θｅｅに基づいて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、三相の電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに変換し、当該三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づき、インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御して、回転電機ＭＧに印加する電圧を制御する。
トルク電流演算部４０は、トルク指令Ｔｍｃに基づいて、回転電機ＭＧに流す電流の指令値を後述する推定ｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する。実電流演算部４３は、推定磁極位置θｅｅに基づいて、回転電機ＭＧに流れる三相実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを推定ｄｑ軸回転座標系の値に座標変換して、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅを演算する。電流制御部４１は、回転電機ＭＧに印加する電圧指令を推定ｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅがｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに近づくように変化させる。そして、電圧制御部４２は、推定磁極位置θｅｅに基づいて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、三相の電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに変換し、当該三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づき、インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御して、回転電機ＭＧに印加する電圧を制御する。
回転電機ＭＧには、ロータの回転速度及び回転角度を検出するためのセンサが備えられておらず、回転電機制御装置３０は、高周波重畳部３１、磁極方向調整部３２、及び定常推定誤差補正部３３により、実磁極位置θｅｒ及び実磁極回転速度ωｅｒを推定するように構成されている。すなわち、回転電機制御装置３０は、突極性を有するロータを備えた回転電機ＭＧに高周波電流を印加し、高周波電流への応答成分として電圧指令に含まれる高周波成分に基づいてロータの磁極方向を推定し、回転電機ＭＧを制御するように構成されている。
具体的には、高周波重畳部３１は、推定した磁極方向を推定ｄ軸、当該推定ｄ軸と電気角で直交する方向（本実施形態では、９０度位相が進んだ方向）を推定ｑ軸とした推定ｄｑ軸回転座標系を設定し、当該推定ｄｑ軸回転座標系における回転電機ＭＧへの電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに高周波電流の指令である高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈを重畳する。
磁極方向調整部３２は、推定ｄｑ軸回転座標系に対して高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈの位相θｈ（以下、高周波位相θｈと称す）の差を有する高周波座標系であるγδ軸座標系を設定し、推定ｄｑ軸回転座標系で表した電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃをγδ軸座標系に座標変換した値が、初期設定値をゼロとする高周波目標値θδｈｃに近づくように磁極方向の推定値である推定磁極位置θｅｅを変化させる。
このような構成において、定常推定誤差補正部３３が、ｄ軸とｑ軸との一方の軸の電流の変化が他方の軸の磁束に影響を与えるｄｑ軸磁束干渉に関し、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃ又は回転電機ＭＧへのトルク指令Ｔｍｃに基づいて、ｄｑ軸磁束干渉により生じる磁極方向の推定値の誤差である磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出し、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒに基づいて、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈ、又は高周波目標値θδｈｃを補正する点に特徴を有している。
磁極方向調整部３２は、推定ｄｑ軸回転座標系に対して高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈの位相θｈ（以下、高周波位相θｈと称す）の差を有する高周波座標系であるγδ軸座標系を設定し、推定ｄｑ軸回転座標系で表した電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃをγδ軸座標系に座標変換した値が、初期設定値をゼロとする高周波目標値θδｈｃに近づくように磁極方向の推定値である推定磁極位置θｅｅを変化させる。
このような構成において、定常推定誤差補正部３３が、ｄ軸とｑ軸との一方の軸の電流の変化が他方の軸の磁束に影響を与えるｄｑ軸磁束干渉に関し、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃ又は回転電機ＭＧへのトルク指令Ｔｍｃに基づいて、ｄｑ軸磁束干渉により生じる磁極方向の推定値の誤差である磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出し、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒに基づいて、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈ、又は高周波目標値θδｈｃを補正する点に特徴を有している。
ここで、実ｄｑ軸回転座標系は、図２にモデルを示すように、ロータの電気角に同期して回転する実ｄ軸及び実ｑ軸からなる回転座標系である。
実ｄ軸は、ロータに備えられた磁石の界磁磁束の方向（磁極（Ｎ極）方向）に定められ、実ｑ軸は、実ｄ軸に対して電気角で直交する方向に定められている。本実施形態では、実ｑ軸は、実ｄ軸に対して電気角で９０度位相が進んだ方向（ロータの回転方向）に定められている。本実施形態に係わる各図では、ロータの回転方向は、反時計回りの方向に設定されており、位相進み方向（位相が増加する方向）は、反時計回りの方向であり、位相遅れ方向（位相が減少する方向）は、時計回りの方向である。なお、ロータの回転方向が、時計回りの方向に設定される場合は、位相進み方向は、時計回りの方向になり、位相遅れ方向は、反時計回りの方向になる。
本実施形態では、ステータに備えられたＵ相コイルを基準にした場合の、実ｄ軸（磁極方向）の電気角を実磁極位置θｅｒとし、実ｄ軸（磁極方向）の電気角速度を実磁極回転速度ωｅｒとする。
実ｄ軸は、ロータに備えられた磁石の界磁磁束の方向（磁極（Ｎ極）方向）に定められ、実ｑ軸は、実ｄ軸に対して電気角で直交する方向に定められている。本実施形態では、実ｑ軸は、実ｄ軸に対して電気角で９０度位相が進んだ方向（ロータの回転方向）に定められている。本実施形態に係わる各図では、ロータの回転方向は、反時計回りの方向に設定されており、位相進み方向（位相が増加する方向）は、反時計回りの方向であり、位相遅れ方向（位相が減少する方向）は、時計回りの方向である。なお、ロータの回転方向が、時計回りの方向に設定される場合は、位相進み方向は、時計回りの方向になり、位相遅れ方向は、反時計回りの方向になる。
本実施形態では、ステータに備えられたＵ相コイルを基準にした場合の、実ｄ軸（磁極方向）の電気角を実磁極位置θｅｒとし、実ｄ軸（磁極方向）の電気角速度を実磁極回転速度ωｅｒとする。
磁極方向調整部３２により推定されたｄ軸（磁極方向）及びｑ軸を、それぞれ推定ｄ軸、推定ｑ軸とする。本実施形態では、Ｕ相コイルを基準にした場合の、推定ｄ軸の電気角を推定磁極位置θｅｅとし、推定ｄ軸の電気角速度を推定磁極回転速度ωｅｅとする。
実磁極位置θｅｒと推定磁極位置θｅｅと位相差を、実ｄ軸に対する推定ｄ軸の推定誤差Δθｅ（＝θｅｅ−θｅｒ）とする。
実磁極位置θｅｒと推定磁極位置θｅｅと位相差を、実ｄ軸に対する推定ｄ軸の推定誤差Δθｅ（＝θｅｅ−θｅｒ）とする。
更に、磁極方向の推定制御のために、推定ｄ軸及び推定ｑ軸からなる推定ｄｑ軸回転座標系に対して、高周波位相θｈの差を有するγδ軸座標系が設定されている。γ軸は、推定ｄ軸に対して、電気角で高周波位相θｈ分だけ高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈの回転方向とは反対方向に定められ、当該反対方向に推定ｄ軸に対して高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈの角周波数ωｈ（以下、高周波周波数ωｈと称す）で回転する。δ軸は、γ軸に対して電気角で９０度位相が進んだ方向に定められている。よって、γδ軸座標系は、推定ｄｑ軸回転座標系において、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈと反対方向に回転する。
本実施形態では、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈは、詳細は後述するが、図３に示すように、推定ｄｑ軸回転座標系において、位相が進む方向（ロータの回転方向）に、高周波周波数ωｈで回転するように設定される。よって、図２及び図４に示すように、γ軸は、推定ｄ軸に対して、電気角で高周波位相θｈ分だけ位相が遅れた方向（ロータの回転方向の反対方向）に定められ、位相が遅れる方向に推定ｄ軸に対して高周波周波数ωｈで回転する。
以下、本実施形態に係る回転電機制御装置３０について、詳細に説明する。
本実施形態では、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈは、詳細は後述するが、図３に示すように、推定ｄｑ軸回転座標系において、位相が進む方向（ロータの回転方向）に、高周波周波数ωｈで回転するように設定される。よって、図２及び図４に示すように、γ軸は、推定ｄ軸に対して、電気角で高周波位相θｈ分だけ位相が遅れた方向（ロータの回転方向の反対方向）に定められ、位相が遅れる方向に推定ｄ軸に対して高周波周波数ωｈで回転する。
以下、本実施形態に係る回転電機制御装置３０について、詳細に説明する。
１．回転電機制御装置３０の構成
次に、回転電機ＭＧを制御するための回転電機制御装置３０の構成について説明する。
回転電機制御装置３０は、ＣＰＵ等の演算処理装置を中核部材として備えるとともに、当該演算処理装置からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（ランダム・アクセス・メモリ）や、演算処理装置からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（リード・オンリ・メモリ）等の記憶装置等を有して構成されている。そして、回転電機制御装置３０のＲＯＭ等に記憶されたソフトウェア（プログラム）又は別途設けられた演算回路等のハードウェア、或いはそれらの両方により、図１に示すような回転電機制御装置３０の機能部３１〜３３、４０〜４３などが構成されている。
次に、回転電機ＭＧを制御するための回転電機制御装置３０の構成について説明する。
回転電機制御装置３０は、ＣＰＵ等の演算処理装置を中核部材として備えるとともに、当該演算処理装置からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（ランダム・アクセス・メモリ）や、演算処理装置からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（リード・オンリ・メモリ）等の記憶装置等を有して構成されている。そして、回転電機制御装置３０のＲＯＭ等に記憶されたソフトウェア（プログラム）又は別途設けられた演算回路等のハードウェア、或いはそれらの両方により、図１に示すような回転電機制御装置３０の機能部３１〜３３、４０〜４３などが構成されている。
回転電機制御装置３０には、電流センサＳｅ１などのセンサから出力される電気信号が入力される。回転電機制御装置３０は、入力された電気信号に基づき各センサの検出情報を算出する。
電流センサＳｅ１は、各相のコイルに流れる電流を検出するためのセンサであり、インバータＩＮと各相のコイルとをつなぐ電線上に備えられている。回転電機制御装置３０は、電流センサＳｅ１の入力信号に基づいて各相のコイルを流れる三相実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。
電流センサＳｅ１は、各相のコイルに流れる電流を検出するためのセンサであり、インバータＩＮと各相のコイルとをつなぐ電線上に備えられている。回転電機制御装置３０は、電流センサＳｅ１の入力信号に基づいて各相のコイルを流れる三相実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。
回転電機制御装置３０は、回転電機ＭＧの動作制御を行う制御装置である。図１に示すように、回転電機制御装置３０は、高周波重畳部３１、磁極方向調整部３２、定常推定誤差補正部３３、トルク電流演算部４０、電流制御部４１、電圧制御部４２、及び実電流演算部４３などの機能部を備えており、各機能部が協働して、回転電機ＭＧを制御する。
１−１．トルク電流演算部４０
トルク電流演算部４０は、回転電機ＭＧに出力させるトルク指令Ｔｍｃに基づいて、回転電機ＭＧに流す電流の指令値を推定ｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する機能部である。なお、トルク電流演算部４０で算出されたｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂとして出力される。
本実施形態では、トルク電流演算部４０は、トルク指令Ｔｍｃのトルクを回転電機ＭＧに出力させるようなｄ軸電流指令Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃを算出するように構成されている。図５（ａ）において、等トルク曲線として示されているように、回転電機ＭＧに同じ大きさのトルクを出力させるような、ｄ軸電流指令Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃの組み合わせは無数に存在する。そこで、トルク電流演算部４０は、最大トルク電流制御、弱め磁束制御、Ｉｄ＝０制御、及び最大トルク磁束制御などの電流ベクトル制御方法に従って、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する。最大トルク電流制御は、同一電流に対して発生トルクを最大にするようなｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する制御方法である。弱め磁束制御は、負のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸電機子反作用による減磁効果を利用してｄ軸方向の磁束を減少させるように、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する制御方法である。Ｉｄ＝０制御は、ｄ軸電流指令Ｉｄｃを０に設定し、トルク指令Ｔｍｃに応じて、ｑ軸電流指令Ｉｑｃを変化させる制御方法である。最大トルク磁束制御は、同一トルク発生時に鎖交磁束が最小となるように、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する制御方法である。
トルク電流演算部４０は、回転電機ＭＧに出力させるトルク指令Ｔｍｃに基づいて、回転電機ＭＧに流す電流の指令値を推定ｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する機能部である。なお、トルク電流演算部４０で算出されたｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂとして出力される。
本実施形態では、トルク電流演算部４０は、トルク指令Ｔｍｃのトルクを回転電機ＭＧに出力させるようなｄ軸電流指令Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃを算出するように構成されている。図５（ａ）において、等トルク曲線として示されているように、回転電機ＭＧに同じ大きさのトルクを出力させるような、ｄ軸電流指令Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃの組み合わせは無数に存在する。そこで、トルク電流演算部４０は、最大トルク電流制御、弱め磁束制御、Ｉｄ＝０制御、及び最大トルク磁束制御などの電流ベクトル制御方法に従って、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する。最大トルク電流制御は、同一電流に対して発生トルクを最大にするようなｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する制御方法である。弱め磁束制御は、負のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸電機子反作用による減磁効果を利用してｄ軸方向の磁束を減少させるように、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する制御方法である。Ｉｄ＝０制御は、ｄ軸電流指令Ｉｄｃを０に設定し、トルク指令Ｔｍｃに応じて、ｑ軸電流指令Ｉｑｃを変化させる制御方法である。最大トルク磁束制御は、同一トルク発生時に鎖交磁束が最小となるように、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する制御方法である。
電流ベクトル制御方法が最大トルク電流制御に決定されている場合は、トルク電流演算部４０は、図５（ａ）に示すような最大トルク電流曲線上に、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを決定する。ここで、最大トルク電流曲線は、最大トルク電流制御を行う際に、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑが取り得る値をつないでなる曲線である。
一方、電流ベクトル制御方法が弱め磁束制御に決定されている場合は、トルク電流演算部４０は、負のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸電機子反作用による減磁効果を利用してｄ軸方向の磁束を減少させるように、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する。ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、弱め磁束制御に対応して設定されている変調率Ｍ（例えば、０．７８）、直流電圧、及び磁極回転速度に対応する定誘起電圧楕円（電圧制限楕円）上に決定される。
以下では、最大トルク電流制御が行われる場合を例に説明する。
一方、電流ベクトル制御方法が弱め磁束制御に決定されている場合は、トルク電流演算部４０は、負のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸電機子反作用による減磁効果を利用してｄ軸方向の磁束を減少させるように、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する。ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、弱め磁束制御に対応して設定されている変調率Ｍ（例えば、０．７８）、直流電圧、及び磁極回転速度に対応する定誘起電圧楕円（電圧制限楕円）上に決定される。
以下では、最大トルク電流制御が行われる場合を例に説明する。
図５（ａ）に示すように、トルク電流演算部４０は、トルク指令Ｔｍｃが０から増加するにつれ、最大トルク電流曲線に沿って、ｑ軸電流指令Ｉｑｃを０から増加させ、ｄ軸電流指令Ｉｄｃを０から減少させる。一方、トルク電流演算部４０は、トルク指令Ｔｍｃが０から減少するにつれ、最大トルク電流曲線に沿って、ｑ軸電流指令Ｉｑｃを０から減少させ、ｄ軸電流指令Ｉｄｃを０から減少させる。図５（ｂ）（ｃ）に、トルク指令Ｔｍｃに対する各電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの関係特性を示すように、ｑ軸電流指令Ｉｑｃは、トルク指令Ｔｍｃの増加に対して単調増加するように算出される。一方、ｄ軸電流指令Ｉｄｃは、トルク指令Ｔｍｃが０未満の場合は、トルク指令Ｔｍｃの増加に対して単調増加するように算出され、トルク指令Ｔｍｃが０より大きい場合は、トルク指令Ｔｍｃの増加に対して単調減少するように算出される。
１−２．実電流演算部４３
実電流演算部４３は、推定磁極位置θｅｅに基づいて、回転電機ＭＧに流れる三相実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを推定ｄｑ軸回転座標系の値に座標変換して、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅを演算する機能部である。本実施形態では、実電流演算部４３は、電流センサＳｅ１により検出した各相のコイルを流れる実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、推定磁極位置θｅｅに基づいて、三相二相変換及び回転座標変換を行って、推定ｄｑ軸回転座標系で表した推定ｄ軸実電流Ｉｄｅ、推定ｑ軸実電流Ｉｑｅに変換する。
実電流演算部４３は、推定磁極位置θｅｅに基づいて、回転電機ＭＧに流れる三相実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを推定ｄｑ軸回転座標系の値に座標変換して、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅを演算する機能部である。本実施形態では、実電流演算部４３は、電流センサＳｅ１により検出した各相のコイルを流れる実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、推定磁極位置θｅｅに基づいて、三相二相変換及び回転座標変換を行って、推定ｄｑ軸回転座標系で表した推定ｄ軸実電流Ｉｄｅ、推定ｑ軸実電流Ｉｑｅに変換する。
１−３．電流制御部４１
回転電機制御装置３０は、式（１）に示すように、トルク電流演算部４０が算出した基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂに、高周波重畳部３１が算出した高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈを加算した値を、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃとして設定する。
電流制御部４１は、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅがｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに近づくように、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを変化させる機能部である。
電流制御部４１は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに重畳している高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈ成分に、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅが追従するように、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを変化させる。
本実施形態では、電流制御部４１は、基本フィードバック制御器、非干渉制御器、内部モデル制御器を備えている。電流制御部４１は、式（２）に示すように、各制御器が算出した、基本電圧指令Ｖｂｄ、Ｖｂｑ、非干渉電圧指令Ｖｄｄ、Ｖｄｑ、及び内部モデル電圧指令Ｖｉｄ、Ｖｉｑを足し合わせて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを算出する。
回転電機制御装置３０は、式（１）に示すように、トルク電流演算部４０が算出した基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂに、高周波重畳部３１が算出した高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈを加算した値を、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃとして設定する。
電流制御部４１は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに重畳している高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈ成分に、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅが追従するように、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを変化させる。
本実施形態では、電流制御部４１は、基本フィードバック制御器、非干渉制御器、内部モデル制御器を備えている。電流制御部４１は、式（２）に示すように、各制御器が算出した、基本電圧指令Ｖｂｄ、Ｖｂｑ、非干渉電圧指令Ｖｄｄ、Ｖｄｑ、及び内部モデル電圧指令Ｖｉｄ、Ｖｉｑを足し合わせて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを算出する。
＜基本フィードバック制御器＞
基本フィードバック制御器は、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈが重畳しているｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃと推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに基づいて、フィードバック演算を行って基本電圧指令Ｖｂｄ、Ｖｂｑを算出する。
本実施形態では、基本フィードバック制御器は、式（３）、式（４）に示すように、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに基づいて、比例演算及び積分演算を行って基本電圧指令Ｖｂｄ、Ｖｂｑを算出する比例積分（ＰＩ）制御器とされている。
ここで、Ｋｐｄは、ｄ軸比例ゲインであり、Ｋｐｑは、ｑ軸比例ゲインであり、Ｋｉｄは、ｄ軸積分ゲインであり、Ｋｉｑは、ｑ軸積分ゲインである。
なお、基本フィードバック制御器は、比例積分（ＰＩ）制御以外のフィードバック制御、例えば、比例積分微分（ＰＩＤ）制御などを行う制御器とされていてもよい。
基本フィードバック制御器は、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈが重畳しているｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃと推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに基づいて、フィードバック演算を行って基本電圧指令Ｖｂｄ、Ｖｂｑを算出する。
本実施形態では、基本フィードバック制御器は、式（３）、式（４）に示すように、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに基づいて、比例演算及び積分演算を行って基本電圧指令Ｖｂｄ、Ｖｂｑを算出する比例積分（ＰＩ）制御器とされている。
なお、基本フィードバック制御器は、比例積分（ＰＩ）制御以外のフィードバック制御、例えば、比例積分微分（ＰＩＤ）制御などを行う制御器とされていてもよい。
＜非干渉制御器＞
非干渉制御器は、ｄｑ軸間の干渉を相殺するように、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに基づいて、式（５）に示すようなフィードフォワード的な非干渉化の演算を行って、非干渉電圧指令Ｖｄｄ、Ｖｄｑを算出する。
ここで、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンスであり、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスであり、Φは、磁石による鎖交磁束である。
本実施形態では、非干渉制御器は、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈが重畳していない基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂに基づいて、非干渉電圧指令Ｖｄｄ、Ｖｄｑを算出するように構成されている。
非干渉制御器は、ｄｑ軸間の干渉を相殺するように、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに基づいて、式（５）に示すようなフィードフォワード的な非干渉化の演算を行って、非干渉電圧指令Ｖｄｄ、Ｖｄｑを算出する。
本実施形態では、非干渉制御器は、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈが重畳していない基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂに基づいて、非干渉電圧指令Ｖｄｄ、Ｖｄｑを算出するように構成されている。
＜内部モデル制御器＞
内部モデル制御器は、トルク指令Ｔｍｃに周期的な振動成分が含まれる場合に、当該周期的な振動成分によって周期的に振動する基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂへの追従性を向上させるために、内部モデル原理の制御理論に基づいて設計された制御器である。
ここで、内部モデル原理とは、フィードバック系の内部に、指令値の極と同じ極を有する制御器を導入することが有効であるという制御理論である。
内部モデル制御器は、各基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂに含まれる振動成分の周波数ωｉｄ、ωｉｑの周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算により、内部モデル電圧指令Ｖｉｄ、Ｖｉｑを算出する。
内部モデル制御器は、トルク指令Ｔｍｃに周期的な振動成分が含まれる場合に、当該周期的な振動成分によって周期的に振動する基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂへの追従性を向上させるために、内部モデル原理の制御理論に基づいて設計された制御器である。
ここで、内部モデル原理とは、フィードバック系の内部に、指令値の極と同じ極を有する制御器を導入することが有効であるという制御理論である。
内部モデル制御器は、各基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂに含まれる振動成分の周波数ωｉｄ、ωｉｑの周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算により、内部モデル電圧指令Ｖｉｄ、Ｖｉｑを算出する。
本実施形態では、内部モデル制御器は、式（６）、式（７）に示すように、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに基づいて、周波数ωｉｄ、ωｉｑの正弦波又は余弦波の周期関数に対応する伝達関数を分母に有する高調波モデルを用いた演算を行って、内部モデル電圧指令Ｖｉｄ、Ｖｉｑを算出する。
高調波モデルの伝達関数の分子Ｂｄ（ｓ）、Ｂｑ（ｓ）は、電流フィードバック制御系の安定性が確保されるように設定される。
１−４．電圧制御部４２
電圧制御部４２は、交流電圧指令算出部と、インバータ制御部とを備えている。交流電圧指令算出部は、推定磁極位置θｅｅに基づいて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、三相の電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに変換する機能部である。インバータ制御部は、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づき、インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御して、回転電機ＭＧに印加する電圧を制御する機能部である。
１−４−１．交流電圧指令算出部
＜パルス幅変調制御＞
交流電圧指令算出部は、インバータＩＮの制御方式としてパルス幅変調制御が設定されている場合は、推定ｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、推定磁極位置θｅｅに基づいて、固定座標変換及び二相三相変換を行って、三相それぞれのコイルへの電圧指令である三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに変換する。
過変調パルス幅変調制御が設定されている場合は、インバータＩＮの出力電圧波形における基本波成分の変調率Ｍが、目標とする変調率Ｍに一致するように、固定座標変換及び二相三相変換に加えて、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを歪ませる振幅補正が行われる。
なお、回転電機制御装置３０は、式（８）に示すように、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃ及び直流電圧ＶＨに基づいて、変調率Ｍを算出するように構成されている。直流電圧ＶＨは、電圧センサにより検出された、蓄電装置Ｂｔの電圧である。
電圧制御部４２は、交流電圧指令算出部と、インバータ制御部とを備えている。交流電圧指令算出部は、推定磁極位置θｅｅに基づいて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、三相の電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに変換する機能部である。インバータ制御部は、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づき、インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御して、回転電機ＭＧに印加する電圧を制御する機能部である。
１−４−１．交流電圧指令算出部
＜パルス幅変調制御＞
交流電圧指令算出部は、インバータＩＮの制御方式としてパルス幅変調制御が設定されている場合は、推定ｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、推定磁極位置θｅｅに基づいて、固定座標変換及び二相三相変換を行って、三相それぞれのコイルへの電圧指令である三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに変換する。
過変調パルス幅変調制御が設定されている場合は、インバータＩＮの出力電圧波形における基本波成分の変調率Ｍが、目標とする変調率Ｍに一致するように、固定座標変換及び二相三相変換に加えて、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを歪ませる振幅補正が行われる。
なお、回転電機制御装置３０は、式（８）に示すように、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃ及び直流電圧ＶＨに基づいて、変調率Ｍを算出するように構成されている。直流電圧ＶＨは、電圧センサにより検出された、蓄電装置Ｂｔの電圧である。
＜矩形波制御＞
交流電圧指令算出部は、インバータＩＮの制御方式として矩形波制御が設定されている場合は、推定ｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ軸電圧指令ベクトルの位相θｖを、式（９）に従い算出し、推定磁極位置θｅｅと位相θｖに基づいて、位相が調整された１パルス矩形波の三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出する。
ここで、ｄｑ軸電圧指令ベクトルは、推定ｄｑ軸回転座標系において原点からｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃの座標点に向うベクトルである。ｄｑ軸電圧指令ベクトルの位相θｖは、推定ｑ軸に対するｄｑ軸電圧指令ベクトルの電気角での位相である。
なお、回転電機制御装置３０は、インバータＩＮの制御方式、電流ベクトル制御方法などの制御モードを、推定磁極回転速度ωｅｅ、トルク指令Ｔｍｃ、変調率Ｍなどに基づいて設定する。
交流電圧指令算出部は、インバータＩＮの制御方式として矩形波制御が設定されている場合は、推定ｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ軸電圧指令ベクトルの位相θｖを、式（９）に従い算出し、推定磁極位置θｅｅと位相θｖに基づいて、位相が調整された１パルス矩形波の三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出する。
なお、回転電機制御装置３０は、インバータＩＮの制御方式、電流ベクトル制御方法などの制御モードを、推定磁極回転速度ωｅｅ、トルク指令Ｔｍｃ、変調率Ｍなどに基づいて設定する。
１−４−２．インバータ制御部
インバータ制御部は、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づき、インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。
＜パルス幅変調制御＞
インバータ制御部は、インバータＩＮの制御方式としてパルス幅変調制御が設定されている場合は、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと搬送波とに基づいてスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。代表的には、直流電圧ＶＨの振幅を有する三角波の搬送波と、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと、の比較結果に基づき、インバータ制御信号Ｓｕｖｗが生成される。
あるいは、変調率Ｍと、式（９）に基づいて算出されたｄｑ軸電圧指令ベクトルの位相θｖと、推定磁極位置θｅｅと、に基づいて、スイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成するように構成されてもよい。
インバータ制御部は、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づき、インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。
＜パルス幅変調制御＞
インバータ制御部は、インバータＩＮの制御方式としてパルス幅変調制御が設定されている場合は、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと搬送波とに基づいてスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。代表的には、直流電圧ＶＨの振幅を有する三角波の搬送波と、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと、の比較結果に基づき、インバータ制御信号Ｓｕｖｗが生成される。
あるいは、変調率Ｍと、式（９）に基づいて算出されたｄｑ軸電圧指令ベクトルの位相θｖと、推定磁極位置θｅｅと、に基づいて、スイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成するように構成されてもよい。
＜矩形波制御＞
インバータ制御部は、インバータＩＮの制御方式として矩形波制御が設定されている場合は、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいてロータの電気角に同期してスイッチング素子を１回ずつオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。
あるいは、矩形波制御が設定されている場合は、交流電圧指令算出部は三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出せずに、インバータ制御部は、推定磁極位置θｅｅとｄｑ軸電圧指令ベクトルの位相θｖに基づいて、直接、インバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成するように構成されてもよい。
インバータ制御部は、インバータＩＮの制御方式として矩形波制御が設定されている場合は、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいてロータの電気角に同期してスイッチング素子を１回ずつオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。
あるいは、矩形波制御が設定されている場合は、交流電圧指令算出部は三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出せずに、インバータ制御部は、推定磁極位置θｅｅとｄｑ軸電圧指令ベクトルの位相θｖに基づいて、直接、インバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成するように構成されてもよい。
１−５．高周波重畳部３１
高周波重畳部３１は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈを重畳する。
本実施形態では、高周波重畳部３１は、式（１０）及び図３に示すように、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈを、推定ｄｑ軸回転座標系において、原点を中心にした半径Ｉｈの円周上を、位相が進む方向（ロータの回転方向）に高周波周波数ωｈで回転する座標点となるように設定する。このため、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、ＩｑｃｈのＵ相コイルに対する回転周波数は、推定ｄ軸のＵ相コイルに対する回転周波数よりも高くなり、高周波成分となる。
高周波重畳部３１は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈを重畳する。
本実施形態では、高周波重畳部３１は、式（１０）及び図３に示すように、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈを、推定ｄｑ軸回転座標系において、原点を中心にした半径Ｉｈの円周上を、位相が進む方向（ロータの回転方向）に高周波周波数ωｈで回転する座標点となるように設定する。このため、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、ＩｑｃｈのＵ相コイルに対する回転周波数は、推定ｄ軸のＵ相コイルに対する回転周波数よりも高くなり、高周波成分となる。
１−６．磁極方向調整部３２
磁極方向調整部３２は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃをγδ軸座標系に座標変換した値が、初期設定値をゼロとする高周波目標値θδｈｃに近づくように磁極方向の推定値である推定磁極位置θｅｅを変化させる機能部である。
磁極方向調整部３２は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃをγδ軸座標系に座標変換した値が、初期設定値をゼロとする高周波目標値θδｈｃに近づくように磁極方向の推定値である推定磁極位置θｅｅを変化させる機能部である。
上記のように、推定ｄｑ軸回転座標系において、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈが重畳され、電流制御部４１により、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅを高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈ成分に追従させるようにｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃが変化された結果、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅに含まれる高周波成分である推定ｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅが回転電機ＭＧに印加される。
その結果、推定ｄｑ軸回転座標系において、式（１１）に示す推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅが発生する。なお、式（１１）は、後述する式（１７）に示す、ｄｑ軸磁束干渉が生じない場合の実ｄｑ軸回転座標系における電圧方程式を、推定ｄｑ軸回転座標系における電圧方程式に座標変換すると共に、推定ｄｑ軸回転座標系への座標変換後の実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅに、推定ｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅを代入し、整理して得られる。ここで、推定ｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅは、式（１０）に示す高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈに位相遅れなく追従しているものとしている。
ここで、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンスであり、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスであり、Φは、磁石による鎖交磁束であり、Ｒａは、コイルの抵抗である。
式（１１）の右辺第１〜３項は、推定誤差Δθｅの変化が遅ければ、ほぼ高周波周波数ωｈの周波数成分であり、右辺第４項は、ほぼ直流成分である。よって、推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅに対して、中心角周波数が高周波周波数ωｈのバンドパスフィルタ処理を行えば、式（１２）に示すように、式（１１）の右辺第１〜３項のみを抽出できる。
その結果、推定ｄｑ軸回転座標系において、式（１１）に示す推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅが発生する。なお、式（１１）は、後述する式（１７）に示す、ｄｑ軸磁束干渉が生じない場合の実ｄｑ軸回転座標系における電圧方程式を、推定ｄｑ軸回転座標系における電圧方程式に座標変換すると共に、推定ｄｑ軸回転座標系への座標変換後の実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅに、推定ｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅを代入し、整理して得られる。ここで、推定ｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅは、式（１０）に示す高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈに位相遅れなく追従しているものとしている。
式（１１）の右辺第１〜３項は、推定誤差Δθｅの変化が遅ければ、ほぼ高周波周波数ωｈの周波数成分であり、右辺第４項は、ほぼ直流成分である。よって、推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅに対して、中心角周波数が高周波周波数ωｈのバンドパスフィルタ処理を行えば、式（１２）に示すように、式（１１）の右辺第１〜３項のみを抽出できる。
本実施形態では、図１に示すように、ＢＰＦ６０が、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに対して、高周波周波数ωｈ帯域の成分を通過するバンドパスフィルタ処理を行って、ｄｑ軸フィルタ後電圧指令Ｖｄｃｆ、Ｖｑｃｆを算出する。このバンドパスフィルタ処理により、式（１１）の右辺第４項を除去し、右辺第１〜３項のみを抽出できる。また、バンドパスフィルタ処理により、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに含まれる、基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂに対応する成分も除去できる。
そして、式（１２）に示すバンドパスフィルタ処理後の推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅｆ、Ｖｑｈｅｆを、γδ軸座標系で表したγδ軸高周波電圧Ｖγｈ、Ｖδｈに座標変換すると式（１３）を得る。
本実施形態では、γδ座標変換６１が、ｄｑ軸フィルタ後電圧指令Ｖｄｃｆ、Ｖｑｃｆを、式（１４）に示すように、初期設定値が高周波位相θｈに設定された変換用高周波位相θｈｃに基づいて、γδ軸座標系で表したγδ軸高周波電圧Ｖγｈ、Ｖδｈに座標変換する。
ここで、後述する定常推定誤差補正部３３により、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈが補正されるように構成される場合は、変換用高周波位相θｈｃには、補正後の高周波位相θｈの値が設定される（θｈｃ＝θｈ−２Δθｅｓ）。一方、高周波位相θｈが補正されないように構成される場合は、変換用高周波位相θｈｃには、高周波位相θｈの値がそのまま設定される（θｈｃ＝θｈ）。
図３、図４を用いて説明したように、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈとγδ軸座標系とは、推定ｄｑ軸回転座標系において、逆方向に高周波周波数ωｈで回転しているので、式（１２）の正弦又は余弦の各位相に高周波位相θｈが加算されて、式（１３）が導出される。式（１３）の右辺第１、２項は、高周波周波数ωｈの２倍周波数を有する成分となり、式（１３）の右辺第３項から、高周波周波数ωｈの成分が除去されている。
式（１３）の右辺第３項は、推定誤差Δθｅに関係した項である。高周波周波数ωｈに比べて推定誤差Δθｅの変化は遅いため、この第３項は低周波成分となって現れる。よって、γδ軸高周波電圧Ｖγｈ、Ｖδｈに対して、ローパスフィルタ処理を行えば、式（１５）に示すように、式（１３）の右辺第３項のみを抽出できる。
式（１３）の右辺第３項は、推定誤差Δθｅに関係した項である。高周波周波数ωｈに比べて推定誤差Δθｅの変化は遅いため、この第３項は低周波成分となって現れる。よって、γδ軸高周波電圧Ｖγｈ、Ｖδｈに対して、ローパスフィルタ処理を行えば、式（１５）に示すように、式（１３）の右辺第３項のみを抽出できる。
推定誤差Δθｅが微小であれば、式（１６）に示すように、ｓｉｎ（−２Δθｅ）≒−２Δθｅと近似でき、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆは、Δθｅに比例する。よって、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆがゼロになるように、推定磁極位置θｅｅを調整すれば、推定誤差Δθｅがゼロになり、推定ｄ軸を実ｄ軸に一致させることができる（θｅｒ＝θｅｅ）。
ここで、位相電圧変換ゲインＫｔｈｖは、位相から電圧への変換ゲインに相当する。
本実施形態では、ＬＰＦ６２が、δ軸高周波電圧Ｖδｈに対して、高周波周波数ωｈの２倍周波数より小さいカットオフ周波数が設定されたローパスフィルタ処理を行って、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆを算出する。
単位換算部６５が、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆに位相電圧変換ゲインＫｔｈｖの逆数を乗算して、δ軸フィルタ後高周波位相θδｈｆを算出する（θδｈｆ＝Ｖδｈｆ／Ｋｔｈｖ）。
そして、推定値フィードバック制御部６３が、δ軸フィルタ後高周波位相θδｈｆが、高周波目標値θδｈｃに近づくように、推定磁極回転速度ωｅｅを変化させるフィードバック制御を行う。フィードバック制御として、比例積分制御などの各種の制御を用いることができる。そして、積分器６４が、推定磁極回転速度ωｅｅを積分して、推定磁極位置θｅｅを算出する。このように、本実施形態では、回転により常に変化する実磁極位置θｅｒに比べて変化の少ない実磁極回転速度ωｅｒに対応した推定磁極回転速度ωｅｅを、フィードバック制御により変化させるように構成されているので、回転速度の変化がない定常状態において、推定磁極位置θｅｅの推定精度を高めることができる。
ここで、後述する定常推定誤差補正部３３により、高周波目標値θδｈｃが補正されるように構成される場合は、高周波目標値θδｈｃには、補正後の高周波目標値θδｈｃの値が設定される（θδｈｃ＝０−Δθｅｓ）。一方、高周波目標値θδｈｃが補正されないように構成される場合は、高周波目標値θδｈｃには、ゼロがそのまま設定される（θδｈｃ＝０）。
単位換算部６５が、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆに位相電圧変換ゲインＫｔｈｖの逆数を乗算して、δ軸フィルタ後高周波位相θδｈｆを算出する（θδｈｆ＝Ｖδｈｆ／Ｋｔｈｖ）。
そして、推定値フィードバック制御部６３が、δ軸フィルタ後高周波位相θδｈｆが、高周波目標値θδｈｃに近づくように、推定磁極回転速度ωｅｅを変化させるフィードバック制御を行う。フィードバック制御として、比例積分制御などの各種の制御を用いることができる。そして、積分器６４が、推定磁極回転速度ωｅｅを積分して、推定磁極位置θｅｅを算出する。このように、本実施形態では、回転により常に変化する実磁極位置θｅｒに比べて変化の少ない実磁極回転速度ωｅｒに対応した推定磁極回転速度ωｅｅを、フィードバック制御により変化させるように構成されているので、回転速度の変化がない定常状態において、推定磁極位置θｅｅの推定精度を高めることができる。
ここで、後述する定常推定誤差補正部３３により、高周波目標値θδｈｃが補正されるように構成される場合は、高周波目標値θδｈｃには、補正後の高周波目標値θδｈｃの値が設定される（θδｈｃ＝０−Δθｅｓ）。一方、高周波目標値θδｈｃが補正されないように構成される場合は、高周波目標値θδｈｃには、ゼロがそのまま設定される（θδｈｃ＝０）。
１−７．定常推定誤差補正部３３
定常推定誤差補正部３３は、ｄｑ軸磁束干渉に関し、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃ又は回転電機ＭＧへのトルク指令Ｔｍｃに基づいて、ｄｑ軸磁束干渉により生じる推定磁極位置θｅｅの誤差である磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出し、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒに基づいて、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈ、又は高周波目標値θδｈｃを補正する機能部である。
本実施形態では、定常推定誤差補正部３３は、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒに加えて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃの演算周期ΔＴｏにより生じる推定磁極位置θｅｅである演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓにも基づいて、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈ、又は高周波目標値θδｈｃを補正するように構成されている。
すなわち、本実施形態では、図１に示すように、定常推定誤差補正部３３は、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒと演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓとを足し合わせて、定常推定誤差Δθｅｓを算出する（Δθｅｓ＝Δθｅｓｃｒ＋Δθｅｓｄｓ）。
定常推定誤差補正部３３は、ｄｑ軸磁束干渉に関し、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃ又は回転電機ＭＧへのトルク指令Ｔｍｃに基づいて、ｄｑ軸磁束干渉により生じる推定磁極位置θｅｅの誤差である磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出し、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒに基づいて、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈ、又は高周波目標値θδｈｃを補正する機能部である。
本実施形態では、定常推定誤差補正部３３は、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒに加えて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃの演算周期ΔＴｏにより生じる推定磁極位置θｅｅである演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓにも基づいて、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈ、又は高周波目標値θδｈｃを補正するように構成されている。
すなわち、本実施形態では、図１に示すように、定常推定誤差補正部３３は、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒと演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓとを足し合わせて、定常推定誤差Δθｅｓを算出する（Δθｅｓ＝Δθｅｓｃｒ＋Δθｅｓｄｓ）。
定常推定誤差補正部３３は、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈを補正するように構成されている場合は、定常推定誤差Δθｅｓを２倍した値を、高周波位相θｈから減算して、変換用高周波位相θｈｃを算出するように構成されている（θｈｃ＝θｈ−２Δθｅｓ）。なお、定常推定誤差補正部３３は、高周波位相θｈを補正しないように構成されている場合は、高周波位相θｈがそのまま変換用高周波位相θｈｃとして設定されるように構成されている（θｈｃ＝θｈ）。
一方、定常推定誤差補正部３３は、高周波目標値θδｈｃを補正するように構成されている場合は、定常推定誤差Δθｅｓを、初期設定値ゼロから減算して、高周波目標値θδｈｃを設定するように構成されている（θδｈｃ＝０−Δθｅｓ）。定常推定誤差補正部３３は、高周波目標値θδｈｃを補正しないように構成されている場合は、ゼロがそのまま高周波目標値θδｈｃとして設定されるように構成されている（θδｈｃ＝０）。
一方、定常推定誤差補正部３３は、高周波目標値θδｈｃを補正するように構成されている場合は、定常推定誤差Δθｅｓを、初期設定値ゼロから減算して、高周波目標値θδｈｃを設定するように構成されている（θδｈｃ＝０−Δθｅｓ）。定常推定誤差補正部３３は、高周波目標値θδｈｃを補正しないように構成されている場合は、ゼロがそのまま高周波目標値θδｈｃとして設定されるように構成されている（θδｈｃ＝０）。
図１に示す切替器５１及び切替器５３は、定常推定誤差補正部３３における、択一的な構成を便宜上示すものであって、実際には回転電機制御装置３０に備えられていない。切替器５１及び切替器５３によって接続された一方に対応する構成のみが、回転電機制御装置３０に備えられ、接続されていない他方の構成は、回転電機制御装置３０に備えられない。
以下、定常推定誤差補正部３３の各部の構成について詳細に説明する。
以下、定常推定誤差補正部３３の各部の構成について詳細に説明する。
１−７−１．磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒ
まず、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒについて説明する。
磁極方向の推定は、ｑ軸インダクタンスＬｑがｄ軸インダクタンスＬｄより大きいことによる突極性を利用している。すなわち、式（１１）から式（１６）を用いて説明した原理により、円の軌跡を描く推定ｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅへの応答成分として、推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅの軌跡の突方向（長径方向）がｑ軸方向として推定されるように構成されている。
まず、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒについて説明する。
磁極方向の推定は、ｑ軸インダクタンスＬｑがｄ軸インダクタンスＬｄより大きいことによる突極性を利用している。すなわち、式（１１）から式（１６）を用いて説明した原理により、円の軌跡を描く推定ｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅへの応答成分として、推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅの軌跡の突方向（長径方向）がｑ軸方向として推定されるように構成されている。
＜ｄｑ軸磁束干渉が生じない場合＞
本実施形態に係わる回転電機ＭＧとは異なり、ｄｑ軸磁束干渉が生じない回転電機の場合の、実ｄｑ軸回転座標系における電圧方程式は、式（１７）に示すようになる。ここで、ｐは、微分演算子（d/dt）を表す。
式（１０）に示すようなｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈ、Ｉｑｈを回転電機ＭＧに印加した場合のｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈ、Ｖｑｈは、式（１８）に示すように近似できる。ここで、実磁極回転速度ωｅｒに対して十分大きい高周波周波数ωｈの高周波電流を印加すると仮定してωｅｒ＝０、Ｒａ＝０と近似している。
式（１８）に示すｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈ、Ｖｑｈの軌跡は、図６（ａ）に示すように、突極性によりｑ軸方向が長径（ＬｑＩｈωｈ）となり、ｄ軸方向が短径（ＬｄＩｈωｈ）となる楕円になる。すなわち、インダクタンスの突極方向と、ｑ軸方向が一致している。
よって、ｄｑ軸磁束干渉が生じない回転電機の場合は、高周波電圧軌跡の突方向（長径）に推定される推定ｑ軸と、実ｑ軸とが一致するため、ｄｑ軸磁束干渉による推定誤差が生じない。
本実施形態に係わる回転電機ＭＧとは異なり、ｄｑ軸磁束干渉が生じない回転電機の場合の、実ｄｑ軸回転座標系における電圧方程式は、式（１７）に示すようになる。ここで、ｐは、微分演算子（d/dt）を表す。
よって、ｄｑ軸磁束干渉が生じない回転電機の場合は、高周波電圧軌跡の突方向（長径）に推定される推定ｑ軸と、実ｑ軸とが一致するため、ｄｑ軸磁束干渉による推定誤差が生じない。
＜ｄｑ軸磁束干渉が生じる場合＞
本実施形態のように、ｄｑ軸磁束干渉が生じる回転電機ＭＧでは、回転電機ＭＧを流れる電流が大きくなると、電流ベクトル方向（ｑ軸）に磁気飽和が生じ、その影響でｄ−ｑ軸間に相互干渉が生じる。これにより、ｄ軸とｑ軸との一方の軸の電流変化が他方の軸の磁束に影響を与えるｄｑ軸磁束干渉が生じる。
このようにｄｑ軸磁束干渉が生じる回転電機ＭＧの場合の、実ｄｑ軸回転座標系における電圧方程式は、式（１９）に示すようになる。
ここで、Ｌｄｈは、ｄ軸の高周波自己インダクタンスであり、Ｌｑｈは、ｑ軸の高周波自己インダクタンスであり、Ｌｄｑｈは、ｑ軸電流Ｉｑにより生じるｄ軸の高周波相互インダクタンスであり、Ｌｑｄｈは、ｄ軸電流Ｉｄにより生じるｑ軸の高周波相互インダクタンスである。高周波相互インダクタンスＬｄｑｈ、Ｌｑｄｈが、ｄｑ軸磁束干渉により生じる成分である。
本実施形態のように、ｄｑ軸磁束干渉が生じる回転電機ＭＧでは、回転電機ＭＧを流れる電流が大きくなると、電流ベクトル方向（ｑ軸）に磁気飽和が生じ、その影響でｄ−ｑ軸間に相互干渉が生じる。これにより、ｄ軸とｑ軸との一方の軸の電流変化が他方の軸の磁束に影響を与えるｄｑ軸磁束干渉が生じる。
このようにｄｑ軸磁束干渉が生じる回転電機ＭＧの場合の、実ｄｑ軸回転座標系における電圧方程式は、式（１９）に示すようになる。
各高周波インダクタンスＬｄｈ、Ｌｑｈ、Ｌｄｑｈ、Ｌｑｄｈは、図７の例に示すような、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの関数であるｄ軸の鎖交磁束λｄ及びｑ軸の鎖交磁束λｑを用いて、式（２０）により得られる。
ここで、ΔＩｄ、ΔＩｑは、それぞれｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの微小変化を表す。
図７（ａ）の例に示すように、ｄ軸の鎖交磁束λｄは、基本的にｄ軸電流Ｉｄが増加するにつれ増加するが、ｄｑ軸磁束干渉により、ｑ軸電流Ｉｑの変化によっても変化する。図７（ｂ）の例に示すように、ｑ軸の鎖交磁束λｑは、基本的にｑ軸電流Ｉｑが増加するにつれ増加するが、ｄｑ軸磁束干渉により、ｄ軸電流Ｉｄの変化によっても変化する。各鎖交磁束λｄ、λｑは、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの動作点によって傾向が変化する非線形性が強い特性となっている。
なお、図７では、各鎖交磁束λｄ、λｑの等磁束曲線を、磁束０から増加又は減少方向に所定の磁束間隔Δλｄ、Δλｑで示している。等磁束曲線は、所定の鎖交磁束λｄ、λｑとなるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの軌跡である。また、各鎖交磁束λｄ、λｑは、ＦＥＭ、又は実験により得ることができる。
図７（ａ）の例に示すように、ｄ軸の鎖交磁束λｄは、基本的にｄ軸電流Ｉｄが増加するにつれ増加するが、ｄｑ軸磁束干渉により、ｑ軸電流Ｉｑの変化によっても変化する。図７（ｂ）の例に示すように、ｑ軸の鎖交磁束λｑは、基本的にｑ軸電流Ｉｑが増加するにつれ増加するが、ｄｑ軸磁束干渉により、ｄ軸電流Ｉｄの変化によっても変化する。各鎖交磁束λｄ、λｑは、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの動作点によって傾向が変化する非線形性が強い特性となっている。
なお、図７では、各鎖交磁束λｄ、λｑの等磁束曲線を、磁束０から増加又は減少方向に所定の磁束間隔Δλｄ、Δλｑで示している。等磁束曲線は、所定の鎖交磁束λｄ、λｑとなるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの軌跡である。また、各鎖交磁束λｄ、λｑは、ＦＥＭ、又は実験により得ることができる。
実ｄｑ軸回転座標系において、円の軌跡を描くｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈ、Ｉｑｈを回転電機ＭＧに印加した場合のｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈ、Ｖｑｈは、式（１８）と同様にωｅｒ＝０、Ｒａ＝０と近似すると、式（２１）に示すように近似できる。
式（２１）に示すｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈ、Ｖｑｈの軌跡は、図６（ｂ）に示すように、ｄｑ軸磁束干渉により、長径方向が実ｑ軸に対して偏角Δθｃｒ（以下、磁束干渉偏角Δθｃｒと称す）を有する楕円になる。すなわち、ｄｑ軸磁束干渉により、インダクタンスの突極方向が、ｑ軸方向に対して傾いている。
よって、ｄｑ軸磁束干渉が生じる場合は、高周波電圧軌跡の突方向（長径方向）に推定される推定ｑ軸は、磁束干渉偏角Δθｃｒに対応する定常的な推定誤差Δθｅである磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを有する。
よって、ｄｑ軸磁束干渉が生じる場合は、高周波電圧軌跡の突方向（長径方向）に推定される推定ｑ軸は、磁束干渉偏角Δθｃｒに対応する定常的な推定誤差Δθｅである磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを有する。
実ｄｑ軸回転座標系におけるｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈ、Ｖｑｈの式（２１）を、推定ｄｑ軸回転座標系に座標変換して、推定ｄｑ軸回転座標系における推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅの式（２２）を得る。
式（１０）に示す高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈに対応する推定ｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅが回転電機ＭＧに印加されるとすると、式（２２）は式（２３）のように整理できる。
式（２３）の右辺第１項は、式（１１）の右辺第２項に対応しており、式（２３）の右辺第２項は、式（１１）の右辺第３項に対応している。上記で説明した、磁極方向の推定制御によるバンドパスフィルタ処理、γδ軸座標系への座標変換、ローパスフィルタ処理により、式（１５）に対応するγδ軸フィルタ後高周波電圧Ｖγｈｆ、Ｖδｈｆは、式（２４）のようになる。
そして、式（２４）のδ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆは、式（２５）のように近似できる。
磁極方向の推定制御により、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆがゼロになるように推定磁極位置θｅｅが調整されると、Δθｅ−Δθｃｒ＝０になり、磁束干渉偏角Δθｃｒの値の定常的な推定誤差Δθｅが生じる（Δθｅ＝Δθｃｒ）。磁束干渉偏角Δθｃｒにより生じる定常的な推定誤差Δθｅを、式（２６）に示すように、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒと定義する。
＜磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒの補償＞
磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを補償するために、２つの方法が考えられる。
第一の方法は、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈを補正する方法である。第二の方法は、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆの目標値である高周波目標値θδｈｃを補正する方法である。
磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを補償するために、２つの方法が考えられる。
第一の方法は、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈを補正する方法である。第二の方法は、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆの目標値である高周波目標値θδｈｃを補正する方法である。
＜γδ軸座標系の補正＞
まず、第一の方法について説明する。
第一の方法では、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈを、予め同定しておいた磁束干渉偏角Δθｃｒ（磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒ）に基づいて補正する。
具体的には、推定ｄｑ軸回転座標系において、γ軸を、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈの回転方向（γ軸の回転方向の反対方向）に、磁束干渉偏角Δθｃｒの２倍位相分だけ変化させる補正を行い、当該干渉補正後のγδ軸回転座標系への座標変換を行う。
本実施形態では、図８に示すように、γ軸の回転方向は、位相が遅れる方向（ロータの回転方向の反対方向）に設定されているので、γ軸を、磁束干渉偏角Δθｃｒの２倍位相分だけ位相が進む方向（ロータの回転方向）に変化させる補正を行う。よって、干渉補正後のγ軸は、推定ｄ軸に対して、高周波位相θｈから磁束干渉偏角Δθｃｒの２倍位相を減算した位相（θｈｃ＝θｈ−２Δθｃｒ）分だけ位相が遅れた方向に定められる。
まず、第一の方法について説明する。
第一の方法では、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈを、予め同定しておいた磁束干渉偏角Δθｃｒ（磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒ）に基づいて補正する。
具体的には、推定ｄｑ軸回転座標系において、γ軸を、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈの回転方向（γ軸の回転方向の反対方向）に、磁束干渉偏角Δθｃｒの２倍位相分だけ変化させる補正を行い、当該干渉補正後のγδ軸回転座標系への座標変換を行う。
本実施形態では、図８に示すように、γ軸の回転方向は、位相が遅れる方向（ロータの回転方向の反対方向）に設定されているので、γ軸を、磁束干渉偏角Δθｃｒの２倍位相分だけ位相が進む方向（ロータの回転方向）に変化させる補正を行う。よって、干渉補正後のγ軸は、推定ｄ軸に対して、高周波位相θｈから磁束干渉偏角Δθｃｒの２倍位相を減算した位相（θｈｃ＝θｈ−２Δθｃｒ）分だけ位相が遅れた方向に定められる。
従って、式（１３）を用いて説明したγδ軸座標系への座標変換において、−θｈに対して、磁束干渉偏角Δθｃｒの２倍位相分を進めて、γδ軸座標系への座標変換を行う。式（２３）に示す推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅに対して、干渉補正後のγδ軸座標系への座標変換を行うと、γδ軸高周波電圧Ｖγｈ、Ｖδｈは式（２７）のようになる。
式（２７）の右辺第１項は、ローパスフィルタ処理により除去されるので、γδ軸フィルタ後高周波電圧Ｖγｈｆ、Ｖδｈｆは、干渉補正により式（２４）及び式（２５）から式（２８）のように変化する。
そして、式（２８）のδ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆがゼロになるように、推定磁極位置θｅｅを調整すれば、推定誤差Δθｅをゼロにすることができる。従って、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈを、予め同定しておいた磁束干渉偏角Δθｃｒ（磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒ）に基づいて補正することにより、推定誤差Δθｅをゼロにすることができ、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒが生じないようにすることができる。
＜高周波目標値θδｈｃ＞
次に、第二の方法について説明する。
第二の方法では、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆの目標値である高周波目標値θδｈｃを、予め同定しておいた磁束干渉偏角Δθｃｒ（磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒ）に基づいて補正する。
具体的には、高周波目標値θδｈｃにδ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆに位相電圧変換ゲインＫｔｈｖの逆数を乗算した値θδｈｆが一致するように制御されるので、推定誤差Δθｅが０になるように、高周波目標値θδｈｃを、式（２９）に示すように設定する。
ここで、位相電圧変換ゲインＫｔｈｖは、位相から電圧への変換ゲインに相当する。
よって、高周波目標値θδｈｃを、予め同定しておいた磁束干渉偏角Δθｃｒ（磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒ）に基づいて補正することにより、推定誤差Δθｅがゼロにすることができ、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒが生じないようにすることができる。
次に、第二の方法について説明する。
第二の方法では、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆの目標値である高周波目標値θδｈｃを、予め同定しておいた磁束干渉偏角Δθｃｒ（磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒ）に基づいて補正する。
具体的には、高周波目標値θδｈｃにδ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆに位相電圧変換ゲインＫｔｈｖの逆数を乗算した値θδｈｆが一致するように制御されるので、推定誤差Δθｅが０になるように、高周波目標値θδｈｃを、式（２９）に示すように設定する。
よって、高周波目標値θδｈｃを、予め同定しておいた磁束干渉偏角Δθｃｒ（磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒ）に基づいて補正することにより、推定誤差Δθｅがゼロにすることができ、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒが生じないようにすることができる。
＜磁束干渉誤差演算部３４＞
図１に示すように、定常推定誤差補正部３３に備えられた磁束干渉誤差演算部３４が、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃ又はトルク指令Ｔｍｃに基づいて、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出する。
本実施形態では、磁束干渉誤差演算部３４は、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒに係わる特性が予め設定された干渉誤差特性５０を備えている。本実施形態では、干渉誤差特性５０には、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ又は回転電機ＭＧの出力トルクと、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒとの関係特性が予め設定されている。そして、磁束干渉誤差演算部３４は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃ又はトルク指令Ｔｍｃに基づき、干渉誤差特性５０を用いて、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出するように構成されている。
図１に示すように、定常推定誤差補正部３３に備えられた磁束干渉誤差演算部３４が、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃ又はトルク指令Ｔｍｃに基づいて、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出する。
本実施形態では、磁束干渉誤差演算部３４は、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒに係わる特性が予め設定された干渉誤差特性５０を備えている。本実施形態では、干渉誤差特性５０には、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ又は回転電機ＭＧの出力トルクと、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒとの関係特性が予め設定されている。そして、磁束干渉誤差演算部３４は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃ又はトルク指令Ｔｍｃに基づき、干渉誤差特性５０を用いて、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出するように構成されている。
本実施形態では、図１に示すように、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈが加算される前の基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂに基づいて、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出するように構成されている。なお、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈが加算された後のｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃ、又は実電流演算部４３により演算された推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅに基づいて、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出するように構成されてもよい。
＜ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに基づく場合＞
干渉誤差特性５０が、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒとの関係特性の場合は、図９に示す例のような三次元マップ状の特性を有する。図９には、等磁束干渉推定誤差曲線を、推定誤差０から増加又は減少方向に所定の推定誤差間隔Δθｏで示している。等磁束干渉推定誤差曲線は、所定の磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒとなるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの軌跡である。
干渉誤差特性５０が、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒとの関係特性の場合は、図９に示す例のような三次元マップ状の特性を有する。図９には、等磁束干渉推定誤差曲線を、推定誤差０から増加又は減少方向に所定の推定誤差間隔Δθｏで示している。等磁束干渉推定誤差曲線は、所定の磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒとなるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの軌跡である。
図９の例に示すように、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒは、最大トルク電流曲線に沿って見た場合、ｑ軸電流Ｉｑがゼロから増加するにつれゼロから減少し、ｑ軸電流Ｉｑがゼロから減少するにつれゼロから増加する特性となっている。ｑ軸電流Ｉｑがゼロ付近では、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒはゼロ付近であるが、ｑ軸電流Ｉｑの絶対値が大きくなるに従い、磁気飽和が大きくなり、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒの絶対値が大きくなっている。また、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒは、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑの動作点によって傾向が変化し、非線形性が強い特性となっている。
＜トルク指令Ｔｍｃに基づく場合＞
干渉誤差特性５０が、回転電機ＭＧの出力トルクと磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒとの関係特性の場合は、図１０に示す例のような２次元マップ状の特性を有する。
上記のように、基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂは、最大トルク電流曲線のような、電流ベクトル制御方法毎に設定された制御則に従い、トルク指令Ｔｍｃに基づいて決定される。よって、図５（ｂ）、（ｃ）に示す最大トルク電流制御の場合のように、トルク指令Ｔｍｃと、基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂとの間には、電流ベクトル制御方法毎に所定の対応関係があり、トルク指令Ｔｍｃに応じて、基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂの動作点が特定される。そして、図９に示すような特性を用いて、特定された基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂの動作点における、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを求めることができる。よって、回転電機ＭＧの出力トルクと磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒとの間には、電流ベクトル制御方法毎に所定の関係特性があり、当該電流ベクトル制御方法毎の関係特性が、干渉誤差特性５０に予め設定されている。磁束干渉誤差演算部３４は、設定されている電流ベクトル制御方法に対応する関係特性を用いて、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出するように構成されている。
干渉誤差特性５０が、回転電機ＭＧの出力トルクと磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒとの関係特性の場合は、図１０に示す例のような２次元マップ状の特性を有する。
上記のように、基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂは、最大トルク電流曲線のような、電流ベクトル制御方法毎に設定された制御則に従い、トルク指令Ｔｍｃに基づいて決定される。よって、図５（ｂ）、（ｃ）に示す最大トルク電流制御の場合のように、トルク指令Ｔｍｃと、基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂとの間には、電流ベクトル制御方法毎に所定の対応関係があり、トルク指令Ｔｍｃに応じて、基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂの動作点が特定される。そして、図９に示すような特性を用いて、特定された基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂの動作点における、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを求めることができる。よって、回転電機ＭＧの出力トルクと磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒとの間には、電流ベクトル制御方法毎に所定の関係特性があり、当該電流ベクトル制御方法毎の関係特性が、干渉誤差特性５０に予め設定されている。磁束干渉誤差演算部３４は、設定されている電流ベクトル制御方法に対応する関係特性を用いて、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒを算出するように構成されている。
図１０には、最大トルク電流制御の場合の関係特性の例を示している。磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒは、出力トルクがゼロから増加するにつれゼロから減少し、出力トルクがゼロから減少するにつれゼロから増加している。出力トルクがゼロ付近では、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒはゼロ付近であるが、出力トルクの絶対値が大きくなるに従い、磁気飽和が大きくなり、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒの絶対値が大きくなっている。
＜干渉誤差特性５０の設定値＞
干渉誤差特性５０に設定される磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒの値は、ＦＥＭ又は実験により得た各高周波インダクタンスＬｄｈ、Ｌｑｈ、Ｌｄｑｈ、Ｌｑｄｈに基づき、式（２２）に示す磁束干渉偏角Δθｃｒと各高周波インダクタンスとの関係を表す理論式に対応する式（３０）を用いて、予め算出された値に設定される。或いは、干渉誤差特性５０の値は、実験により予め測定された磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒの値に設定される。
干渉誤差特性５０に設定される磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒの値は、ＦＥＭ又は実験により得た各高周波インダクタンスＬｄｈ、Ｌｑｈ、Ｌｄｑｈ、Ｌｑｄｈに基づき、式（２２）に示す磁束干渉偏角Δθｃｒと各高周波インダクタンスとの関係を表す理論式に対応する式（３０）を用いて、予め算出された値に設定される。或いは、干渉誤差特性５０の値は、実験により予め測定された磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒの値に設定される。
或いは、干渉誤差特性５０は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ又は出力トルクと各高周波インダクタンスＬｄｈ、Ｌｑｈ、Ｌｄｑｈ、Ｌｑｄｈとの関係特性とされてもよい。この場合は、干渉誤差特性５０を用いて算出された各高周波インダクタンスＬｄｈ、Ｌｑｈ、Ｌｄｑｈ、Ｌｑｄｈに基づき、式（２２）に示す磁束干渉偏角Δθｃｒと各高周波インダクタンスとの関係を表す理論式に対応する式（３０）に従って、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒが算出される。
１−７−２．演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓ
次に、演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓについて説明する。
磁極方向の推定制御の基になっている式（１１）の電圧方程式では、同じ時点における実電流及び実電圧が用いられることが前提となっている。
次に、演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓについて説明する。
磁極方向の推定制御の基になっている式（１１）の電圧方程式では、同じ時点における実電流及び実電圧が用いられることが前提となっている。
一方、回転電機制御装置３０では、磁極方向調整部３２が、図１に示すように、実電圧の代わりに、電圧指令であるｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに基づいて、磁極方向を推定するように構成されている。以下で説明するように、電圧指令と、実電圧との間に処理遅れによる時間差及び位相差があるため、定常的な推定誤差Δθｅが生じる。
回転電機制御装置３０は、離散系の制御器とされており、所定の演算周期ΔＴｏ毎に、各制御部の処理を順番に１回ずつ実行する演算サイクルを開始する。
回転電機制御装置３０は、各演算サイクルの開始時点付近で、電流センサＳｅ１などの各センサの出力信号の取得や、各制御部に共通して用いられる高周波位相θｈ及び推定磁極位置θｅｅなどのパラメータの更新を実行し、その後、これらの情報に基づいて、各制御部の処理を順番に実行するように構成されている。よって、同じ演算サイクル内で演算される各制御値は、当該演算サイクルの開始時点において演算されたものとみなすことができる。すなわち、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅ、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃ、高周波位相θｈなどは、演算サイクルの開始時点で演算されたとみなすことができる。
回転電機制御装置３０は、各演算サイクルの開始時点付近で、電流センサＳｅ１などの各センサの出力信号の取得や、各制御部に共通して用いられる高周波位相θｈ及び推定磁極位置θｅｅなどのパラメータの更新を実行し、その後、これらの情報に基づいて、各制御部の処理を順番に実行するように構成されている。よって、同じ演算サイクル内で演算される各制御値は、当該演算サイクルの開始時点において演算されたものとみなすことができる。すなわち、推定ｄｑ軸実電流Ｉｄｅ、Ｉｑｅ、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃ、高周波位相θｈなどは、演算サイクルの開始時点で演算されたとみなすことができる。
しかし、図１１に示すように、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃが演算されたとみなされる演算サイクルの開始時点から、算出されたｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃが回転電機ＭＧに印加される電圧に反映されるまでには、電流制御部４１及び電圧制御部４２などによる処理遅れが生じる。よって、磁極方向調整部３２が基づく電圧情報は、実電流および実電圧に対して、処理遅れ時間ΔＴｄｓだけ進んだ情報であるため、当該処理遅れ時間ΔＴｄｓに応じた推定誤差Δθｅが生じる。なお、処理遅れ時間ΔＴｄｓについては後述する。
図１２及び式（３１）に示すように、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに含まれる高周波周波数ωｈ成分であるｄｑ軸高周波電圧指令Ｖｄｃｈ、Ｖｑｃｈは、推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅに対して、処理遅れにより生じる処理遅れ位相Δθｄｓだけ位相が進んでいる。ここで、処理遅れ位相Δθｄｓは、処理遅れ時間ΔＴｄｓに高周波周波数ωｈを乗算した位相になる。
式（３１）に、式（１１）を代入して整理すると、ｄｑ軸高周波電圧指令Ｖｄｃｈ、Ｖｑｃｈと、推定ｄｑ軸高周波実電流Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅに関する式（３２）を得る。
図１２及び式（３１）に示すように、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに含まれる高周波周波数ωｈ成分であるｄｑ軸高周波電圧指令Ｖｄｃｈ、Ｖｑｃｈは、推定ｄｑ軸高周波実電圧Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅに対して、処理遅れにより生じる処理遅れ位相Δθｄｓだけ位相が進んでいる。ここで、処理遅れ位相Δθｄｓは、処理遅れ時間ΔＴｄｓに高周波周波数ωｈを乗算した位相になる。
式（３２）に対して、磁極方向の推定制御によるバンドパスフィルタ処理、γδ軸座標系への座標変換、ローパスフィルタ処理を行うことにより、式（１５）に対応するγδ軸フィルタ後高周波電圧Ｖγｈｆ、Ｖδｈｆは、式（３３）のようになる。
そして、式（３３）のδ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆは、式（３４）のように近似できる。
磁極方向の推定制御により、δ軸フィルタ後高周波電圧Ｖδｈｆがゼロになるように推定磁極位置θｅｅが調整されると、Δθｅ−１／２Δθｄｓ＝０になり、処理遅れ位相Δθｄｓの１／２の値の定常的な推定誤差Δθｅが生じる（Δθｅ＝１／２Δθｄｓ）。処理遅れ位相Δθｄｓにより生じる定常的な推定誤差Δθｅを、式（３５）に示すように、演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓと定義する。
＜処理遅れ時間ΔＴｄｓ＞
処理遅れ時間ΔＴｄｓについて詳しく説明する。
図１１に示すように、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃが演算されたとみなされる演算サイクルの開始時点から、算出されたｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃが回転電機ＭＧに印加される電圧に反映されるまでには、電流制御部４１及び電圧制御部４２などによる処理遅れが生じる。
本実施形態では、演算サイクルが終了するまでの途中で、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃが算出され、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに基づいて三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃが算出されるが、算出された三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃが、インバータ制御部の処理に反映される時期は、次の演算サイクルの開始時期とされている。そして、電圧制御部４２が、当該次の演算サイクルで、前の演算サイクルで算出された三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいて、インバータＩＮを介して、回転電機ＭＧに印加する三相交流電圧を制御するように構成されている。よって、演算サイクルの開始時点から、インバータＩＮの駆動に反映されるまでに、演算周期ΔＴｏの処理遅れが生じる。
処理遅れ時間ΔＴｄｓについて詳しく説明する。
図１１に示すように、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃが演算されたとみなされる演算サイクルの開始時点から、算出されたｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃが回転電機ＭＧに印加される電圧に反映されるまでには、電流制御部４１及び電圧制御部４２などによる処理遅れが生じる。
本実施形態では、演算サイクルが終了するまでの途中で、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃが算出され、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに基づいて三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃが算出されるが、算出された三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃが、インバータ制御部の処理に反映される時期は、次の演算サイクルの開始時期とされている。そして、電圧制御部４２が、当該次の演算サイクルで、前の演算サイクルで算出された三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいて、インバータＩＮを介して、回転電機ＭＧに印加する三相交流電圧を制御するように構成されている。よって、演算サイクルの開始時点から、インバータＩＮの駆動に反映されるまでに、演算周期ΔＴｏの処理遅れが生じる。
また、電圧制御部４２は、同じ演算サイクルの期間中、演算サイクルの開始時期で更新された三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいて、インバータＩＮの駆動制御を行う。すなわち、演算サイクルの開始時期で更新された三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃは、演算サイクルの期間中０次ホールドされる。よって、インバータＩＮの駆動に反映される電圧指令（以下、インバータ駆動反映電圧指令と称す）には、演算サイクルの開始後も、処理遅れが生じていく。階段状に変化するインバータ駆動反映電圧指令の平均的な挙動を、図１１に反映電圧指令平均の線で示すように、次の演算サイクルの開始時点に対して、更に、演算周期ΔＴｏの１／２周期の処理遅れを生じている。すなわち、０次ホールドにより階段状に変化するインバータ駆動反映電圧指令は、平均的に、演算周期ΔＴｏの１／２周期の処理遅れを生じている。
従って、処理遅れ時間ΔＴｄｓは、電圧指令演算値の反映遅れによる１．０×ΔＴｏと、０次ホールドによる０．５×ΔＴｏとの合計である１．５ΔＴｏとなっている。
従って、処理遅れ時間ΔＴｄｓは、電圧指令演算値の反映遅れによる１．０×ΔＴｏと、０次ホールドによる０．５×ΔＴｏとの合計である１．５ΔＴｏとなっている。
上記の０次ホールドによる処理遅れを、数式で説明する。
式（３６）に示す連続系で表したｄ軸高周波実電圧Ｖｄｈを、演算周期ΔＴｏの０次ホールドを用いて離散化すると、式（３７）のような離散処理で表すことができる。
式（３７）のｃｏｓ（(ｎ−０．５)ωｈΔＴｏ）の部分から理解できるように、式（３６）の連続系の挙動に対し、０次ホールドを用いて離散化することより、０．５ΔＴｏ分の処理遅れ時間ΔＴｄｓが生じ、０．５ΔＴｏ×ωｈ分の処理遅れ位相Δθｄｓが生じることがわかる。
式（３６）に示す連続系で表したｄ軸高周波実電圧Ｖｄｈを、演算周期ΔＴｏの０次ホールドを用いて離散化すると、式（３７）のような離散処理で表すことができる。
＜演算周期誤差演算部３５＞
図１に示すように、定常推定誤差補正部３３に備えられた演算周期誤差演算部３５が、演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓを算出する。
演算周期誤差演算部３５は、電圧指令の演算周期ΔＴｏの１．５倍の期間に高周波周波数ωｈを乗算した位相に応じて生じる磁極方向の推定誤差Δθｅを演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓとする。
本実施形態では、演算周期誤差演算部３５は、演算周期ΔＴｏの１．５倍の期間に高周波周波数ωｈを乗算して処理遅れ位相Δθｄｓを算出し、処理遅れ位相Δθｄｓに０．５のゲインを乗算して演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓを算出するように構成されている。なお、演算周期ΔＴｏ、高周波周波数ωｈが固定値である場合は、図１に示すような乗算処理を行わずに、演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓが、０．７５×ΔＴｏ×ωｈの値に予め設定された所定値に設定されるように構成されてもよい。
図１に示すように、定常推定誤差補正部３３に備えられた演算周期誤差演算部３５が、演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓを算出する。
演算周期誤差演算部３５は、電圧指令の演算周期ΔＴｏの１．５倍の期間に高周波周波数ωｈを乗算した位相に応じて生じる磁極方向の推定誤差Δθｅを演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓとする。
本実施形態では、演算周期誤差演算部３５は、演算周期ΔＴｏの１．５倍の期間に高周波周波数ωｈを乗算して処理遅れ位相Δθｄｓを算出し、処理遅れ位相Δθｄｓに０．５のゲインを乗算して演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓを算出するように構成されている。なお、演算周期ΔＴｏ、高周波周波数ωｈが固定値である場合は、図１に示すような乗算処理を行わずに、演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓが、０．７５×ΔＴｏ×ωｈの値に予め設定された所定値に設定されるように構成されてもよい。
なお、図１３に示すように、演算サイクルの開始後、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃが算出された時点で、算出された三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃがインバータ制御部の処理に反映されるように構成される場合は、電圧指令演算値の反映遅れは、演算サイクルの開始後、三相電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃが算出されるまでの期間（Ｋｄ×ΔＴｏ）になり、演算周期ΔＴｏより短くなる。この場合は、処理遅れ時間ΔＴｄｓは、演算サイクルの開始時点から、電圧指令が算出され、インバータＩＮの駆動制御に反映されるまでの期間（Ｋｄ×ΔＴｏ）と、０次ホールドによる０．５×ΔＴｏとの合計である（Ｋｄ＋０．５）×ΔＴｏとなる。この場合は、演算周期誤差演算部３５は、演算周期ΔＴｏの（Ｋｄ＋０．５）倍の期間に高周波周波数ωｈを乗算して処理遅れ位相Δθｄｓを算出するように構成される。なお、演算周期誤差演算部３５は、電圧指令演算値の反映遅れ（Ｋｄ×ΔＴｏ）を、タイマによりリアルタイムに計測し、計測した値に基づいて、電圧指令演算値の反映遅れ（Ｋｄ×ΔＴｏ）を設定するように構成されてもよい。
演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓがγδ軸座標系の補正に用いられる場合は、上記の磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒで説明したように、高周波位相θｈから演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓの２倍位相を減算した位相（θｈｃ＝θｈ−２Δθｅｓｄｓ）を用いて、γδ軸座標系への座標変換を行う。一方、演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓが高周波目標値θδｈｃの補正に用いられる場合は、演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓを、初期設定値ゼロから減算して、高周波目標値θδｈｃを設定する（θδｈｃ＝０−Δθｅｓｄｓ）。
〔その他の実施形態〕
最後に、本発明のその他の実施形態について説明する。なお、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
最後に、本発明のその他の実施形態について説明する。なお、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
（１）上記の実施形態において、定常推定誤差補正部３３が、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒ及び演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓの双方を算出し、それらを合計した定常推定誤差Δθｅｓに基づいて、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈ、又は高周波目標値θδｈｃを補正するように構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、定常推定誤差補正部３３は、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒ及び演算周期推定誤差Δθｅｓｄｓの何れか一方のみを算出し、何れか一方の算出値が設定された定常推定誤差Δθｅｓに基づいて、γδ軸座標系への座標変換に用いる高周波位相θｈ、又は高周波目標値θδｈｃを補正するように構成されてもよい。
（２）上記の実施形態において、高周波電流指令Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈが加算される基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂが、トルク電流演算部４０によりトルク指令Ｔｍｃに基づいて設定される場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、基本ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂが、推定磁極回転速度ωｅｅを目標回転速度に近づける回転速度制御部により設定されるなど、トルク指令Ｔｍｃに基づく設定以外の方法で設定されるように構成されてもよい。この場合は、磁束干渉推定誤差Δθｅｓｃｒは、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに基づいて、算出される。
本発明は、突極性を有するロータを備えた回転電機に高周波電流を印加し、前記高周波電流への応答成分として電圧指令に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極方向を推定し、前記回転電機を制御する回転電機制御装置に適用することができる。
Δθｃｒ ：磁束干渉偏角
Δθｄｓ ：処理遅れ位相
Δθｅ ：推定誤差
Δθｅｓ ：定常推定誤差
Δθｅｓｃｒ：磁束干渉推定誤差
Δθｅｓｄｓ：演算周期推定誤差
ΔＴｏ ：演算周期
ΔＴｄｓ ：処理遅れ時間
θｅｅ ：推定磁極位置
θｅｒ ：実磁極位置
θｈ ：高周波位相（高周波電流指令の位相）
θｈｃ ：変換用高周波位相
λｄ ：ｄ軸鎖交磁束
λｑ ：ｑ軸鎖交磁束
ωｅｅ ：推定磁極回転速度
ωｅｒ ：実磁極回転速度
ωｈ ：高周波周波数（高周波電流指令の角周波数）
３０ ：回転電機制御装置
３１ ：高周波重畳部
３２ ：磁極方向調整部
３３ ：定常推定誤差補正部
３４ ：磁束干渉誤差演算部
３５ ：演算周期誤差演算部
４０ ：トルク電流演算部
４１ ：電流制御部
４２ ：電圧制御部
４３ ：実電流演算部
５０ ：干渉誤差特性
６０ ：バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
６１ ：γδ座標変換
６２ ：ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
６３ ：推定値フィードバック制御部
６４ ：積分器
６５ ：単位換算部
Ｂｔ ：蓄電装置
ＩＮ ：インバータ
Ｉｄ、Ｉｑ ：ｄｑ軸電流
Ｉｄｃ、Ｉｑｃ ：ｄｑ軸電流指令
Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂ ：基本ｄｑ軸電流指令
Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈ ：高周波電流指令
Ｉｄｅ、Ｉｑｅ ：推定ｄｑ軸実電流
Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅ ：推定ｄｑ軸高周波実電流
Ｉｄｈ、Ｉｑｈ ：ｄｑ軸高周波実電流
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ ：三相実電流
Ｋｔｈｖ ：位相電圧変換ゲイン
Ｌｄ ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ ：ｑ軸インダクタンス
Ｌｄｈ ：ｄ軸高周波自己インダクタンス
Ｌｑｈ ；ｑ軸高周波自己インダクタンス
Ｌｄｑｈ ：ｄ軸高周波相互インダクタンス
Ｌｑｄｈ ：ｑ軸高周波相互インダクタンス
ＭＧ ：回転電機
θδｈｃ ：高周波目標値
θδｈｆ ：δ軸フィルタ後高周波位相
Ｓｅ１ ：電流センサ
Ｓｕｖｗ ：インバータ制御信号
Ｔｍｃ ：トルク指令
Ｖｂｄ、Ｖｂｑ ：基本電圧指令
Ｖｄｄ、Ｖｄｑ ：非干渉電圧指令
Ｖｉｄ、Ｖｉｑ ：内部モデル電圧指令
Ｖγｈ、Ｖδｈ ：γδ軸高周波電圧
Ｖγｈｆ、Ｖδｈｆ ：γδ軸フィルタ後高周波電圧
Ｖｄｃ、Ｖｑｃ ：ｄｑ軸電圧指令
Ｖｄｃｆ、Ｖｑｃｆ ：ｄｑ軸フィルタ後電圧指令
Ｖｄｃｈ、Ｖｑｃｈ ：ｄｑ軸高周波電圧指令
Ｖｄｈ、Ｖｑｈ ：ｄｑ軸高周波実電圧
Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅ ：推定ｄｑ軸高周波実電圧
Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃ ：三相電圧指令
Δθｄｓ ：処理遅れ位相
Δθｅ ：推定誤差
Δθｅｓ ：定常推定誤差
Δθｅｓｃｒ：磁束干渉推定誤差
Δθｅｓｄｓ：演算周期推定誤差
ΔＴｏ ：演算周期
ΔＴｄｓ ：処理遅れ時間
θｅｅ ：推定磁極位置
θｅｒ ：実磁極位置
θｈ ：高周波位相（高周波電流指令の位相）
θｈｃ ：変換用高周波位相
λｄ ：ｄ軸鎖交磁束
λｑ ：ｑ軸鎖交磁束
ωｅｅ ：推定磁極回転速度
ωｅｒ ：実磁極回転速度
ωｈ ：高周波周波数（高周波電流指令の角周波数）
３０ ：回転電機制御装置
３１ ：高周波重畳部
３２ ：磁極方向調整部
３３ ：定常推定誤差補正部
３４ ：磁束干渉誤差演算部
３５ ：演算周期誤差演算部
４０ ：トルク電流演算部
４１ ：電流制御部
４２ ：電圧制御部
４３ ：実電流演算部
５０ ：干渉誤差特性
６０ ：バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
６１ ：γδ座標変換
６２ ：ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
６３ ：推定値フィードバック制御部
６４ ：積分器
６５ ：単位換算部
Ｂｔ ：蓄電装置
ＩＮ ：インバータ
Ｉｄ、Ｉｑ ：ｄｑ軸電流
Ｉｄｃ、Ｉｑｃ ：ｄｑ軸電流指令
Ｉｄｃｂ、Ｉｑｃｂ ：基本ｄｑ軸電流指令
Ｉｄｃｈ、Ｉｑｃｈ ：高周波電流指令
Ｉｄｅ、Ｉｑｅ ：推定ｄｑ軸実電流
Ｉｄｈｅ、Ｉｑｈｅ ：推定ｄｑ軸高周波実電流
Ｉｄｈ、Ｉｑｈ ：ｄｑ軸高周波実電流
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ ：三相実電流
Ｋｔｈｖ ：位相電圧変換ゲイン
Ｌｄ ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ ：ｑ軸インダクタンス
Ｌｄｈ ：ｄ軸高周波自己インダクタンス
Ｌｑｈ ；ｑ軸高周波自己インダクタンス
Ｌｄｑｈ ：ｄ軸高周波相互インダクタンス
Ｌｑｄｈ ：ｑ軸高周波相互インダクタンス
ＭＧ ：回転電機
θδｈｃ ：高周波目標値
θδｈｆ ：δ軸フィルタ後高周波位相
Ｓｅ１ ：電流センサ
Ｓｕｖｗ ：インバータ制御信号
Ｔｍｃ ：トルク指令
Ｖｂｄ、Ｖｂｑ ：基本電圧指令
Ｖｄｄ、Ｖｄｑ ：非干渉電圧指令
Ｖｉｄ、Ｖｉｑ ：内部モデル電圧指令
Ｖγｈ、Ｖδｈ ：γδ軸高周波電圧
Ｖγｈｆ、Ｖδｈｆ ：γδ軸フィルタ後高周波電圧
Ｖｄｃ、Ｖｑｃ ：ｄｑ軸電圧指令
Ｖｄｃｆ、Ｖｑｃｆ ：ｄｑ軸フィルタ後電圧指令
Ｖｄｃｈ、Ｖｑｃｈ ：ｄｑ軸高周波電圧指令
Ｖｄｈ、Ｖｑｈ ：ｄｑ軸高周波実電圧
Ｖｄｈｅ、Ｖｑｈｅ ：推定ｄｑ軸高周波実電圧
Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃ ：三相電圧指令
Claims (9)
- 突極性を有するロータを備えた回転電機に高周波電流を印加し、前記高周波電流への応答成分として電圧指令に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極方向を推定し、前記回転電機を制御する回転電機制御装置であって、
推定した磁極方向を推定ｄ軸、当該推定ｄ軸と電気角で直交する方向を推定ｑ軸とした推定ｄｑ軸回転座標系を設定し、当該推定ｄｑ軸回転座標系における前記回転電機への電流指令に前記高周波電流の指令である高周波電流指令を重畳する高周波重畳部と、
前記推定ｄｑ軸回転座標系に対して前記高周波電流指令の位相差を有する高周波座標系を設定し、前記推定ｄｑ軸回転座標系で表した前記電圧指令に含まれる高周波成分を前記高周波座標系に座標変換し、当該座標変換した値に含まれる低周波成分に応じた値が、ゼロに設定された高周波目標値に近づくように前記磁極方向の推定値を変化させる磁極方向調整部と、
ｄ軸とｑ軸との一方の軸の電流の変化が他方の軸の磁束に影響を与えるｄｑ軸磁束干渉に関し、前記電流指令又は前記回転電機へのトルク指令に基づいて、前記ｄｑ軸磁束干渉により生じる前記磁極方向の推定値の誤差である磁束干渉推定誤差を算出し、当該磁束干渉推定誤差に基づいて前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相を補正する又は当該磁束干渉推定誤差に基づいて前記高周波目標値をゼロから補正する定常推定誤差補正部と、
を備える回転電機制御装置。 - 前記磁極方向調整部は、前記座標変換した値に含まれる前記低周波成分を前記磁極方向に係る位相に変換した値が、前記高周波目標値に近づくように前記磁極方向の推定値を変化させる請求項１に記載の回転電機制御装置。
- 前記定常推定誤差補正部は、前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相に対して、前記磁束干渉推定誤差を２倍した位相分だけ位相を進める補正を行う請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
- 前記磁極方向調整部は、前記座標変換した値に含まれる前記低周波成分を前記磁極方向に係る位相に変換した値が、前記高周波目標値に近づくように前記磁極方向の推定値を変化させ、
前記定常推定誤差補正部は、ゼロから前記磁束干渉推定誤差を減算した値を前記高周波目標値に設定する請求項１から３のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。 - 前記定常推定誤差補正部は、前記磁束干渉推定誤差に加えて、前記推定ｄｑ軸回転座標系における電圧指令の演算周期により生じる前記磁極方向の推定値の誤差である演算周期推定誤差にも基づいて前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相を補正する又は当該演算周期推定誤差にも基づいて前記高周波目標値をゼロから補正する請求項１から４のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。
- 前記定常推定誤差補正部は、前記電圧指令の演算周期の１．５倍の期間に前記高周波電流指令の角周波数を乗算した位相に応じて生じる前記磁極方向の推定値の誤差を前記演算周期推定誤差とする請求項５に記載の回転電機制御装置。
- 前記定常推定誤差補正部は、前記電圧指令の演算周期の１．５倍の期間に前記高周波電流指令の角周波数を乗算した位相を２で除算して求めた前記磁極方向の推定値の誤差を前記演算周期推定誤差とする請求項５又は６に記載の回転電機制御装置。
- 前記定常推定誤差補正部は、前記座標変換に用いる前記高周波電流指令の位相に対して、前記演算周期推定誤差を２倍した位相分だけ位相を進める補正を行う請求項５から７のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。
- 前記磁極方向調整部は、前記座標変換した値に含まれる前記低周波成分を前記磁極方向に係る位相に変換した値が、前記高周波目標値に近づくように前記磁極方向の推定値を変化させ、
前記定常推定誤差補正部は、ゼロから前記演算周期推定誤差を減算した値を前記高周波目標値に設定する請求項５から８のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。
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