TW201409926A - 馬達控制設備及馬達控制方法 - Google Patents

馬達控制設備及馬達控制方法 Download PDF

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Abstract

根據實施例的馬達控制設備包括旋轉位置估算單元、改變量估算單元、及電感估算單元。該旋轉位置估算單元在至馬達之輸出電流及電壓參考的基礎上從包括該馬達之q-軸電感的馬達參數估算轉子的旋轉位置。該改變量估算單元估算關於該馬達的電流相位改變之輸出力矩的改變量，該電流相位改變對應於其頻率高於該馬達之驅動頻率的高頻訊號。該電感估算單元在該改變量的基礎上估算得到最大力矩之作為q-軸電感的電感值。

Description

馬達控制設備及馬達控制方法
本文討論的實施例涉及馬達控制設備及馬達控制方法。
近年，已將馬達控制設備投入實際使用，包括從藉由馬達旋轉所產生的感應電壓估算馬達之旋轉速度的速度估算器並實施無感測器控制。在此種馬達控制設備中，已知有在其中有效地使用磁阻力矩實施最大力矩控制的馬達控制設備。該最大力矩控制係藉由使用速度估算誤差而實施，該速度估算誤差係藉由刻意感應由用於計算之該速度估算器所使用的q-軸電感之真值中的誤差並導致該控制軸與該最大力矩操作點匹配而產生。
日本特許公開專利申請案案號第2009-291072號中將第一及第二方法揭示為q-軸電感自其真值偏移的方法，其係速度估算器中用於計算之參數。第一方法係使用用於計算之參數L的方法，將其設定為滿足LdL<Lq的值。第二方法係導入dm-qm座標系統並使用用於計算之 參數Lm的方法，其中其方向與實現最大力矩控制的電流向量之方向匹配的旋轉軸係qm軸，且垂直於qm軸的旋轉軸係dm軸。使用馬達參數Ld、Lq、Φa計算用於計算的參數Lm。
然而，第一方法具有因為用於計算的參數L係固定值，最大力矩控制的精準度隨負載增加而減少的問題。
在第二方法中，用於計算的參數Lm係q-軸電感的函數；因此，第二方法可改良第一方法。然而，因為使用馬達參數(Ld、Lq、及Φa)計算用於計算的參數Lm，若在最初設定值中有誤差或馬達參數由於溫度或負載而改變，依據馬達參數中之誤差，誤差發生在用於計算的參數Lm中。因此，有不能得到最大力矩控制的問題，此外速度估算器變得不穩定。
實施例之實施樣態的目的係提供能精準地實施最大力矩控制而同時防止控制系統變得不穩定的馬達控制設備及馬達控制方法。
根據實施例的馬達控制設備包括電流參考產生單元、電流偵測單元、電壓參考產生單元、驅動單元、旋轉位置估算單元、改變量估算單元、及電感估算單元。該電流參考產生單元產生電流參考，將其頻率高於馬達之驅動頻率的高頻訊號重疊於其中。該電流偵測單元偵測從 該驅動單元至該馬達的輸出電流。該電壓參考產生單元在該電流參考及該輸出電流間之偏差的基礎上產生電壓參考。該驅動單元在該電壓參考的基礎上驅動該馬達。該旋轉位置估算單元在該輸出電流及該電壓參考的基礎上從包括該馬達之q-軸電感的馬達參數估算轉子的旋轉位置。該改變量估算單元估算關於該馬達的電流相位改變之輸出力矩的改變量，該電流相位改變對應於該高頻訊號。該電感估算單元在關於電流相位改變的該輸出力矩之該改變量的基礎上估算得到最大力矩的電感值，並將該旋轉位置估算單元中的該電感值設定為該q-軸電感。
根據實施例的實施樣態，可能提供可精準地實施最大力矩控制而同時防止控制系統變得不穩定的馬達控制設備及馬達控制方法。
1‧‧‧馬達控制設備
2‧‧‧AC電源
3‧‧‧AC馬達
10‧‧‧電源轉換單元
10a‧‧‧轉換器單元
10b‧‧‧反相器單元
11‧‧‧輸出電流偵測單元
12‧‧‧控制單元
20、24、61‧‧‧減法器
21‧‧‧速度控制器
22‧‧‧注入訊號產生器
23‧‧‧注入訊號座標轉換器
25‧‧‧電流控制器
26‧‧‧高頻電流控制器
27‧‧‧去耦合控制器
28、67、77、95‧‧‧加法器
29‧‧‧PWM計算器
30‧‧‧座標轉換器
31‧‧‧最大力矩控制器
32‧‧‧電感計算器
33‧‧‧速度及磁極位置估算器
40、41‧‧‧P(比例)控制器
45、46、73‧‧‧放大器
47、92、96‧‧‧積分器
50‧‧‧馬達輸出擷取單元
51‧‧‧帶通濾波器(BPF)
52、74、75‧‧‧乘法器
53‧‧‧低通濾波器(LPF)
60‧‧‧相位改變量估算單元
62、69、78‧‧‧限制器
63、64‧‧‧切換器
65‧‧‧比較器
66、91、93‧‧‧PI控制器
68‧‧‧放大器
71‧‧‧正弦值計算器
72‧‧‧餘弦值計算器
76、94‧‧‧除法器
79‧‧‧濾波器
80‧‧‧延伸電動勢觀測器
81‧‧‧相位誤差計算器
82‧‧‧PLL控制器
C1‧‧‧平滑化電容器
Isa‧‧‧振幅
Iu、Iv、Iw‧‧‧輸出電流值
Iγ_fb‧‧‧γ-軸電流偵測值
Iδ_fb‧‧‧δ-軸電流偵測值
Iγ_href、Iδ_href‧‧‧γδ-軸電流參考
Iγ_ref‧‧‧γ-軸電流參考
Iδ_ref‧‧‧δ-軸電流參考
Ki‧‧‧積分增益
Kp‧‧‧比例增益
Kp_γ、Kp_δ‧‧‧比例增益
Ld*‧‧‧d-軸電感
LMTPA‧‧‧電感補償值
PBPF‧‧‧頻率成分
Ph‧‧‧訊號
Pe‧‧‧馬達輸入功率
Po‧‧‧馬達輸出功率變動範圍
Po*‧‧‧設定值
Pstart‧‧‧開始功率
Smag‧‧‧注入訊號
SSW‧‧‧控制訊號
Vγ_dcp‧‧‧γ-軸干擾電壓
Vδ_dcp‧‧‧δ-軸干擾電壓
Vγ_href、Vδ_href‧‧‧γδ-電壓參考
Vγ_ref‧‧‧γ-軸電壓參考
Vδ_ref‧‧‧δ-軸電壓參考
△θMTPA‧‧‧相位改變量
△θest‧‧‧相位誤差估算值
ωest‧‧‧轉子角頻率估算值
θest‧‧‧轉子位置估算值
ωref‧‧‧轉子角頻率參考
εγ_est‧‧‧γ-軸延伸電動勢估算值
εδ_est‧‧‧δ-軸延伸電動勢估算值
Φ‧‧‧感應電壓常數
λf‧‧‧磁通連結常數
當參考相關於該等隨附圖式考慮的以下詳細描述而變得更佳地瞭解本發明的更完整理解及其之許多伴隨優點時，將更輕易地得到彼等，其中：圖1係描繪根據實施例的馬達控制設備之組態的圖；圖2係描繪高頻電流控制器之組態範例的圖；圖3係描繪包括在最大力矩控制器中的馬達輸出擷取單元之組態的圖； 圖4係描繪包括在最大力矩控制器中的相位改變量估算單元之組態的圖；圖5係描繪電感計算器之組態範例的圖；圖6係描繪速度及磁極位置估算器之組態範例的圖；圖7A係描繪PLL控制器之組態範例的圖；圖7B係描繪PLL控制器之另一組態範例的圖；圖8係描繪轉子角頻率估算值及轉子位置估算值的第一計算處理之流程的圖；且圖9係描繪轉子角頻率估算值及轉子位置估算值的第二計算處理之流程的圖。
在下文中，將參考該等隨附圖式詳細地描述揭示於本申請案中之馬達控制設備及馬達控制方法的實施例。此發明並未受限於下列實施例。
圖1係描繪根據實施例的馬達控制設備之組態的圖。如圖1所描繪的，將根據實施例的馬達控制設備1連接在AC電源2及AC馬達3之間。馬達控制設備1從AC電源2擷取用於驅動AC馬達3所需的電力，並將其供應至AC馬達3。AC馬達3係，例如，內藏永久磁鐵式同步馬達(IPMSM)。
馬達控制設備1包括電源轉換單元10、輸出 電流偵測單元11、及控制單元12。電源轉換單元10包括轉換器單元10a、反相器單元10b、及平滑化電容器C1，並在AC-AC轉換後，將供應自AC電源2的電力供應至AC馬達3。電源轉換單元10係驅動單元的範例，且輸出電流偵測單元11係電流偵測單元的範例。
轉換器單元10a包括，例如，將從AC電源2供應的AC電壓整流的整流器電路。藉由平滑化電容器C1將由轉換器單元10a整流的電壓平滑化以轉換為DC電壓。反相器單元10b包括，例如，用於輸出相位之各相位的二上及下交換元件，並在藉由該等交換元件將從轉換器單元10a輸出的DC電壓轉換為AC電壓之後，將其供應至AC馬達3。AC馬達3係由從反相器單元10b輸出的AC電壓所驅動。該交換元件係，例如，IGBT(絕緣閘雙極型電晶體)或MOSFET。
輸出電流偵測單元11偵測從反相器單元10b流至AC馬達3的輸出電流。具體地說，輸出電流偵測單元11偵測分別從係反相器單元10b之輸出相位的U相位、V相位、及W相位流至AC馬達3之輸出電流的瞬間值Iu、Iv、及Iw(在下文中，描述為輸出電流值Iu、Iv、及Iw)。輸出電流偵測單元11係，例如，藉由使用係電磁轉換元件之霍爾元件偵測電流的電流感測器。
控制單元12藉由控制反相器單元10b的各交換元件將來自反相器單元10b之具有期望振幅及頻率的電壓輸出，從而驅動AC馬達3。
控制單元12包括減法器20及24、速度控制器21、注入訊號產生器22、注入訊號座標轉換器23、電流控制器25、高頻電流控制器26、去耦合控制器27、加法器28、及PWM計算器29。另外，控制單元12包括座標轉換器30、最大力矩控制器31、電感計算器32、及速度及磁極位置估算器33。
注入訊號座標轉換器23係電流參考產生單元的範例，且電流控制器25、高頻電流控制器26、去耦合控制器27、及加法器28係電壓參考產生單元的範例。再者，最大力矩控制器31係改變量估算單元的範例、電感計算器32係電感估算單元的範例、且速度及磁極位置估算器33係旋轉位置估算單元及角頻率估算單元的範例。
減法器20得到轉子角頻率參考ωref及轉子角頻率估算值ωest之間的偏差，並將其輸出至速度控制器21。轉子角頻率參考ωref係界定包括在AC馬達3中之轉子的角頻率(在下文中，描述為轉子角頻率)的參考，且係從未圖示之上級控制設備輸入。「est」指示其係估算值。
速度控制器21包括，例如，PI(比例積分)控制器，並藉由PI控制產生δ-軸電流參考Iδ_ref，使得轉子角頻率參考ωref及轉子角頻率估算值ωest之間的偏差變為零。將δ-軸電流參考Iδ_ref從速度控制器21輸出至注入訊號座標轉換器23及去耦合控制器27。
注入訊號產生器22產生係高頻訊號的注入訊 號Smag，並將其輸出至注入訊號座標轉換器23。注入訊號Smag係藉由Amag sin(fh×2πt)界定的訊號。再者，注入訊號產生器22將訊號sin(fh×2πt)輸出至最大力矩控制器31。「fh」指示注入訊號Smag的頻率並設定為比驅動AC馬達3之電壓的頻率更高的值。
再者，Amag係藉由γ-軸電流參考Iγ_ref及δ-軸電流參考Iδ_ref界定之電流參考向量Is之相位的振幅。鑒於速度控制器21的控制回應及反相器單元10b的交換頻率，將注入訊號Smag的頻率fh及振幅Amag設定成不干擾。
在本實施例中，在以與藉由配置在AC馬達3之轉子中的永久磁鐵產生之磁通的旋轉速度相同之速度旋轉的旋轉座標系統中，將藉由永久磁鐵產生之磁通的方向界定為d-軸並將對應於d-軸之用於控制的旋轉軸界定為γ-軸。再者，將在電角度中領先d-軸90°的相位界定為q-軸並將對應於q-軸之用於控制的旋轉軸界定為δ-軸。
當電流參考向量Is的相位藉由下列方程式(1)為注入訊號Smag改變時，注入訊號座標轉換器23得到γδ-軸電流參考Iγ_href及Iδ_href，並將彼等輸出至減法器24。將γ-軸電流參考Iγ_ref設定為，例如，零。
減法器24從注入訊號Smag重疊於其上的γ-軸 電流參考Iγ_href減去待於稍後描述的γ-軸電流偵測值Iγ_fb。再者，減法器24從注入訊號Smag重疊於其上的δ-軸電流參考Iδ_href減去待於稍後描述的δ-軸電流偵測值Iδ_fb。然後，減法器24將各減法結果輸出至電流控制器25及高頻電流控制器26。
電流控制器25產生γ-軸電壓參考Vγ及δ-軸電壓參考Vδ，使得γ-軸電流參考Iγ_href及γ-軸電流偵測值Iγ_fb之間的偏差及δ-軸電流參考Iδ_href及δ-軸電流偵測值Iδ_fb之間的偏差各者變為零。電流控制器25係，例如，由PI控制器組成。電流控制器25將已產生的γ-軸電壓參考Vγ及δ-軸電壓參考Vδ輸出至加法器28。
高頻電流控制器26產生γδ-軸電壓參考Vγ_href及Vδ_href，使得γδ-軸電流參考及γδ-軸電流偵測值之間的偏差變為零。上述注入訊號Smag係相對高頻波；因此，設置相較於正常電流控制係高響應的高頻電流控制器26，以導致電流值遵循注入訊號Smag。高頻電流控制器26係，例如，由P(比例)控制器組成，因此維持穩定性。
圖2係描繪高頻電流控制器26之組態範例的圖。如圖2所描繪的，高頻電流控制器26包括P控制器40及41。藉由下列方程式(2)得到P控制器40的比例增益Kp_γ及Kp_δ。在下列方程式(2)中，ωACR_hf係組態參數，並設定成，例如，藉由將高頻電流控制中的截止頻率乘以2π而得到的值。
Kp_γ=LMTPA×ωACR_hf Kp_δ=LMTPA×ωACR_hf．．．(2)
高頻電流控制器26藉由來自電感計算器32的電感補償值LMTPA線上更新用於計算比例增益Kp_γ及Kp_δ所使用的電感值。因此，可能降低電流響應中由於電感的設定誤差所導致的改變。依據電流控制器25及去耦合控制器27，不線上更新該等參數以維持穩定性。術語線上指示馬達控制設備1正在操作中的狀態。
P控制器40具有上述比例增益Kp_γ，並藉由比例控制產生γ-軸電壓參考Vγ_href，使得γ-軸電流參考Iγ_href及γ-軸電流偵測值Iγ_fb之間的偏差變為零。再者，P控制器41具有上述比例增益Kp_δ，並藉由比例控制產生δ-軸電壓參考Vδ_href，使得δ-軸電流參考Iδ_href及δ-軸電流偵測值Iδ_fb之間的偏差變為零。
返回至圖1，繼續控制單元12的解釋。去耦合控制器27將各者干擾其他電流成分之γ-軸電流成分及δ軸-電流成分的效果取消的γ-軸干擾電壓Vγ_dcp及δ-軸干擾電壓Vδ_dcp產生為δ-軸電壓及γ-軸電壓。
具體地說，將待於稍後描述的γ-軸電流參考γ_ref、δ-軸參考參考Iδ_ref、及轉子角頻率估算值ωest輸入至去耦合控制器27，且去耦合控制器27藉由下列方程式(3)得到γ-軸干擾電壓Vγ_dcp及δ-軸干擾電壓Vδ_dcp。
Vγ_dcp=-ωest×Lq×Iδ_ref Vδ_dcp=ωest×Ld×Iγ_ref．．．(3)其中Lq係AC馬達3的q-軸電感且Ld係AC馬達3的d-軸電感。在待於稍後描述之從速度及磁極位置估算器33輸出之電感補償值LMTPA的基礎上，可能將Lq設定成等於LMTPA並可能將Ld設定成等於Ld*，或可能將Lq設定成等於LMTPA並可能將Ld設定成等於LMTPA。
加法器28藉由將去耦合控制器27的輸出、電流控制器25之輸出、及高頻電流控制器26的輸出相加而產生γ-軸電壓參考Vγ_ref及δ-軸電壓參考Vδ_ref。將γδ-軸參考電壓Vγ_ref及Vδ_ref從加法器28輸出至PWM計算器29、最大力矩控制器31、及速度及磁極位置估算器33。
具體地說，加法器28藉由將γ-軸干擾電壓Vγ_dcp、γ-軸電壓參考Vγ、及γ-軸電壓參考Vγ_href相加而產生γ-軸電壓參考Vγ_ref。再者，加法器28藉由將δ-軸干擾電壓Vδ_dcp、δ-軸電壓參考Vδ、及δ-軸電壓參考Vδ_href相加而產生δ-軸電壓參考Vδ_ref。
PWM計算器29藉由使用轉子位置估算值θest在γ-軸電壓參考Vγ_ref及δ-軸電壓參考Vδ_ref上實施旋轉座標轉換，並另外實施二相位至三相位轉換，以產生分別對應於U相位、V相位、及W相位的電壓參考Vu、Vv、及Vw。然後，PWM計算器29在電壓參考Vu、 Vv、及Vw的基礎上，藉由，諸如，三角波比較方法產生驅動反相器單元10b之交換元件的驅動訊號，並將驅動訊號供應至反相器單元10b。因此，將對應於電壓參考Vu、Vv、及Vw的電壓從反相器單元10b輸出至AC馬達3。
將從輸出電流偵測單元11輸出的輸出電流值Iu、Iv、及Iw輸入至座標轉換器30，且在對輸出電流值Iu、Iv、及Iw實施二相位至三相位轉換之後，座標轉換器30藉由使用轉子位置估算值θest對γ-δ軸座標系統實施座標轉換。γ-δ軸座標系統係與轉子角頻率估算值ωest同步地旋轉的旋轉座標系統。
座標轉換器30藉由對γ-δ軸座標系統的座標轉換得到係γ-軸成分的γ-軸電流偵測值Iγ_fb及係δ-軸成分的δ-軸電流偵測值Iδ_fb，並將彼等輸出至減法器24、最大力矩控制器31、電感計算器32、及速度及磁極位置估算器33各者。
最大力矩控制器31在γδ-軸電流偵測值Iγ_fb及Iδ_fb、γδ-軸電壓參考Vγ_ref及Vδ_ref、及具有與注入訊號Smag之頻率及相位相同的頻率及相位之訊號sin(fh×2π)的基礎上得到相位改變量△θMTPA。相位改變量△θMTPA係電流參考向量Is在控制開始之後的相位改變量，並輸出至電感計算器32。
最大力矩控制器31在馬達輸入功率Pe的基礎上得到相位改變量△θMTPA。具體地說，將γδ-軸電流偵測值Iγ_fb及Iδ_fb及γδ-軸電壓參考Vγ_ref及Vδ_ref輸 入至最大力矩控制器31，且最大力矩控制器31藉由下列方程式(4)得到係從電源轉換單元10輸入至AC馬達3之功率的馬達輸入功率Pe。
Pe=Vγ_ref×Iγ_fb+Vδ_ref×Iδ_fb．．．(4)
除了係AC馬達3之機械輸出的馬達輸出功率Pmecha外，馬達輸入功率Pe還包括由於AC馬達3的卷繞電阻的銅損耗Pc及無效功率Pr的成分。銅損耗Pc僅包括DC成分。再者，無效功率Pr包括其頻率與注入訊號Smag之頻率相同的頻率成分及其頻率係注入訊號Smag之頻率二倍的頻率成分。其頻率與注入訊號Smag之頻率相同的成分以π/2與注入訊號Smag的相位異相。另一方面，馬達輸出功率Pmecha包括其頻率及相位與注入訊號Smag的頻率及相位相同的成分。
最大力矩控制器31藉由描繪於圖3中的馬達輸出擷取單元50從來自馬達輸入功能Pe的馬達輸出功率Pmecha中擷取馬達輸出功率變動範圍Po，其係頻率及相位與注入訊號Smag之頻率及相位相同的成分的振幅值。圖3係描繪包括在最大力矩控制器31中的馬達輸出擷取單元50之組態的圖。
如圖3所描繪的，馬達輸出擷取單元50包括帶通濾波器(BPF)51、乘法器52、及低通濾波器(LPF)53。將BPF 51設定成通過頻率fh的訊號，並從馬達輸入功率Pe擷取其頻率與注入訊號Smag的頻率相同 的頻率成分PBPF。
將BPF 51的輸出輸入至乘法器52並乘以其頻率及相位與注入訊號Smag之頻率及相位相同的訊號sin(fh×2πt)。因此，在BPF 51的輸出中之其頻率及相位與注入訊號Smag之頻率及相位相同的該訊號變為DC成分，並從乘法器52將包括此DC成分的訊號Ph輸出。
將從乘法器52輸出的訊號Ph輸入至LPF 53，且僅擷取LPF 53中的DC成分並從LPF 53輸出。此DC成分係對應於馬達輸出功率變動範圍Po的成分。馬達輸出功率變動範圍Po可藉由下列方程式(5)表示： 其中ωr係轉子角速度、Isa係電流參考向量Is的電流振幅、λf係磁通連結常數、Ld係d-軸電感、Lq係q-軸電感、且θavg係電流參考向量Is的相位。在本實施例中，γ-軸電流參考I_γref等於零；因此，θavg係δ-軸的相位。
另一方面，藉由下列方程式(6)表示馬達產生力矩Te關於電流參考向量Is之相位變化的改變Te/θ： 其中P係馬達的極數、λf係磁通連結常數、且Ld及Lq分別係d-軸電感及q-軸電感。Isa係電流參考向量Is的振幅且θ係AC馬達3之電流參考向量Is的相位。比較方程 式(5)及方程式(6)，發現馬達輸出功率變動範圍Po比例於馬達產生力矩Te關於電流參考向量Is之相位變化的改變Te/θ。因此，馬達輸出功率變動範圍Po於其中變為零之電流參考向量Is的相位變為最大力矩軸。在本實施例的馬達控制設備1中，將馬達輸出功率變動範圍Po估算為AC馬達3之輸出力矩Te關於電流相位改變的改變Te/θ。
最大力矩控制器31包括相位改變量估算單元，其偵測馬達輸出功率變動範圍Po在其變為馬達輸出功率變動範圍的設定值Po*之電流參考向量Is的相位改變量△θMTPA。相位改變量△θMTPA係在控制開始後之電流參考向量Is的相位改變量，且係導致δ-軸在穩態中匹配於最大力矩軸的相位改變量。當控制開始時的電流相位係當將在馬達控制設備1中設定為初值之電感值用於待於稍後描述之延伸電動勢觀測器80中的計算時得到的相位。通常將馬達輸出功率變動範圍的設定值Po*設定成零或接近零；然而，也可將其設定成其他值。
圖4係描繪包括在最大力矩控制器31中的相位改變量估算單元60之組態的圖。如圖4所描繪的，相位改變量估算單元60包括減法器61、限制器62、切換器63及64、比較器65、PI控制器66、加法器67、放大器68、及限制器69。
減法器61從馬達輸出功率變動範圍的設定值Po*減去馬達輸出功率變動範圍Po，並將減法結果輸出至 限制器62及切換器63。限制器62係下限制器。若減法器61的減法結果少於零，限制器62將零輸出至切換器63，且若減法器61的減法結果等於或多於零，限制器62直接將減法器61的減法結果輸出至切換器63。
切換器63係藉由待於稍後描述的參考訊號SSW控制，其從電感計算器32輸出，並選擇及輸出減法器61之輸出及限制器62的輸出之一者至切換器64。具體地說，當參考訊號SSW在低位準時，切換器63選擇減法器61的輸出並將其輸出至切換器64，且當參考訊號SSW在高位準時，切換器63選擇限制器62的輸出並將其輸出至切換器64。
若電感補償值LMTPA到達限制器78的限制值(見圖5)，將參考訊號SSW輸出為高位準訊號。在此情形中，若藉由從馬達輸出功率變動範圍之設定值Po*減去馬達輸出功率變動範圍Po而得到的結果係負的，藉由限制器62及切換器63將零輸入至PI控制器66。因此，PI控制器66中之積分值的更新停止且相位改變量△θMTPA的更新停止。
切換器64在比較器65之輸出的基礎上選擇切換器63之輸出及放大器68的輸出之一者，並將其輸出至PI控制器66。比較器65藉由比較開始功率Pstart及馬達輸入功率Pe控制切換器64。若馬達輸入功率Pe少於開始功率Pstart，從比較器65輸出低位準訊號。若馬達輸入功率Pe等於或多於開始功率Pstart，從比較器65輸出 高位準訊號。比較器65可能比較開始功率Pstart及取代馬達輸出功率Pe的馬達輸出功率變動範圍Po。
當低位準訊號從比較器65輸出時，切換器64選擇放大器68的輸出，其將PI控制器66的積分輸出反相，且將放大器68的輸出輸出至PI控制器66。因此，在馬達輸入功率Pe少於開始功率Pstart的狀態中，將藉由將PI控制器66之積分輸出反相而得到的訊號輸出至PI控制器66。因此，藉由PI控制器66的設定時間常數將相位改變量估算單元60的輸出衰減或維持為零。
因此，在其中之電能甚小的區域中，停止藉由相位改變量估算單元60之相位改變量△θMTPA的估算操作，且從相位改變量估算單元60輸出的相位改變量△θMTPA變為零或收斂至零。馬達輸出功率變動範圍Po係計算自馬達輸入功率Pe；因此，馬達輸出功率變動範圍Po主要受輸出電流偵測單元11之偵測準確性及輸出電壓誤差影響。因此，在其中之電能甚小的區域中，馬達輸出功率變動範圍Po的準確性衰減。
因此，在最大力矩控制器31中，在其中之電能甚小的區域中，相位改變量估算單元60的操作停止。因此，可防止低準確性相位改變量△θMTPA從相位改變量估算單元60輸出。期望將開始功率Pstart決定為，例如，馬達輸出功率變動範圍Po的計算精準性在其開始隨作為參考之馬達額定容量退化的值(例如，約馬達額定容量的10%)。
另一方面，當高位準訊號從比較器65輸出時，切換器64選擇切換器63的輸出。因此，在馬達輸入功率Pe等於或多於開始功率Pstart的狀態中，將切換器63的輸出輸出至PI控制器66。
PI控制器66包括比例增益Kp的放大器45、積分增益Ki的放大器46、及積分器47。切換器64的輸出藉由放大器45乘以Kp，並輸出至加法器67。再者，將切換器64的輸出藉由放大器46乘以Ki，藉由積分器47積分，並輸出至加法器67。
加法器67將放大器45之輸出及積分器47的輸出相加，並將加法結果輸出至限制器69。限制器69將來自相位改變量估算單元60的輸出限制在預定範圍內。換言之，若加法器67的輸出在預定範圍內，限制器69將加法器67的輸出直接輸出為相位改變量△θMTPA，且若加法器67的輸出在預定範圍外，限制器69將預定範圍的上限或下限輸出為相位改變量△θMTPA。積分器47的輸出藉由放大器68反相，並輸出至切換器64。
返回至圖1，繼續控制單元12的解釋。描繪於圖1中的電感計算器32藉由下列方程式(7)從輸出自最大力矩控制器31之電流參考向量Is的相位改變量△θMTPA得到電感補償值LMTPA。下列方程式(7)可藉由使用關係式θavg=△θMTPA+π/2藉由修改上述方程式(5)導出。
電感計算器32將如上文得到的電感補償值LMTPA輸出至速度及磁極位置估算器33及高頻電流控制器26。在上述方程式(7)中，d-軸電感Ld*及磁通連結常數λf係設定在馬達控制設備1中的常數，且係，例如，從離線調諧決定的值，其中馬達控制設備1係在非操作狀態中，或係馬達測試報告中的資訊。
圖5係描繪電感計算器32之組態範例的圖。如圖5所描繪的，電感計算器32包括正弦值計算器71、餘弦值計算器72、放大器73、乘法器74及75、除法器76、加法器77、限制器78、及濾波器79。
正弦值計算器71計算相位改變量△θMTPA的正弦值。藉由乘法器74將計算結果sin△θMTPA乘以磁通連結常數λf。將乘法器74的計算結果輸出至除法器76。
餘弦值計算器72計算藉由放大器73放大二倍之相位改變量△θMTPA的餘弦值。藉由乘法器75將計算結果cos2△θMTPA乘以電流參考向量Is的電流振幅Isa。將乘法器75的計算結果輸出至除法器76。
除法器76將乘法器74之計算結果除以乘法器75的計算結果。將除法器76的計算結果輸出至加法器77並藉由加法器77將d-軸電感Ld*加至其。經由限制器78及濾波器79輸出加法器77的加法結果。
若電流參考向量Is的相位改變量△θMTPA在控 制開始之後為零，電感補償值LMTPA變為等於Ld*。電感補償值LMTPA在從最大力矩控制器31輸出的相位改變量△θMTPA的基礎上更新，並輸出至高頻電流控制器26及速度及磁極位置估算器33。
將下限設定在限制器78中以防止過度補償。當電感補償值LMTPA到達下限時，作為抗繞緊操作，限制器78將高位準參考訊號SSW輸出至切換器63。因此，描繪於圖4之相位改變量估算單元60的切換器63切換，並從切換器63輸出限制器62的輸出。
限制器78比較限制器78的輸入及輸出訊號。若該等訊號彼此不同，限制器78決定電感補償值LMTPA到達下限。再者，將該下限設定成，例如，係d-軸電感Ld*之一半的值，使得電感補償值LMTPA不會變得比係d-軸電感Ld*之一半的該值更小。
返回至圖1，繼續控制單元12的解釋。速度及磁極位置估算器33偵測AC馬達3之轉子的旋轉速度及磁極位置。具體地說，將γδ-軸電壓參考Vγ_ref及Vδ_ref、γδ-軸電流偵測值Iγ_fb及Iδ_fb、及電感補償值LMTPA輸入至速度及磁極位置估算器33，且速度及磁極位置估算器33得到轉子角頻率估算值ωest及轉子位置估算值θest。速度及磁極位置估算器33將轉子角頻率估算值ωest輸出至減法器20並將轉子位置估算值θest輸出至PWM計算器29及座標轉換器30。
圖6係描繪速度及磁極位置估算器33之組態 範例的圖。如圖6所描繪的，速度及磁極位置估算器33包括延伸電動勢觀測器80、相位誤差計算器81、及PLL控制器82。
延伸電動勢觀測器80藉由，例如，下列方程式(8)得到γ-軸延伸電動勢估算值εγ_est及δ-軸延伸電動勢估算值εδ_est。
其中Rs、Ld、及Lq係計算參數的馬達參數。Rs係主要電阻。Ld係d-軸電感。Lq係q-軸電感。H1至H9係觀測器增益。下列方程式(9)可藉由將上述方程式(8)發展為離散系統而得到。在下列方程式(9)中，Ts代表取樣時間。
如藉由上述方程式(9)表示的，延伸電動勢觀測器80在(k．Ts)秒的γδ-軸電流偵測值Iγ_fb及Iδ_fb、γδ-軸電流估算值Iγ_est及Iδ_est、γδ-軸延伸電動勢估算值εγ_est及εδ_est、速度估算值、及馬達參數的基礎上得到([k+1]．Ts)秒的γδ-軸延伸電動勢估算值εγ_est及εδ_est。
在此時，延伸電動勢觀測器80藉由將藉由電感計算器32得到的電感補償值LMTPA使用為q-軸電感Lq而得到γδ-軸延伸電動勢估算值εγ_est及εδ_est。延伸電動勢觀測器80在來自外側之設定的基礎上選擇性地實施第一估算處理及第二估算處理。
在第一估算處理中，藉由在上述方程式(9)中將Lq設定成等於LMTPA並將Ld設定成等於Ld*而得到γδ-軸延伸電動勢估算值εγ_est及εδ_est。另一方面，在第二估算處理中，藉由在上述方程式(9)中將Lq設定成等於LMTPA並將Ld設定成等於LMTPA而得到γδ-軸延伸電動勢估算值εγ_est及εδ_est。
將γδ-軸電動勢估算值εγ_est及εδ_est從延伸電動勢觀測器80輸入至相位誤差計算器81，且相位誤差計算器81藉由下列方程式(10)得到相位誤差估算值△θest並將其輸出至PLL控制器82。
如上述方程式(9)所表示的，γδ-軸延伸電動勢估算值εγ_est及εδ_est包括由於速度改變、負載狀態中的變化、及參數誤差產生的電壓誤差成分。在包括電壓誤差成分之γδ-軸延伸電動勢估算值εγ_est及εδ_est的基礎上，得到如上述方程式(10)所表示的相位誤差估算值△θest。因此，發現將藉由電感計算器32得到的電感補償值LMTPA反映在相位誤差估算值△θest中。
PLL控制器82在從相位誤差計算器81輸出之相位誤差估算值△θest的基礎上得到轉子位置估算值θest及轉子角頻率估算值ωest。圖7A及7B描繪PLL控制器82的組態範例。
在描繪於圖7A的範例中，PLL控制器82藉由控制而得到轉子位置估算值θest及轉子角頻率估算值ωest，使得估算自γδ-軸延伸電動勢估算值εγ_est及εδ_est的相位誤差估算值△θest變為零。具體地說，描繪於圖7A中的PLL控制器82包括PI控制器91及積分器92，並藉由PI控制器91在相位誤差估算值△θest上實施PI控制而 得到轉子角頻率估算值ωest，並藉由積分器92積分轉子角頻率估算值ωest而得到轉子位置估算值θest。
若沒有參數誤差且因此在相位誤差估算值△θest中沒有誤差，可藉由將相位誤差估算值△θest控制為零而導致係控制座標系統的γ-δ軸座標匹配於係轉子座標系統的d-q軸座標。在本實施例中，參數不匹配真值；因此，甚至若相位誤差估算值△θest在控制中為零，γ-δ軸座標不匹配d-q軸座標。將該等參數決定成使得δ-軸匹配於最大力矩軸，且結果，如在圖7A描繪的PLL控制器82中，藉由將相位誤差估算值△θest控制為零而將係控制座標系統之γ-δ軸座標中的δ-軸控制成匹配最大力矩軸。因為電流參考向量Is始終在δ-軸上，最大力矩控制可藉由導致δ-軸匹配於最大力矩軸而實施。
再者，PLL控制器82可能具有描繪於圖7B中的組態。描繪於圖7B中的PLL控制器82包括PI控制器93、除法器94、加法器95、及積分器96。在PLL控制器82中，速度係藉由除法器94將δ-軸延伸電動勢估算值εδ_est除以感應電壓常數Φ而大致地估算，並藉由加法器95將估算速度加至PI控制器93的輸出而得到轉子角頻率估算值ωest。再者，藉由積分器96積分轉子角頻率估算值ωest而得到轉子位置估算值θest。
圖8及9係描繪控制單元12中之轉子角頻率估算值ωest及轉子位置估算值θest的計算處理之流程的圖。圖8描繪第一計算處理在選擇上述第一估算處理之情 形中的流程，且圖9描繪第二計算處理在選擇上述第二估算處理之情形中的流程。
首先，將參考圖8描述轉子角頻率估算值ωest及轉子位置估算值θest之第一計算處理的流程。
控制單元12的最大力矩控制器31比較開始功率Pstart及馬達輸入功率Pe(步驟S10)。若馬達輸入功率Pe等於或多於開始功率Pstart(步驟S10中的是)，最大力矩控制器31將用於PI控制的目標設定為Po-Po*(步驟S11)。另一方面，若馬達輸入功率Pe少於開始功率Pstart(步驟S10中的否)，最大力矩控制器31將用於PI控制的目標設定成積分輸出的反相(步驟S12)。
最大力矩控制器31在步驟S11及S12中之設定的基礎上藉由實施PI控制而得到相位改變量△θMTPA(步驟S13)。然後，電感計算器32在從最大力矩控制器31輸出之相位改變量△θMTPA的基礎上得到電感補償值LMTPA(步驟S14)。
速度及磁極位置估算器33設定係馬達參數的q-軸電感Lq及d-軸電感Ld。具體地說，速度及磁極位置估算器33將電感補償值LMTPA設定為q-軸電感Lq並將係預定之d-軸電感Ld*設定為d-軸電感Ld(步驟S15)。然後，速度及磁極位置估算器33在於步驟S15中設定之馬達參數的基礎上得到轉子位置估算值θest及轉子角頻率估算值ωest(步驟S16)。
其次，將參考圖9描述轉子角頻率估算值ωest 及轉子位置估算值θest之第二計算處理的流程。在此處理中，在步驟S11至S14及S16中的處理與描繪於圖8中之第一計算處理中的步驟相似，且在步驟25中的處理與第一計算處理中的該步驟不同。
在步驟S25，速度及磁極位置估算器33將電感補償值LMTPA設定為q-軸電感Lq並將電感補償值LMTPA設定為d-軸電感Ld。然後，速度及磁極位置估算器33依據如上文設定的馬達參數得到轉子位置估算值θest及轉子角頻率估算值ωest。
如上文所述，根據本實施例的馬達控制設備1包括最大力矩控制器31、電感計算器32、及速度及磁極位置估算器33。最大力矩控制器31估算AC馬達3之對應於注入訊號Smag的馬達輸出功率變動範圍Po，該注入訊號係其頻率高於AC馬達3之驅動頻率的高頻訊號。電感計算器32估算在馬達輸出功率變動範圍Po的基礎上得到最大力矩之電感補償值LMTPA，並在速度及磁極位置估算器33中將其設定為q-軸電感。速度及磁極位置估算器33從馬達參數估算係AC馬達3之轉子的旋轉位置的轉子位置估算值θest，該等馬達參數包括在γδ-軸電流偵測值Iγ_fb及Iδ_fb及γδ-軸電壓參考Vγ_ref及Vδ_ref之基礎上藉由電感計算器32設定的q-軸電感Lq，該等電流偵測值係至AC馬達3之輸出電流的偵測值。
根據本實施例的馬達控制設備1藉由得到待線上設定為q-軸電感的電感補償值LMTPA而不使用固定值 及馬達參數(Ld、Lq、及Φa)而可設定刻意從其真值感應誤差的q-軸電感。因此，例如，即使在馬達參數中有誤差或在馬達參數中有變化，速度及磁極位置估算器33可穩定地操作且因此可精準地實施最大力矩控制。
1‧‧‧馬達控制設備
2‧‧‧AC電源
3‧‧‧AC馬達
10‧‧‧電源轉換單元
10a‧‧‧轉換器單元
10b‧‧‧反相器單元
11‧‧‧輸出電流偵測單元
12‧‧‧控制單元
20、24‧‧‧減法器
21‧‧‧速度控制器
22‧‧‧注入訊號產生器
23‧‧‧注入訊號座標轉換器
25‧‧‧電流控制器
26‧‧‧高頻電流控制器
27‧‧‧去耦合控制器
28‧‧‧加法器
29‧‧‧PWM計算器
30‧‧‧座標轉換器
31‧‧‧最大力矩控制器
32‧‧‧電感計算器
33‧‧‧速度及磁極位置估算器
C1‧‧‧平滑化電容器
Iu、Iv、Iw‧‧‧輸出電流值
Iγ_fb‧‧‧γ-軸電流偵測值
Iδ_fb‧‧‧δ-軸電流偵測值
Iγ_href、Iδ_href‧‧‧γδ-軸電流參考
Iγ_ref‧‧‧γ-軸電流參考
LMTPA‧‧‧電感補償值
Smag‧‧‧注入訊號
Vγ_dcp‧‧‧γ-軸干擾電壓
Vδ_dcp‧‧‧δ-軸干擾電壓
Vγ_ref‧‧‧γ-軸電壓參考
Vδ_ref‧‧‧δ-軸電壓參考
△θMTPA‧‧‧相位改變量
ωest‧‧‧轉子角頻率估算值
θest‧‧‧轉子位置估算值
ωref‧‧‧轉子角頻率參考
Iδ_ref‧‧‧δ-軸電流參考

Claims (10)

  1. 一種馬達控制設備，包含：電流參考產生單元，產生電流參考，將其頻率高於馬達之驅動頻率的高頻訊號重疊於其上；驅動單元，在電壓參考的基礎上驅動該馬達；電流偵測單元，偵測從該驅動單元至該馬達的輸出電流；電壓參考產生單元，在該電流參考及該輸出電流間之偏差的基礎上產生該電壓參考；旋轉位置估算單元，在該輸出電流及該電壓參考的基礎上從包括該馬達之q-軸電感的計算參數估算該馬達之轉子的旋轉位置；改變量估算單元，估算關於該馬達的電流相位改變之輸出力矩的改變量，該電流相位改變對應於該高頻訊號；及電感估算單元，在該改變量的基礎上估算得到最大力矩的電感值，並在該旋轉位置估算單元中將該電感值設定為該q-軸電感。
  2. 如申請專利範圍第1項的馬達控制設備，更包含估算該輸出電流之電流向量的相位改變量，使得該改變量變為目標值的相位改變量估算單元，其中該電感估算單元在該相位改變量的基礎上估算該電感值。
  3. 如申請專利範圍第1項的馬達控制設備，其中該改 變量估算單元在與馬達之機械輸出的頻率成分中之高頻訊號相同的頻率成分之振幅的基礎上估算該改變量。
  4. 如申請專利範圍第2項的馬達控制設備，其中該改變量估算單元在與馬達之機械輸出的頻率成分中之高頻訊號相同的頻率成分之振幅的基礎上估算該改變量。
  5. 如申請專利範圍第1至4項之任一項的馬達控制設備，其中該改變量估算單元停止該改變量的估算，直到該馬達的輸入功率或該馬達的輸出功率變為預定值，並在該輸入功率或該輸出功率變為等於或多於該預定值之後實施該改變量的估算。
  6. 如申請專利範圍第1至4項之任一項的馬達控制設備，其中該電感估算單元包括將估算電感值限制成使得該估算電感值不變為小於預定值的限制器。
  7. 如申請專利範圍第1至4項之任一項的馬達控制設備，其中該計算參數包括該馬達的d-軸電感，且該電感估算單元在該旋轉位置估算單元中將該電感值設定為該d-軸電感。
  8. 如申請專利範圍第1至4項之任一項的馬達控制設備，更包含在該輸出電流及該電壓參考的基礎上從該計算參數估算該轉子之角頻率的角頻率估算單元。
  9. 如申請專利範圍第1至4項之任一項的馬達控制設備，其中該電流參考產生單元將對應於d-軸之用於控制的磁通方向設定為γ-軸，該d-軸係藉由永久磁鐵產生的磁通 方向，並將該γ-軸的電流參考設定為零。
  10. 一種馬達控制方法，包含：產生電流參考，將其頻率高於馬達之驅動頻率的高頻訊號重疊於其上；在電壓參考的基礎上驅動該馬達；偵測至該馬達的輸出電流；在該電流參考及該輸出電流間之偏差的基礎上產生該電壓參考；在該輸出電流及該電壓參考的基礎上從包括該馬達之q-軸電感的計算參數估算該馬達之轉子的旋轉位置；估算關於該馬達的電流相位改變之輸出力矩的改變量，該電流相位改變對應於該高頻訊號；且在該改變量的基礎上估算得到最大力矩的電感值，並將該電感值設定為該q-軸電感。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI552506B (zh) * 2015-10-22 2016-10-01 東元電機股份有限公司 馬達驅動器之控制系統
TWI716175B (zh) * 2019-10-31 2021-01-11 東元電機股份有限公司 電流響應補償系統及其方法
TWI848737B (zh) * 2023-06-06 2024-07-11 東元電機股份有限公司 馬達電流最佳化控制方法與系統

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014057575A1 (ja) * 2012-10-12 2014-04-17 三菱電機株式会社 同期機制御装置
WO2015025356A1 (ja) * 2013-08-19 2015-02-26 株式会社安川電機 モータ駆動システムおよびモータ制御装置
JP2015136237A (ja) * 2014-01-17 2015-07-27 株式会社安川電機 回転電機制御装置、回転電機制御方法、及び制御マップの作成方法
JP2016046859A (ja) * 2014-08-20 2016-04-04 株式会社リコー モータ駆動制御装置及びモータ駆動制御方法
KR101664040B1 (ko) * 2014-10-01 2016-10-11 현대자동차 주식회사 전동기의 센서리스 제어 시스템 및 방법
EP3252942A1 (en) * 2015-01-28 2017-12-06 Kabushiki Kaisha Toshiba Inverter control device and motor drive system
JP6380251B2 (ja) * 2015-06-19 2018-08-29 株式会社デンソー 回転電機の制御装置
JP6490540B2 (ja) * 2015-08-25 2019-03-27 株式会社東芝 回転位置検出装置，空気調和機及び回転位置検出方法
JP6241460B2 (ja) * 2015-08-25 2017-12-06 株式会社デンソー 電動機の制御装置
DE102015114750A1 (de) * 2015-09-03 2017-03-09 Technische Universität Braunschweig Verfahren zur Steuerung einer elektrischen Maschine, Computerprogramm, Reglereinrichtung sowie elektrische Maschine
CN106695688B (zh) * 2015-11-13 2019-03-15 丰民金属工业股份有限公司 电动冲击式工具的扭力控制装置及其方法
JP6390649B2 (ja) * 2016-03-18 2018-09-19 株式会社安川電機 電力変換装置、電動機の動力推定方法及び電動機の制御方法
TWI612766B (zh) * 2016-07-22 2018-01-21 祥誠科技股份有限公司 馬達控制系統
CH712828A1 (de) * 2016-08-22 2018-02-28 Lakeview Innvovation Ltd Verfahren zur sensorlosen Bestimmung der Orientierung des Rotors eines eisenlosen PMSM-Motors.
WO2018220751A1 (ja) * 2017-05-31 2018-12-06 株式会社日立製作所 状態監視装置、並びに機器システム
KR101939476B1 (ko) * 2017-07-11 2019-01-16 엘지전자 주식회사 모터 구동 장치
KR102599388B1 (ko) * 2017-09-01 2023-11-09 현대자동차주식회사 피드백 제어방법 및 시스템
WO2019060753A1 (en) * 2017-09-22 2019-03-28 Nidec Motor Corporation SYSTEM AND METHOD USED BY COMPUTER TO REDUCE ANGLE ERROR IN ELECTRIC MOTORS
KR102228441B1 (ko) * 2018-06-21 2021-03-15 단국대학교 산학협력단 영구자석 동기 전동기의 센서리스 제어 시스템 및 방법
CN108923721B (zh) * 2018-08-20 2020-09-25 广东美的暖通设备有限公司 电机变频驱动系统与多联机中央空调器
CN109474219B (zh) * 2018-11-06 2021-12-03 天津大学 一种基于分频耦合的电机参数辨识方法
JP2020088978A (ja) * 2018-11-20 2020-06-04 株式会社日立産機システム 電力変換装置
KR102216667B1 (ko) * 2018-12-26 2021-02-17 주식회사 현대케피코 모터 전원 이상 제어 장치 및 방법
JP7289662B2 (ja) * 2019-01-31 2023-06-12 キヤノン株式会社 画像形成装置
JP7251424B2 (ja) * 2019-09-20 2023-04-04 株式会社明電舎 インバータ装置及びインバータ装置の制御方法
WO2021090524A1 (ja) * 2019-11-05 2021-05-14 株式会社安川電機 電力変換装置、電力変換方法及びシステム
JP7294993B2 (ja) * 2019-11-21 2023-06-20 ファナック株式会社 磁極方向検出装置および磁極方向検出方法
JP7363524B2 (ja) * 2020-01-27 2023-10-18 株式会社富士通ゼネラル センサレスモータ制御装置
CN111277194A (zh) * 2020-03-13 2020-06-12 北京京环装备设计研究院有限公司 电感参数获取方法及装置
CN112019118B (zh) * 2020-08-25 2022-04-15 科诺伟业风能设备（北京）有限公司 一种直驱风电变流器无定子电压测量矢量控制方法
JP2022175990A (ja) * 2021-05-14 2022-11-25 株式会社日立産機システム 電力変換装置
CN113346813B (zh) * 2021-06-11 2022-05-27 中国科学院深圳先进技术研究院 最大转矩电流比控制方法、装置、终端设备及存储介质
CN113783494B (zh) * 2021-08-30 2023-09-26 江苏大学 无位置传感器内置式永磁同步电机的最大转矩电流比控制
CN114050752B (zh) * 2021-10-12 2024-02-09 广州极飞科技股份有限公司 电机的磁场定向控制、电机参数确定的方法和装置
KR102500019B1 (ko) * 2022-12-29 2023-02-16 주식회사 에스엠전자 2승저감부하에 연결된 모터의 운영전력효율이 개선된 제어관제시스템

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6737828B2 (en) * 2001-07-19 2004-05-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Washing machine motor drive device
JP4665360B2 (ja) * 2001-08-06 2011-04-06 株式会社安川電機 電動機制御装置
JP4352678B2 (ja) * 2002-10-03 2009-10-28 株式会社安川電機 電動機の磁極位置推定装置および制御装置
JP2005151640A (ja) 2003-11-12 2005-06-09 Toyo Electric Mfg Co Ltd 高周波電圧重畳電動機制御装置
JP4972135B2 (ja) * 2005-08-26 2012-07-11 三洋電機株式会社 モータ制御装置
JP4771126B2 (ja) 2005-09-28 2011-09-14 富士電機株式会社 同期電動機駆動装置
JP4882645B2 (ja) * 2006-10-02 2012-02-22 株式会社日立製作所 永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置及びインバータモジュール
EP2023479B1 (de) * 2007-08-06 2014-04-16 Baumüller Nürnberg Gmbh System zur nahtlosen Geschwindigkeits- und/oder Lageermittlung einschließlich Stillstand bei einem Permanentmagnet-Läufer einer elektrischen Maschine
CA2697610C (en) * 2007-09-27 2013-10-22 Mitsubishi Electric Corporation Controller of rotary electric machine
JP5396876B2 (ja) * 2009-01-21 2014-01-22 株式会社安川電機 交流電動機の制御装置
JP2011041343A (ja) * 2009-08-06 2011-02-24 Toshiba Corp モータ駆動装置及びモータ駆動方法
CN101977012A (zh) * 2010-11-09 2011-02-16 上海川邻精密配件有限公司 无传感器磁场定向控制车轮方法及装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI552506B (zh) * 2015-10-22 2016-10-01 東元電機股份有限公司 馬達驅動器之控制系統
TWI716175B (zh) * 2019-10-31 2021-01-11 東元電機股份有限公司 電流響應補償系統及其方法
TWI848737B (zh) * 2023-06-06 2024-07-11 東元電機股份有限公司 馬達電流最佳化控制方法與系統

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