JP2010057210A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】短時間で高精度に電機子抵抗を測定可能としたＰＭＳＭ等の交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】γ軸電流調節器２０は、電流指令値、電流検出値及びパラメータ推定値とから電圧指令値を演算するためのローパスフィルタ１０１、進み補償器１０２、減算器１０３、除算器１０５を備え、パラメータ推定器１１０は、電圧指令値、電流検出値及びパラメータ推定値から演算した電流推定値と、電流検出値との偏差を増幅して第１，第２のパラメータを演算する。上記パラメータ推定値は、電流推定値と電流検出値との偏差が零になるように演算されるため、最終的には真値に収束する。これらの処理により、ＰＭＳＭ８０の電機子抵抗等の電気定数が不明な場合でも、電流を速やかに指令値に制御可能とする。
【選択図】図２

Description

本発明は、交流電動機の制御装置に関し、例えば、永久磁石形同期電動機の電機子抵抗を高精度に測定するための技術に関するものである。

永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）の制御装置をコストダウンするため、磁極位置検出器を使わないで運転する、いわゆるセンサレス制御技術が実用化されている。センサレス制御技術としては様々な方式が存在するが、回転子の永久磁石により電動機の端子間に誘導される誘起電圧を利用して磁極位置を演算する方式が多く採用されている。この場合、誘起電圧を利用して磁極位置を演算するには、正確な電機子抵抗の値が必要である。

ＰＭＳＭ等の電機子抵抗は、直流電流を電動機の固定子巻線に通流したときの電流と電圧とから測定することができ、例えば、特許文献１、特許文献２、非特許文献１及び非特許文献２に記載された技術が公知となっている。

まず、特許文献１には、直流電流と交流電流とを合成した電流をＰＭＳＭに通流し、このときの電流と電圧の直流成分とから電機子抵抗（特許文献１では巻線抵抗）を演算し、交流成分からインダクタンスを演算する技術が示されている。
すなわち、特許文献１には、ＰＭＳＭに直流電流を流すことにより、電流ベクトル方向に回転子が引き込まれて回転し、最終的には、電流ベクトルと磁極位置とが一致した状態で停止することが示されている。この従来技術によれば、回転子が停止した状態で測定を行うことから、回転子の永久磁石の磁束によって電機子巻線に誘導される電圧（誘起電圧）の影響を受けることなく、電機子抵抗を正確に測定することができる。

特許文献２には、電機子抵抗（特許文献２では一次抵抗）の演算値と電流検出値との積から電圧を演算し、電圧演算値と電圧指令値との偏差を増幅して電機子抵抗を演算する技術が示されている。この従来技術では、電機子抵抗を収束演算により求めているため、電機子抵抗を安定に演算できる特徴がある。なお、特許文献２においては誘導電動機に適用した場合の実施形態が説明されているが、ＰＭＳＭへの適用も可能である。

非特許文献１には、直流電流と交流電流とを合成した電流を電動機に通流し、このときに電圧方程式モデルに基づいて演算した電流推定値と電流検出値との偏差を増幅してＰＭＳＭの電圧方程式モデルのパラメータを推定する技術が示されている。この従来技術は、モデル規範適応システム（ＭＲＡＳ）の理論を応用し、電機子抵抗とインダクタンスとを同時に測定できる点に特徴がある。

非特許文献２には、ＰＭＳＭの電圧方程式モデルのパラメータを逐次形最小二乗アルゴリズムによって演算し、この結果から電機子抵抗を含む電気定数を測定する技術が記載されている。更に、電気定数を測定する前に、回転子の突極性を利用して磁極位置を演算し、磁極位置が既知の状態で電気定数を測定することも記載されている。これにより、測定のためにＰＭＳＭに通流する電流によって回転子が回転するのを防止でき、電機子抵抗を正確に測定することが可能である。

特開２０００−３２８００号公報（段落［００１２］〜［００２７］、図１等） 特開平８−３３１８９９号公報（段落［００２２］〜［００２９］，［００４２］〜［００４５］、図３等） 杉本 英彦，「ＭＲＡＳに基づくブラシレスＤＣモータのパラメータ同定」，電気学会論文誌Ｄ，１１１巻９号，１９９１年，ｐ．８００〜８０１ 森本 茂雄，神名 玲秀，真田 雅之，武田 洋次，「パラメータ同定機能を持つ永久磁石同期モータの位置・速度センサレス制御システム」，電気学会論文誌Ｄ，１２６巻６号、２００６年，ｐ．７４８〜７５５

ＰＭＳＭ等の電機子抵抗を高精度に測定するためには、電動機に通流する電流を所定の指令値に制御することが望ましい。これを実現するには、電流を指令値に制御する電流調節器が必要である。
ところで、電機子抵抗の測定時間を短縮するためには電流応答を速くしなければならず、その実現には電流調節器の最適調整が必要である。しかし、電流調節器を最適調整するためには電動機の電気定数が既知である必要があり、電気定数の値が不明の場合には、電流調節器を最適調整することができず、結果として電機子抵抗の測定時間が長くなる。
電動機の電気定数が不明である場合にも電流応答を速くするための技術は、前述した従来技術の何れにも明記されていない。

そこで、本発明の解決課題は、短時間で高精度に電機子抵抗を測定可能とした交流電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、電力変換器により駆動される交流電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
前記電力変換器を介して前記電動機の端子電圧を制御することにより前記電動機の電流検出値を電流指令値に制御する電流制御手段と、前記電流検出値と前記端子電圧とから電機子抵抗を演算する電機子抵抗演算手段と、を有し、
前記電流制御手段は、
前記電流指令値、前記電流検出値及びパラメータ推定値から電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、
前記電圧指令値、前記電流検出値及び前記パラメータ推定値から電流推定値を演算する電流推定手段と、
前記電流検出値と前記電流推定値との偏差を増幅して前記パラメータ推定値を演算するパラメータ推定手段と、
を備えたものである。
これにより、電動機モデルのパラメータを推定しながら、推定したパラメータに基づいて最適に電流制御を行うことができるので、電気定数が未知である場合にも高応答に電流制御が可能であり、電機子抵抗の測定時間を短縮することができる。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した制御装置において、
前記パラメータ推定値は、第１のパラメータ推定値及び第２のパラメータ推定値からなり、
前記電圧指令値演算手段は、
前記電流指令値の高周波成分を除去して第２の電流指令値を演算するローパスフィルタと、前記第２の電流指令値の高周波成分を増幅して第３の電流指令値を演算する進み補償手段と、前記第３の電流指令値、前記電流検出値、前記第１及び第２のパラメータ推定値から前記電圧指令値を演算する手段と、を備え、
前記電流推定手段は、
前記電圧指令値の高周波成分を除去して第２の電圧指令値を演算するローパスフィルタと、前記電流検出値の高周波成分を除去して第２の電流検出値を演算するローパスフィルタと、前記第２の電圧指令値と前記第１のパラメータ推定値との積と、前記第２の電流検出値と前記第２のパラメータ推定値との積を加算して前記電流推定値を演算する手段と、を備えたものである。
これらの演算は、モデル規範形適応制御系の設計理論に基づいており、電流制御系を安定かつ高応答に設計することができる。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した制御装置において、
前記電機子抵抗演算手段は、
前記電流検出値と電機子抵抗測定値とから電圧推定値を演算する手段と、前記電圧推定値と前記電圧指令値との偏差を増幅して前記電機子抵抗測定値を演算する手段と、からなるものである。
これにより、割算を用いずに電機子抵抗を演算でき、更に、電機子抵抗測定値のノイズを除去することができる。

請求項４に係る発明は、請求項１または２に記載した制御装置において、
前記電機子抵抗演算手段が、前記第１及び第２のパラメータ推定値から前記電機子抵抗測定値を演算するものである。
これにより、電機子抵抗の演算を簡素化することができる。

請求項５に係る発明は、請求項２または４に記載した制御装置において、
前記第１のパラメータ推定値から前記電動機のインダクタンスを演算する手段を備えたものである。

請求項６に係る発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した制御装置において、
前記交流電動機が永久磁石形同期電動機であり、前記電機子抵抗推定値を演算する際に、前記電流指令値の方向を磁極位置方向とするものである。
これにより、電機子抵抗の測定中における回転子の回転を防止することができる。

請求項７に係る発明は、請求項６に記載した制御装置において、
前記電流制御手段を用いて電流を指令値に制御し、電流ベクトルに回転子を引き込む磁極位置合わせ手段と、前記磁極位置合わせ手段を実行後の電流ベクトルの位置から前記磁極位置を検出する磁極位置演算手段と、を備えたものである。
これにより、電動機の電気定数が不明な場合にも、磁極位置合わせ時の電流制御を速やかに行うことができる。

本発明によれば、電気定数が不明な場合にも電流を高応答に制御できるため、電機子抵抗の測定時間を短縮できる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、ＰＭＳＭは、回転子のｄ軸（回転子の磁極方向）とｄ軸から９０度進んだｑ軸とからなるｄ−ｑ座標上で電流制御を行うことにより高精度なトルク制御、速度制御を実現可能である。しかしながら、磁極位置検出器を持たずにセンサレス制御を行う場合、ｄ，ｑ軸を直接検出できないため、ｄ，ｑ軸に対応して角速度ω_１で回転するγ，δ軸からなる直交回転座標を制御装置側で想定して制御演算を行っている。
図４は、このγ，δ軸の定義を示すベクトル図であり、ω_ｒはｄ，ｑ軸の回転角速度、θ_ｅｒｒはｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差である。

さて、図１は、請求項１に相当する本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、この実施形態の構成を、電機子抵抗を測定するために電動機に直流電流を通流する方法と共に説明する。
図１において、電流座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ槽電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、角度θ_１に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。ここで、γ，δ軸の角度θ_１は、一定値θ_１０とする。

請求項１における電流制御手段としてのγ軸電流調節器２０は、一定値Ｉ_Ｒであるγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γとからγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を演算する。一方、δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊は零に制御する。
これらのγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊は、電圧座標変換器１５により、角度θ_１に基づき相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

整流回路６０は、三相交流電源５０の三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、ＰＷＭインバータ等からなる電力変換器７０に供給する。
ＰＷＭ回路１３は、前記相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊、及び、入力電圧検出回路１２により検出した電力変換器７０の入力電圧Ｅ_ｄｃから、ゲート信号を生成する。電力変換器７０は、このゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することにより、永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）８０の端子電圧を前記相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。
これらの処理により、ＰＭＳＭ８０の電流ベクトルの振幅をＩ_Ｒとし、角度をθ_１０に制御して、ＰＭＳＭ８０の固定子巻線に直流電流を流すことができる。

γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊及びγ軸電流検出値ｉ_γが入力される電機子抵抗演算器３０は、電機子抵抗Ｒ_ａｅｓｔを数式１により演算する。

次に、γ軸電流調節器２０の詳細について説明する。本実施形態のγ軸電流調節器２０は、モデル規範形適応制御系の設計理論を応用して構成されている。モデル規範形適応制御系の詳細は、例えば、鈴木隆による「アダプティブコントロール」，ｐ．５６〜６８，ｐ．１３２〜１３９（コロナ社，２００１年８月１０日発行）に記載されている。
上記文献に記載された設計理論を応用すると、制御対象のプラントが制御むだ時間のない数式２の一次遅れ系である場合、この数式２のプラントは、数式３により表すことができる。

数式３より、所望の出力ｙ_Ｍ（規範モデルの出力）を得るために、入力ｕを数式４により制御する。

数式４におけるパラメータ推定値（第１，第２のパラメータ推定値）Θ_ｅｓｔ１，Θ_ｅｓｔ２は、出力推定値ｙ_ｅｓｔと出力ｙとの偏差εを増幅して演算する。
ここで、出力推定値ｙ_ｅｓｔは数式５により、偏差εは数式６により表される。

パラメータ推定値Θ_ｅｓｔ１，Θ_ｅｓｔ２は、数式７により演算する。

数式７より、パラメータ推定値Θ_ｅｓｔ１，Θ_ｅｓｔ２は真値に収束するので、数式４によって入力ｕを制御することで、出力ｙを所望の出力値であるｙ_Ｍに制御することができる。なお、数式７において、「Ｔ」は転置を示す。
回転子が停止している場合、ＰＭＳＭの電圧方程式は一次遅れであり、γ軸電圧方程式は、数式２を数式８のように置き換えたモデルによって表すことができる。

この場合、数式３における各パラメータは数式９のような関係にある。

なお、数式４において規範モデルの出力ｙ_Ｍは、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊を後述するローパスフィルタ１０１に通した出力ｉ_γ ^＊＊とする。

以上のモデルを用いて、数式４による制御演算、及び、数式５〜７によるパラメータ推定演算を実行することで、γ軸電流ｉ_γを指令値ｉ_γ ^＊に速やかに制御することができる。この実施形態では、制御対象であるＰＭＳＭ８０のパラメータを逐次推定しながら制御を行うため、パラメータが未知である場合も高応答に制御することが可能である。

図２は、図１におけるγ軸電流調節器２０のブロック図を示しており、前述した数式２〜９の演算を実現するためのものである。このγ軸電流調節器２０は、請求項２における電圧指令値演算手段及び電流推定手段を備えている。
図２において、ローパスフィルタ１０１は、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊の高周波成分を除去して第２のγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊＊を演算する。進み補償器１０２、減算器１０３、乗算器１０４及び除算器１０５は、数式４により、規範モデルの出力ｙ_Ｍに相当する第２のγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊＊、状態変数ξ_２及びパラメータ推定値Θ_ｅｓｔ１，Θ_ｅｓｔ２から、入力ｕに相当するγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を演算し、ＰＭＳＭ８０に与える。なお、図２のブロック図では、図１における電圧座標変換器１５やＰＷＭ回路１３の機能を便宜的に省略してある。

ローパスフィルタ１０６ａ，１０６ｂは、状態変数ξ_１，ξ_２から高周波成分を除去して状態変数ζ_１，ζ_２を演算する。ローパスフィルタ１０６ａ，１０６ｂのカットオフ角周波数はλとする。
乗算器１０７ａ，１０７ｂ及び加算器１０８は、数式５により出力推定値（γ軸電流推定値）ｙ_ｅｓｔを演算する。減算器１０９は、数式６により出力推定値ｙ_ｅｓｔと出力ｙ（＝γ軸電流ｉ_γ）との偏差εを演算する。
また、パラメータ推定器１１０は、偏差ε及び状態変数ζ_１，ζ_２から、数式７によりパラメータ推定値Θ_ｅｓｔ１，Θ_ｅｓｔ２を演算する。

次に、本発明の第２実施形態は、図１の電機子抵抗演算器３０における電機子抵抗Ｒ_ａｅｓｔの演算に、前述の特許文献２に記載された技術を適用したものであり、請求項３の発明に相当する。
まず、電機子抵抗演算器３０では、γ軸電圧推定値ｖ_γｅｓｔを数式１０により求める。

更に、γ軸電圧推定値ｖ_γｅｓｔとγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊との偏差を積分制御して、電機子抵抗測定値Ｒ_ａｅｓｔを数式１１により求める。

次に、請求項４に相当する本発明の第３実施形態は、図１の電機子抵抗演算器３０における電機子抵抗Ｒ_ａｅｓｔを、γ軸電流調節器２０により求めたパラメータ推定値Θ_ｅｓｔ１，Θ_ｅｓｔ２から演算するものである。これにより、演算処理を簡素化することができる。
すなわち、数式１２により、パラメータ推定値Θ_ｅｓｔ１，Θ_ｅｓｔ２から電機子抵抗測定値Ｒ_ａｅｓｔを演算する。

また、請求項５に相当する本発明の第４実施形態は、γ軸電流調節器２０により求めたパラメータ推定値Θ_ｅｓｔ１から、ＰＭＳＭ８０のインダクタンスＬ_ａｅｓｔを数式１３により求めるものである。

更に、請求項６に相当する本発明の第５実施形態は、第１実施形態におけるγ，δ軸の角度θ_１を、電機子抵抗測定に先立って演算した磁極位置演算値とすることにより、電機子抵抗の測定中に回転子が回転しないようにしたものである。これは、図１において電流座標変換器１４及び電圧座標変換器１５に入力される角度θ_１（一定値θ_１０）に、磁極位置演算値を設定することで実現可能である。

最後に、請求項７に相当する本発明の第６実施形態は、上述した第５実施形態における磁極位置演算値を、ＰＭＳＭ８０の電流を指令値に制御して回転子を電流ベクトルに引き込む磁極位置合わせによって求めるものである。そして、この磁極位置合わせを行うときにも、図２に示したγ軸電流調節器２０を用いる。

図３は、この第６実施形態を示すブロック図であり、図１と同一の部分については説明を省略し、以下では図１と異なる箇所を中心に説明する。
電流指令値ｉ_γ ^＊は一定値Ｉ_{ｓｔａｒｔ}とし、γ，δ軸速度ω_１は一定値ω_{ｓｔａｒｔ}とする。電気角演算器２６は、γ，δ軸速度ω_１を積分して角度θ_１を演算し、この角度が電流座標変換器１４及び電圧座標変換器１５に入力される。これらの処理により、電流ベクトルの振幅はＩ_{ｓｔａｒｔ}に、速度はω_{ｓｔａｒｔ}にそれぞれ制御され、回転する電流ベクトルに回転子が引き込まれ、最終的には、回転子の磁極は電流ベクトルに一致する。この結果、磁極位置は電流ベクトルの角度であるθ_１に等しくなる。
この実施形態でも、γ軸電流調節器２０を図２に示すように構成することにより、ＰＭＳＭ８０の電気定数が未知である場合にも電流を高応答に制御できるので、磁極位置合わせの時間を短縮することができる。

なお、上記の各実施形態では本発明をＰＭＳＭに適用した場合について説明したが、本発明は、誘導電動機などの他の交流電動機への適用も可能である。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 図１におけるγ軸電流調節器のブロック図である。 本発明の第６実施形態を示すブロック図である。 座標軸の定義を示す図である。

符号の説明

１１ｕ ｕ相電流検出回路
１１ｗ ｗ相電流検出回路
１２ 入力電圧検出回路
１３ ＰＷＭ回路
１４ 電流座標変換器
１５ 電圧座標変換器
２０ γ軸電流調節器
２６ 電気角演算器
３０ 電機子抵抗演算器
５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
１０１ ローパスフィルタ
１０２ 進み補償器
１０３ 減算器
１０４ 乗算器
１０５ 除算器
１０６ａ，１０６ｂ ローパスフィルタ
１０７ａ，１０７ｂ 乗算器
１０８ 加算器
１０９ 減算器
１１０ パラメータ推定器

Claims (7)

1. 電力変換器により駆動される交流電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
   前記電力変換器を介して前記電動機の端子電圧を制御することにより前記電動機の電流検出値を電流指令値に制御する電流制御手段と、前記電流検出値と前記端子電圧とから電機子抵抗を演算する電機子抵抗演算手段と、を有し、
   前記電流制御手段は、
   前記電流指令値、前記電流検出値及びパラメータ推定値から電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、
   前記電圧指令値、前記電流検出値及び前記パラメータ推定値から電流推定値を演算する電流推定手段と、
   前記電流検出値と前記電流推定値との偏差を増幅して前記パラメータ推定値を演算するパラメータ推定手段と、
   を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載した交流電動機の制御装置において、
   前記パラメータ推定値は、第１のパラメータ推定値及び第２のパラメータ推定値からなり、
   前記電圧指令値演算手段は、
   前記電流指令値の高周波成分を除去して第２の電流指令値を演算するローパスフィルタと、
   前記第２の電流指令値の高周波成分を増幅して第３の電流指令値を演算する進み補償手段と、
   前記第３の電流指令値、前記電流検出値、前記第１及び第２のパラメータ推定値から前記電圧指令値を演算する手段と、
   を備え、
   前記電流推定手段は、
   前記電圧指令値の高周波成分を除去して第２の電圧指令値を演算するローパスフィルタと、
   前記電流検出値の高周波成分を除去して第２の電流検出値を演算するローパスフィルタと、
   前記第２の電圧指令値と前記第１のパラメータ推定値との積と、前記第２の電流検出値と前記第２のパラメータ推定値との積を加算して前記電流推定値を演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した交流電動機の制御装置において、
   前記電機子抵抗演算手段は、
   前記電流検出値と電機子抵抗測定値とから電圧推定値を演算する手段と、前記電圧推定値と前記電圧指令値との偏差を増幅して前記電機子抵抗測定値を演算する手段と、からなることを特徴とする交流電動機の制御装置。
4. 請求項２に記載した交流電動機の制御装置において、
   前記電機子抵抗演算手段は、
   前記第１及び第２のパラメータ推定値から前記電機子抵抗測定値を演算することを特徴とする交流電動機の制御装置。
5. 請求項２または４に記載した交流電動機の制御装置において、
   前記第１のパラメータ推定値から前記電動機のインダクタンスを演算する手段を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
6. 請求項１〜５の何れか１項に記載した交流電動機の制御装置において、
   前記交流電動機が永久磁石形同期電動機であり、
   前記電機子抵抗測定値を演算する際に、前記電流指令値の方向を磁極位置方向とすることを特徴とする交流電動機の制御装置。
7. 請求項６に記載した交流電動機の制御装置において、
   前記電流制御手段を用いて電流を指令値に制御し、電流ベクトルに回転子を引き込む磁極位置合わせ手段と、
   前記磁極位置合わせ手段を実行後の電流ベクトルの位置から前記磁極位置を検出する磁極位置演算手段と、
   を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
   

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