JP2009171680A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転子が回転している場合にも磁極位置を高精度に演算すると共に、電動機や電力変換器等を破損する恐れをなくした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】振幅とパルス幅とが等しく、極性が互いに異なる２つのパルス電圧からなる矩形波の交番高周波電圧を、角度演算器２０、ｘ軸高周波電圧演算器２１、高周波電圧座標変換器２２、加算器２３ａ，２３ｂを用いてＰＭＳＭ８０に対し複数のベクトル方向に印加する。電流検出器１１ｕ，１１ｗ、電流座標変換器１４、バンドパスフィルタ３０、高周波電流座標変換器３１を用いて、前記交番高周波電圧と平行な方向の高周波電流を検出する。フーリエ級数演算器３２は、検出した高周波電流から、交番高周波電圧のベクトル方向に依存して１周期で変化する成分としてのフーリエ級数１次成分を抽出し、初期磁極位置演算器３３は、前記１次成分から磁極位置を演算する。
【選択図】図１

Description

本発明は、特に、回転子が突極性を持たない永久磁石形同期電動機において、始動時に回転子の磁極位置を正確に演算してスムースに運転できるようにした制御装置に関するものである。

永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）の制御装置をコストダウンするため、磁極位置検出器を使わないで運転する、いわゆるセンサレス制御技術が実用化されている。
この種のセンサレス制御技術の多くは、回転子の永久磁石によって電動機の端子間に誘導される誘起電圧を利用して磁極位置を演算するものであり、中高速領域の運転に適用されている。しかしながら、この方式では、電動機の停止時や低速運転時に十分な誘起電圧を得ることが困難なため、この場合には他の磁極位置演算技術が用いられている。

通常、低速運転時に適用される磁極位置演算技術は、ＰＭＳＭの電気特性によって異なっている。
ここで、ＰＭＳＭは、回転子の構造により、表面磁石構造永久磁石形同期電動機（以下、ＳＰＭＳＭともいう）と埋込磁石構造永久磁石形同期電動機（以下、ＩＰＭＳＭともいう）との２種類に大別することができる。これらのうち、ＩＰＭＳＭの磁極位置演算技術としては、回転子の磁気回路のアンバランスに基づいた突極性を利用する方法が実用化されている。
一方、ＳＰＭＳＭや、回転子の突極性が小さいＩＰＭＳＭを対象とした磁極位置演算技術としては、回転子の磁気飽和特性を利用する方法が知られている。

この磁気飽和特性を利用した従来技術として、例えば特許文献１には、停止時または極低速運転時のＰＭＳＭに対してパルス電圧を複数の方向に印加し、パルス電圧印加前後の電流の差分から磁極位置に依存したインダクタンスの変化を測定して磁極位置を推定する方法において、電流差ベクトルから求めたフーリエ係数を用いて磁極位置を演算する方法が記載されている。

また、特許文献２には、ＰＭＳＭの静止状態で一定の角度刻みで電気角を変更し、各電気角にて電流のステップ応答の応答時間を測定すると共に、電気角一応答時間特性を近似するフーリエ級数の基本波余弦波項の係数と基本波正弦波項の係数とを計算し、これらの係数値から求めた電気角に１８０度を加算または減算して磁極位置を推定する永久磁石同期電動機の制御装置が記載されている。

更に、特許文献３には、ＰＭＳＭの推定磁束軸であるｄｃ軸及びｑｃ軸の電圧指令値に微小変化を与え、このときのｄｃ軸及びｑｃ軸の電流変化率、またはその逆数であるインダクタンスの変化から磁極位置を演算する方法が記載されている。
この方法によれば、比較的簡単な処理によって磁極位置を短時間に演算できる特徴がある。更に、ｄｃ軸及びｑｃ軸の電流変化率から求めた位置演算誤差が零になるように周波数指令値を演算し、この周波数指令値を積分して磁極位置を演算することも可能である。

特許第３６８７６０３号公報（請求項１，２、段落［００１１］〜［００３２］，［００５６］〜［００７８］、図１等） 特開平１１−２６２２８０号公報（請求項４、段落［００３９］〜［００５１］、図４等） 特開２００２−７８３９２号公報（段落［００７９］〜［００８２］，［０１００］〜［０１１２］，［０１２０］〜［０１２１］、図１６〜図１９，図２３〜図２５，図２８等）

特許文献１に記載された従来技術では、磁極位置演算のために複数のパルス電圧を印加する間、回転子が静止している必要がある。従って、回転子が回転している場合には適用することができない。
同様に、特許文献２に記載された従来技術も、もっぱら回転子が静止している状態で電流のステップ応答時間を測定する原理に基づいているので、回転子が回転している場合には適用不可能である。

一方、特許文献３に記載された従来技術によれば、回転子が回転している場合にも磁極位置の演算が可能であるが、電流変化率を用いて測定できるインダクタンスが４点に限定されるので、磁極位置に依存したインダクタンスの変化を正確に検出することができず、磁極位置の演算精度に問題がある。

また、回転子が僅かでも回転している場合には、回転子の永久磁石によって電動機の端子間に誘起電圧が誘導される。しかしながら、特許文献１や特許文献３の従来技術では、磁極位置演算に当たり、誘起電圧によって流れる電流の影響を考慮しておらず、また、この電流を制御していない。このため、回転子が回転している場合には磁気飽和特性が変化したり、電流差分や電流変化率からインダクタンス変化を正確に測定できなくなったりして、磁極位置演算に誤差が発生する。更に、回転子の高速回転時には、誘起電圧による電流が過大になって電動機や電力変換器を破損する恐れがある。

そこで、本発明の解決課題は、回転子が回転している場合でも磁極位置を高精度に演算可能であると共に、機器を破損する恐れもない制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、振幅とパルス幅とが等しく、極性が互いに異なる２つのパルス電圧からなる矩形波の交番高周波電圧を、ＰＭＳＭに対し複数のベクトル方向に印加して、交番高周波電圧と平行な方向の高周波電流を検出する。そして、この高周波電流から交番高周波電圧のベクトル方向に依存して１周期で変化する成分であるフーリエ級数１次成分を抽出し、この１次成分を用いて磁極位置または磁極位置演算誤差を演算する。
本発明によれば、回転している回転子の永久磁石により電動機の端子間に誘導される誘起電圧によって電機子巻線に基本波電流が流れる場合にも、磁極位置を正確に演算することができる。また、複数のベクトル方向に交番高周波電圧を印加したときの高周波電流から、フーリエ級数を用いて磁極位置情報を抽出していることから、磁極位置や磁極位置演算誤差を高精度化に求めることができる。

請求項２に係る発明は、任意に定義した直交座標上で高周波電流を検出し、検出した高周波電流から前記交番高周波電圧のベクトル方向によって変化しない成分であるフーリエ級数零次成分を抽出し、このフーリエ級数零次成分から磁極位置または磁極位置演算誤差を演算する。
本発明によれば、請求項１と同等の磁極位置等の演算を簡単に実現することができる。

請求項３に係る発明は、前記交番高周波電圧を、推定の磁極方向と直交方向に印加して、このときに流れる推定の磁極方向と直交方向の高周波電流を検出し、この高周波電流からフーリエ級数零次成分を抽出して磁極位置または磁極位置演算誤差を演算するものである。
本発明によれば、請求項１，２よりも一層簡単に磁極位置等を演算することが可能である。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３に記載した制御装置において、磁極位置演算誤差を増幅して回転子の速度を演算し、速度演算値を増幅して磁極位置を演算するものであり、回転子が高速に回転している場合でも磁極位置を高精度に演算することができる。

請求項５に係る発明は、請求項１〜３の制御装置において、交番高周波電圧の印加を開始するサンプル点、または、印加を終了するサンプル点の電流検出値から基本波電流を検出し、電流指令値と基本波電流検出値との偏差を増幅して基本波電圧指令値を演算すると共に、基本波電圧指令値は、交番高周波電圧の１周期の間、一定に制御し、電動機の端子電圧を基本波電圧指令値と交番高周波電圧とを加算して演算した電圧指令値に制御するものである。
本発明によれば、電流指令値を零に制御することで、基本波電流を零に制御することができ、回転子の速度が高く誘起電圧が大きい場合にも正確に磁極位置等を演算することができる。

請求項６に係る発明は、請求項１〜５の何れかに記載した発明を磁極位置検出器の誤差の補正に適用したものであり、トルク制御精度の向上や電動機の高効率化を実現できる。

本発明によれば、回転子に突極性がない永久磁石形同期電動機の磁極位置を電動機鉄芯の磁気飽和特性を利用して高精度に演算することができ、特に、回転子が回転している場合にも磁極位置を正確に演算することが可能である。また、磁極位置検出器を持たないＰＭＳＭの駆動システムにおいて、本発明により求めた磁極位置演算値を使って運転を開始することで、ＰＭＳＭをスムースに始動することができる。
更に、磁極位置検出器を備えた駆動システムの場合には、本発明により求めた磁極位置演算値を用いて磁極位置検出値の誤差を補正することにより、一層高精度な制御が可能になる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、始めに磁極位置演算の原理について説明する。
図６は、磁極位置演算に使用する座標軸の定義を示す図である。

図６において、ｄ，ｑ軸は、回転子と同期して回転する回転座標であり、回転子の磁極方向をｄ軸、ｄ軸から９０［ｄｅｇ］進み方向をｑ軸と定義する。γ，δ軸は、ｄ，ｑ軸の推定軸であり、ＰＭＳＭの電流制御及び電圧制御は、制御装置がγ，δ軸上の諸量を用いて実施する。ｄ，ｑ軸の回転速度、γ，δ軸の回転速度は、それぞれω_ｒ，ω_１とする。
ここで、γ軸（γ，δ軸）とｄ軸（ｄ，ｑ軸）との角度差θ_ｅｒｒ、すなわち位置演算誤差を、数式１により定義する。

一方、図６におけるｘ，ｙ軸については、磁極位置演算時にインダクタンスを測定するために永久磁石形同期電動機の固定子巻線に印加する交番高周波電圧のベクトル方向をｘ軸、ｘ軸から９０［ｄｅｇ］進み方向をｙ軸と定義する。γ軸を基準としたｘ軸との間の角度差（角度ともいう）をδ_ｘと定義すると、ｘ軸（ｘ，ｙ軸）とｄ軸（ｄ，ｑ軸）との角度差θ_ｘｅｒｒは、数式２によって表される。

次に、図７は、ｄ軸電流と鎖交磁束との関係、及び、ｄ軸電流とｄ軸インダクタンスとの関係を示している。
ｄ軸電流Ｉ_ｄが零のときの鎖交磁束は、永久磁石磁束Ψ_ｍに等しい。ｄ軸電流Ｉ_ｄをプラス側に制御すると、永久磁石磁束とｄ軸電流Ｉ_ｄにより発生する磁束とが合成されて磁束が増加し、電動機の鉄芯が磁気飽和して、ｄ軸インダクタンスが減少する。
一方、ｄ軸電流Ｉ_ｄをマイナス側に制御すると、永久磁石磁束とｄ軸電流Ｉ_ｄにより発生する磁束とが相殺されるので、電動機の鉄芯は磁気飽和が緩和され、ｄ軸インダクタンスが増加する。つまり、ｄ軸電流Ｉ_ｄの値によってインダクタンスが変化する。
以上のことから、ｄ軸と電流ベクトルとの角度差に依存して磁気飽和特性が変化し、これによってインダクタンスが変化することになる。

図８は、ｘ軸プラス方向に一定の電流を通流したときのｘ軸とｄ軸との角度差θ_ｘｅｒｒとｘ軸インダクタンスとの関係を示している。なお、図８では、原理を分かりやすく説明するため、回転子に突極性がない（ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとが等しい）ＳＰＭＳＭの場合について示してある。
図８より、ｘ軸インダクタンスは角度差θ_ｘｅｒｒに対して電気角１周期で変化する。このことを利用すると、数式１及び数式２の関係式より、γ軸の角度θ_１を一定としてｘ軸インダクタンスが最小になるような角度δ_ｘを求めることで、ｄ軸の角度（磁極位置）を演算することができる。

ここで、ｘ軸インダクタンスは、ｘ軸方向に交番高周波電圧を印加して、このときに流れるｘ軸交番高周波電流から測定可能である。
図９は、上記角度δ_ｘ、ｘ軸交番高周波電圧ｖ_ｘｈ，高周波電流ｉ_ｘｈ，基本波電圧ｖ_ｘｆ，基本波電流ｉ_ｘｆ，ｘ軸電圧ｖ_ｘ，ｘ軸電流ｉ_ｘ，ｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈの波形を示している。基本原理を理解するため、まず、誘起電圧や基本波電圧によって流れる電流が無視できる場合について説明する。

ｘ軸に印加する交番高周波電圧ｖ_ｘｈは、振幅とパルス幅とが等しく、極性が互いに異なる２つのパルス電圧を合成した矩形波とする。なお、交番高周波電圧ｖ_ｘｈの１周期をＴ_ｈとする。
ｘ軸プラス方向に一定の電流を通流したときのインダクタンスを測定する場合、図示するように、周期Ｔ_ｈ内において、ｘ軸高周波電圧ｖ_ｘｈの振幅Ｖ_ｈを最初の半周期ではプラスに制御し、次の半周期ではマイナスに制御する（以下、この高周波電圧の印加を「ｘ軸プラス方向への高周波電圧印加」と定義する）。このとき、ｘ軸電流ｉ_ｘは、図示する如く最初はｘ軸プラス方向に変化し、続いて交番高周波電圧ｖ_ｘｈの印加開始直前の値に復帰する。図９から明らかなように、ｘ軸には、ｘ軸プラス方向に直流バイアス成分を持った振幅Ｉ_ｘｈの高周波電流ｉ_ｘｈが流れる。

同様に、ｘ軸マイナス方向に一定の電流を通流したときのインダクタンスは、周期Ｔ_ｈ内において、ｘ軸高周波電圧ｖ_ｘｈの振幅Ｖ_ｈを最初の半周期ではマイナスに制御し、次の半周期ではプラスに制御し（以下、この高周波電圧の印加を「ｘ軸マイナス方向への高周波電圧印加」と定義する）、このときに流れる高周波電流ｉ_ｘｈから測定することができる。
高周波電流振幅Ｉ_ｘｈは、誘起電圧や基本波電圧（図９におけるｖ_ｘｆ）によって流れる基本波電流（図９におけるｉ_ｘｆ）が無視できる場合は、ｘ，ｙ軸高周波電流ｉ_ｘｈ，ｉ_ｙｈがｘ，ｙ軸電流検出値ｉ_ｘ，ｉ_ｙに等しいことから、数式３によって演算することができる。

誘起電圧や基本波電圧によって流れる基本波電流が無視できない場合は、電流検出値から高周波電流を抽出する処理が必要である。誘起電圧及び基本波電圧が交番高周波電圧の１周期Ｔ_ｈの間で一定である場合は、ｘ軸プラス方向への高周波電圧印加時の高周波電流振幅演算値と、ｘ軸マイナス方向への高周波電圧印加時の高周波電流振幅演算値との平均を求めることで、これらの基本波電圧成分による影響を相殺して高周波電流振幅Ｉ_ｘｈを正しく演算することができる。具体的には、高周波電流振幅Ｉ_ｘｈを以下の数式４によって演算する。

次に、高周波電流と磁極位置との関係を導出する。まず、高周波成分に対するｘ，ｙ軸状態方程式を下記の条件で導出する。
・角度差θ_ｅｒｒは一定値に近似する。
・角度δ_ｘは一定値に制御する。
・印加する交番高周波電圧の周波数は、電気角周波数ω_１よりも十分高く、高周波電圧は過渡電圧項が支配的であると仮定する。この仮定により、電機子抵抗による電圧降下や電機子反作用による電圧降下は零に近似する。
・磁気飽和によるインダクタンス変化を角度差θ_ｘｅｒｒの正弦波関数により近似する。

上記の条件のもとで、高周波成分に対するｘ，ｙ軸状態方程式は次式のようになる。

図９に示した交番高周波電圧ｖ_ｘｈを印加することによって流れる高周波電流ｉ_ｘｈの振幅ベクトルＩ_ｘｙｈは、数式６によって表される。

図１０は、角度差θ_ｘｅｒｒとｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈとの関係を示しており、ここでは、原理を分かりやすくするためにＳＰＭＳＭの場合について例示してある。
図１０、数式６及び数式２に示した角度差θ_ｘｅｒｒと角度δ_ｘとの関係より、角度δ_ｘを変えてｘ軸交番高周波電圧ｖ_ｘｈを印加することによりｘ軸高周波電流ｉ_ｘｈを検出し、このｘ軸高周波電流ｉ_ｘｈのうち、角度δ_ｘの電気角１周期で変化する成分が最大になる方向から磁極位置を演算することができる。ここで、角度δ_ｘの電気角１周期で変化する成分は、フーリエ級数の１次成分として、数式７により演算可能である。

ここで、図９に示したように角度δ_ｘでｘ軸プラス方向とｘ軸マイナス方向とに高周波電圧ｖ_ｘｈを順次印加してｘ軸高周波電流ｉ_ｘｈを検出する場合は、角度δ_ｘを零から１８０［ｄｅｇ］まで変化させたときのｘ軸高周波電流ｉ_ｘｈより、数式７の代わりに数式８によって演算する。

数式７または数式８によって求めたフーリエ級数より、角度差（磁極位置演算誤差）θ_ｅｒｒは、数式９により求められる。

γ軸の角度θ_１＝０のとき、数式１からθ_ｒ＝−θ_ｅｒｒであるから、磁極位置θ_ｒは数式１０により演算することができる。

以下、上記原理に基づく本発明の各実施形態を説明する。
まず、図１は請求項１に相当する本発明の第１実施形態を示すブロック図である。図１において、まず、前述の如くγ軸の角度（磁極位置演算値）θ_１を零に制御して、電流座標変換器１４及び電圧座標変換器１５に入力する。

角度演算器２０は、永久磁石形同期電動機８０に印加する交番高周波電圧ｖ_ｘの周期Ｔ_ｈごとに角度δ_ｘを零から１８０［ｄｅｇ］まで所定の刻みで増加させて、後述の高周波電圧座標変換器２２に入力する。
ｘ軸高周波電圧演算器２１は、周期Ｔ_ｈごとにｘ軸プラス方向とｘ軸マイナス方向に交番高周波電圧を印加する。具体的には、ｘ軸高周波電圧指令値ｖ_ｘｈ ^＊を図９のｖ_ｘｈのように演算すると共に、ｙ軸高周波電圧ｖ_ｙｈ ^＊を零に制御する。

高周波電圧座標変換器２２は、数式１１により、角度δ_ｘごとにｘ，ｙ軸高周波電圧指令値ｖ_ｘｈ ^＊，ｖ_ｙｈ ^＊をγ，δ軸に座標変換してγ，δ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊，ｖ_δｈ ^＊を出力する。

上記高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊，ｖ_δｈ ^＊は、加算器２３ａ，２３ｂにより基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊，ｖ_δｆ ^＊と軸ごとにそれぞれ加算され、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊が求められる。但し、本実施形態では基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊，ｖ_δｆ ^＊を何れも零に制御する。
γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊は、電圧座標変換器１５によって磁極位置演算値θ_１に基づき三相各相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

一方、整流回路６０は三相交流電源５０の交流電圧を整流して直流電圧に変換し、インバータ等の電力変換器７０に供給する。
ＰＷＭ回路１３は、電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊、及び、電圧検出回路１２により検出した電力変換器７０の入力電圧Ｅ_ｄｃから、電力変換器７０の出力電圧を各相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するためのゲート信号を生成する。電力変換器７０は、上記ゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することにより、永久磁石形同期電動機８０の各相端子電圧を電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。

電流座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによってそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、磁極位置演算値θ_１に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δにそれぞれ座標変換する。
バンドパスフィルタ３０は、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δからγ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを数式１２により演算する。

高周波電流座標変換器３１は、角度δ_ｘを用いて、γ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを数式１３により座標変換し、ｘ，ｙ軸高周波電流振幅を求める。
なお、数式１３におけるＣ_ｘｙは数式１１において説明したものと同様である。

フーリエ級数演算器３２は、ｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈから、角度δ_ｘの電気角１周期で変化する成分（フーリエ級数の１次成分）Ｉ_ｘｈａ１，Ｉ_ｘｈｂ１を前述した数式８により演算する。
初期磁極位置演算器３３は、上記成分Ｉ_ｘｈａ１，Ｉ_ｘｈｂ１を用いて、数式１０により磁極位置θ_ｒを演算するものであり、この磁極位置θ_ｒを用いて電動機８０を始動すれば良い。

次に、図２は請求項１，４に相当する本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
本実施形態は、交番高周波電圧を印加して検出した高周波電流から磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒを求め、この演算誤差θ_ｅｒｒが零になるように磁極位置及び速度を演算し、回転子が高速で回転している場合にも磁極位置を正確に演算できるようにしたものである。以下では、第１実施形態と異なる点を中心に説明し、同じ箇所については同一の参照符号を付して説明を省略する。

図２において、位置誤差演算器１２１は、フーリエ級数演算器３２から出力されたフーリエ級数Ｉ_ｘｈａ１，Ｉ_ｘｈｂ１から、前述した数式９により磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒを求める。
速度演算器１２２は、数式１４により磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒを比例積分演算して速度演算値ω_１を求める。

磁極位置演算器１２３は、数式１５に示すように速度演算値ω_１を積分し、磁極位置演算値θ_１を求める。

また、磁極位置演算値θ_１の収束を速くするために、演算開始時には、磁極位置演算値θ_１に磁極位置の初期値をプリセットする。磁極位置の初期値は、θ_１を零に設定して演算したフーリエ級数Ｉ_ｘｈａ１，Ｉ_ｘｈｂ１から、前記数式１０により演算すれば良い。

次いで、図３は請求項１，４，５に相当する本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
この実施形態は、図２に示した第２実施形態に、基本波電流を零に制御する機能を追加し、誘起電圧によって流れる基本波電流による磁気飽和特性の変化を低減することにより、磁極位置演算を高精度化したものである。以下では、第２実施形態と異なる点を中心に説明し、同じ箇所については同一の参照符号を付して説明を省略する。

図３において、ノッチフィルタ１３１は、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δから高周波電流を除去し、γ，δ軸基本波電流ｉ_γｆ，ｉ_δｆを検出する。図９より、ｘ軸高周波電流ｉ_ｘｈは、周期Ｔ_ｈ内でｘ軸高周波電圧ｖ_ｘｈの印加を開始するサンプル点または印加を終了するサンプル点（ｎ−２），（ｎ）で零になる。そこで、ノッチフィルタ１３１では、上記サンプル点（ｎ−２），（ｎ）におけるγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δからγ，δ軸基本波電流ｉ_γｆ，ｉ_δｆを検出する。

図３において、γ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊は、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸基本波電流ｉ_γｆとの偏差を減算器１３２ａにて演算し、この偏差をγ軸電流調節器１３３ａにより増幅して演算する。一方、δ軸基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊は、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸基本波電流ｉ_δとの偏差を減算器１３２ｂにて演算し、この偏差をδ軸電流調節器１３３ｂにより増幅して演算する。
ここで、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊は何れも零に制御する。また、γ，δ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊，ｖ_δｆ ^＊は、高周波電流への干渉を防ぐため、高周波電圧１周期Ｔ_ｈの間、一定値に制御するものとする。
なお、本実施形態における磁極位置の演算動作は、第２実施形態と同様である。

次に、図４は請求項２，４に相当する本発明の第４実施形態を示すブロック図である。
本実施形態は、図３の第３実施形態における磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒの演算を簡略化したものであり、第３実施形態における高周波電流座標変換器３１が省略され、バンドパスフィルタ３０から出力されたγ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈがフーリエ級数演算器１４１に直接入力されている。
まず、本実施形態の原理について説明する。
ｘ，ｙ軸高周波電圧とγ，δ軸高周波電流との間には、数式１６の関係がある。

数式１６より、交番高周波電圧をｘ軸に印加する場合、γ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈは数式１７のようになる。

数式１６、数式１７より、γ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈには、角度δ_ｘの値に依存せず、言い換えれば任意に定義される直交座標上で、磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒに依存する成分が含まれる。γ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈから角度δ_ｘの値に依存しない零次成分Ｉ_γｈａ０，Ｉ_δｈａ０をフーリエ級数により求めると、数式１８のようになる。

図９に示したように、それぞれの角度δ_ｘにおいて、交番高周波電圧をｘ軸プラス方向（角度差δ_ｘ方向）とｘ軸マイナス方向（角度差δ_ｘ＋π方向）とに印加する場合、角度δ_ｘを零から１８０［ｄｅｇ］まで変化させたときのγ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈより、フーリエ級数を数式１９にて演算する。

数式１９に示したフーリエ級数の零次成分より、磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒは数式２０を用いて演算することができる。

また、γ軸の角度θ_１＝０のとき、数式１からθ_ｒ＝−θ_ｅｒｒであるから、磁極位置θ_ｒは数式２１によって演算することができる。

次に、本実施形態の動作を図４に基づいて説明する。
フーリエ級数演算器１４１は、γ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈ，Ｉ_δｈから、角度δ_ｘに依存しない成分Ｉ_γｈａ０，Ｉ_δｈａ０をフーリエ級数により演算する。
位置誤差演算器１４２は、前述の数式２０により磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒを演算する。
また、磁極位置演算値の収束を速くするため、演算開始時に磁極位置演算値θ_１に磁極位置の初期値をプリセットする。磁極位置の初期値は、θ_１を零に設定してγ，δ軸高周波電流のフーリエ級数Ｉ_γｈａ０，Ｉ_δｈａ０を演算し、これらのフーリエ級数Ｉ_γｈａ０，Ｉ_δｈａ０を用いて数式２１により演算する。

次に、請求項３に相当する本発明の第５実施形態を図５に従って説明する。この実施形態は、第４実施形態において磁極位置演算を更に簡略化したものである。
まず、本実施形態の原理について説明する。
前述した数式１８より、δ軸高周波電流のフーリエ級数Ｉ_δｈａ０は、磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒの正弦波関数である。このため、磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒが零近傍の場合、フーリエ級数Ｉ_δｈａ０と磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒとは比例関係にあると近似することができる。そこで、フーリエ級数Ｉ_δｈａ０が零になるように磁極位置及び速度を演算すれば、磁極位置を正確に演算することができる。

数式１８より、Ｉ_δｈａ０を求めるためには、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの情報、すなわち、推定の磁極方向（γ軸方向）に直交する方向（δ軸方向）の高周波電流振幅情報だけが必要である。従って、交番高周波電圧はδ軸プラス方向とδ軸マイナス方向とに印加するだけで良い。数式１９より、このときのＩ_δｈａ０は、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈから、下記の数式２２によって演算可能である。

次に、この実施形態の動作を図５及び図１１に基づいて説明する。なお、図１１は、本実施形態におけるδ軸高周波電圧ｖ_δｈ，高周波電流ｉ_δｈ，基本波電圧ｖ_δｆ，基本波電流ｉ_δｆ，δ軸電圧ｖ_δ，δ軸電流ｉ_δ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの波形を示している。

図５において、第４実施形態における角度演算器２０、ｘ軸高周波電圧演算器２１、高周波電圧座標変換器２２の代わりに設けられたδ軸高周波電圧演算器１５１は、δ軸高周波電圧指令値ｖ_δｈ ^＊を図１１に示すｖ_δｈと同じ矩形波の交番高周波電圧に制御する。ここで、γ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊は０に制御される。
フーリエ級数演算器１５２は、前述の数式２２により、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈに基づいてフーリエ級数Ｉ_δｈａ０を演算する。速度演算器１５３は、フーリエ級数Ｉ_δｈａ０を増幅して速度演算値ω_１を数式２３により演算する。

本実施形態でも、磁極位置演算値の収束を速くするため、演算開始時に磁極位置演算値θ_１に初期値をプリセットする。磁極位置の初期値θ_１０は、θ_１を零に設定して高周波電流のフーリエ級数Ｉ_δｈａ０を演算し、このフーリエ級数Ｉ_δｈａ０から、初期磁極位置演算器１５４が数式２４により演算する。

なお、請求項６に記載するように、磁極位置検出器を持つ永久磁石形同期電動機の駆動システムに本発明を適用する場合には、磁極位置検出値の誤差を、上述した第１〜第５実施形態の何れかによって得た磁極位置演算値を用いて補正することにより、磁極位置を一層正確に求めることができる。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態を示すブロック図である。 磁極位置演算に使用する座標軸の定義を示す図である。 ｄ軸電流と鎖交磁束との関係、及び、ｄ軸電流とｄ軸インダクタンスとの関係を示す図である。 角度差θ_ｘｅｒｒとｘ軸インダクタンスとの関係を示す図である。 本発明の実施形態における電圧波形及び電流波形を示す図である。 角度差θ_ｘｅｒｒとｘ軸高周波電流振幅との関係を示す図である。 本発明の第５実施形態における電圧波形及び電流波形を示す図である。

符号の説明

５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
１１ｕ ｕ相電流検出回路
１１ｗ ｗ相電流検出回路
１２ 電圧検出回路
１３ ＰＷＭ回路
１４ 電流座標変換器
１５ 電圧座標変換器
２０ 角度演算器
２１ ｘ軸高周波電圧演算器
２２ 高周波電圧座標変換器
２３ａ 加算器
２３ｂ 加算器
３０ バンドパスフィルタ
３１ 高周波電流座標変換器
３２ フーリエ級数演算器
３３ 初期磁極位置演算器
１２１ 位置誤差演算器
１２２ 速度演算器
１２３ 磁極位置演算器
１３１ ノッチフィルタ
１３２ａ 減算器
１３２ｂ 減算器
１３３ａ γ軸電流調節器
１３３ｂ δ軸電流調節器
１４１ フーリエ級数演算器
１４２ 位置誤差演算器
１５１ δ軸高周波電圧演算器
１５２ フーリエ級数演算器
１５３ 速度演算器
１５４ 初期磁極位置演算器

Claims (6)

1. 永久磁石形同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
   振幅とパルス幅とが等しく極性が互いに異なる２つのパルス電圧からなる矩形波の交番高周波電圧を、前記電動機に対して複数のベクトル方向に印加する手段と、
   前記交番高周波電圧を印加した時に前記電動機に流れる電流であって、前記交番高周波電圧と平行な方向の高周波電流を検出する手段と、
   前記高周波電流から前記交番高周波電圧のベクトル方向に依存して１周期で変化する成分であるフーリエ級数１次成分を抽出する手段と、
   前記フーリエ級数１次成分から、前記電動機の磁極位置または磁極位置演算誤差を演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 永久磁石形同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
   振幅とパルス幅とが等しく極性が互いに異なる２つのパルス電圧からなる矩形波の交番高周波電圧を、前記電動機に対して複数のベクトル方向に印加する手段と、
   前記交番高周波電圧を印加した時に前記電動機に流れる電流であって、任意に定義した直交座標上の高周波電流を検出する手段と、
   前記高周波電流から前記交番高周波電圧のベクトル方向によって変化しない成分であるフーリエ級数零次成分を抽出する手段と、
   前記フーリエ級数零次成分から、前記電動機の磁極位置または磁極位置演算誤差を演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 永久磁石形同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
   振幅とパルス幅とが等しく極性が互いに異なる２つのパルス電圧からなる矩形波の交番高周波電圧を、前記電動機に対して推定の磁極方向と直交する方向に印加する手段と、
   前記交番高周波電圧を印加した時に前記電動機に流れる電流であって、前記推定の磁極方向と直交する方向の高周波電流を検出する手段と、
   前記高周波電流から前記交番高周波電圧のベクトル方向によって変化しない成分であるフーリエ級数零次成分を抽出する手段と、
   前記フーリエ級数零次成分から、前記電動機の磁極位置または磁極位置演算誤差を演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した制御装置において、
   前記磁極位置演算誤差を増幅して回転子の速度を演算する速度演算手段と、
   この演算手段により得た速度演算値を増幅して磁極位置を演算する磁極位置演算手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
5. 請求項１〜３の何れか１項に記載した制御装置において、
   前記交番高周波電圧の印加を開始するサンプル点、または、前記交番高周波電圧の印加を終了するサンプル点の電流検出値から基本波電流を検出する手段と、
   前記電動機の電流指令値と基本波電流検出値との偏差を増幅して基本波電圧指令値を演算する電流調節器と、
   前記基本波電圧指令値と前記交番高周波電圧とを加算して前記電動機の電圧指令値を演算する手段と、
   前記電動機の端子電圧を前記電圧指令値に制御する手段と、
   を備え、
   前記基本波電圧指令値を、前記交番高周波電圧の１周期の間、一定に制御することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
6. 請求項１〜５の何れか１項に記載した制御装置において、
   前記回転子の磁極位置を検出するための磁極位置検出手段を備え、
   この検出手段による磁極位置検出値の誤差を、請求項１〜５の何れかにより得た磁極位置演算値を用いて補正することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。

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