JP2015509357A - 永久磁石電気機械の制御 - Google Patents

Abstract

本発明は、固定子と回転子とを有する永久磁石同期機（３）を制御する方法に関する。方法は、回転子の推測位置を決定するステップと、第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）または所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）のいずれかに対して交互に等しい第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）を決定するステップとを備える。回転子の推測位置を決定するステップは、結合項（Δｉγ）を決定するステップと、前記結合項（Δｉγ）の関数として回転子の回転速度（Ωｓ）を決定するステップと、回転子の回転速度（Ωｓ）を積分することによって、回転子の推測位置を決定するステップとを備える。

Description

本発明は、永久磁石同期機の制御に関する。

永久磁石同期機を制御するためには、その回転子の位置を知ることが常に必要であることが知られている。通常、位置センサは、位置を測定するとともに、機械の速度を計算するために用いられる。このようなセンサ（およびそれらに伴うプロセッサカード）を用いることの主な弱点は、システムの信頼性の低下であるが、信頼性は、航空分野においては最も重要である。その解決手段の他の弱点は、システムの重量、容積、およびトータルコストの増加である。

そのため、このような位置センサを伴わないで行うとともに、それによって固定子電流の測定だけに基づいて機械的な変数を推測するために、かなりの量の研究が行われた。

位置センサを用いずに中速および高速で同期機を制御するために、いくつかの方法が既に提案され検証された。それらの方法は、印加電圧、電流測定、および機械を記述する式に基づく無負荷の電磁力（ＥＭＦ）ベクトルの推測に基づく。ＥＭＦは速度に正比例するので、その後速度を単に積分することによって取得され、位置出しが可能なように、速度をもまた推測することができる。それにもかかわらず、機械が停止されるとＥＭＦがゼロになるため、および低速では測定ノイズに埋もれるため、このような動作範囲ではもはや観察可能ではない。そのため、ＥＭＦの推測に基づく方法は、位置制御が必要とされる用途には適さない。

低速での位置および停止したときの位置を推測するために、残る唯一の解決手段は、回転子の位置の関数として固定子インダクタンスの値の変動を用いることである。インダクタンスの変動量を利用するいくつかの方法は、以下のように既に提案されている：
第１の種類の方法において、原理は、パルス幅変調（ＰＷＭ）の１０または２０周期の制御をスイッチオフにし、（電流調整器の通過帯域よりも高い周波数の）高周波信号を注入することである。測定された電流の変動量に対して注入される電圧の比は、インダクタンスを推測することを可能にするとともに、インダクタンスは位置に依存するので、位置を推測することもまた可能である。一例は、Ｊ．Ｋｉｅｌ、Ａ．Ｂｕｎｔｅ、Ｓ．Ｂｅｉｎｅｋｅ、「全動作範囲にわたる永久磁石同期機のセンサレストルク制御（Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ ｔｏｒｑｕｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍａｃｈｉｎｅｓ ｏｖｅｒ ｔｈｅ ｗｈｏｌｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｒａｎｇｅ）」、ＥＰＥＰＥＭＣ、ＴＰ −０５３、Ｄｕｂｒｏｖｎｉｋ＆Ｃａｖａｔ、２００２年９月の文献に記載される。
第２の種類の方法において、位置推測での誤差は、初期段階でそれ自体推測される。この誤差は、修正器の支援によってゼロに向かって調整される。修正器から出力は、速度の推測を提供し、積分によって、回転子の推測位置を取得することが可能である。推測の誤差を計算するために、高周波（ＨＦ）信号を注入する直後の電流の測定値は、もしＨＦ信号が注入されていなければ、理論上得られる電流と比較される。

上記第１の種類の方法には以下の弱点がある：
推測位置は、直接計算されるため、計算されるごとに不連続性の影響を受ける。電圧基準は回転子の位置に基づいて計算されるので、基準もまた、有害になる可能性があるトルクの振動を生じさせる不連続性を被ることになる。
推測を行うために制御を停止する必要性。（所望の精度に左右される）ＰＷＭの１０または２０周期毎に、このような周期の１つは、推測目的のための高周波信号の注入にもっぱら専念する。
このような状況下では、推測を行う際に固定子電流をオーバサンプリングすることが必要である。

上述の第２の種類の方法は、以下の弱点の影響を受ける：
それらの方法において、被測定電流は、理論上得られるはずの電流と比較される。それを行うことを可能にするために、もし方法が適切に収斂することであれば、モータの正確なモデルを有することが必要である。そのため、それらは、機械のパラメータに関する不確実性に、およびそれらのパラメータの変動量にも左右されることになる。
さらに、それらの方法は、回転子機械を平滑化することのみに適用する。

Ｊ．Ｋｉｅｌ、Ａ．Ｂｕｎｔｅ、Ｓ．Ｂｅｉｎｅｋｅ、「全動作範囲にわたる永久磁石同期機のセンサレストルク制御（Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ ｔｏｒｑｕｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍａｃｈｉｎｅｓ ｏｖｅｒ ｔｈｅ ｗｈｏｌｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｒａｎｇｅ）」、ＥＰＥＰＥＭＣ、ＴＰ −０５３、Ｄｕｂｒｏｖｎｉｋ＆Ｃａｖａｔ、２００２年９月 Ｄ．田中、Ｒ．森山、Ｉ．三木、「最適電圧ベクトルを用いる永久磁石内蔵型同期モータの初期回転子位置推測（Ｉｎｉｔｉａｌ ｒｏｔｏｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ ｉｎｔｅｒｉｏｒ ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒ ｕｓｉｎｇ ｏｐｔｉｍａｌ ｖｏｌｔａｇｅ ｖｅｃｔｏｒ）」、電気学会（日本）、１５６巻、４号、２００６年７月

低速およびゼロ速度での同期機の制御を向上させる必要性が存在する。

本発明は、固定子と回転子とを有する永久磁石同期機を制御するための制御方法を提案することによって、この必要性を満足させようと努めるのであって、
回転子の推測位置を決定するステップと、
固定子電流の、および回転子の推測位置の関数として、同相電流および直交電流（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｕｒｒｅｎｔ）を決定するステップと、
同相電流の、直交電流の、同相電流設定値の、および直交電流設定値の関数として、第１の同相電圧設定値および直交電圧（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｖｏｌｔａｇｅ）設定値を決定するステップと
を備える前記制御方法であって、
第１の同相電圧設定値または所定の周期信号を加えた第１の同相電圧設定値のいずれかに対して交互に等しい第２の同相電圧設定値を決定するステップと、
第２の同相電圧設定値の、直交電圧設定値の、および回転子の推測位置の関数として、固定子電圧設定値を決定するステップと、
固定子電圧設定値の関数として、前記同期機を制御するステップと
を備え、
回転子の推測位置を決定するステップは、
第２の同相電圧設定値が第１の同相電圧設定値に等しい場合の直交電流と、第２の同相電圧設定値が所定の周期信号を加えた第１の同相電圧設定値に等しい場合の直交電流と間の差分の関数として、結合項を決定するステップと、
前記結合項の関数として、回転子の回転速度を決定するステップと、
回転子の回転速度を積分することによって回転子の推測位置を決定するステップと
を備えることを特徴とする制御方法である。

それに対応して、本発明は、固定子と回転子とを有する永久磁石同期機を制御するための制御装置にして、
回転子の推測位置を決定する手段と、
固定子電流の、および回転子の推測位置の関数として、同相電流および直交電流を決定するモジュールと、
同相電流の、直交電流の、同相電流設定値の、および直交電流設定値の関数として、第１の同相電圧設定値および直交電圧設定値を決定するモジュールと
を備える前記制御装置であって、
第１の同相電圧設定値または所定の周期信号を加えた第１の同相電圧設定値のいずれかに対して交互に等しい第２の同相電圧設定値を決定するモジュールと、
第２の同相電圧設定値の、直交電圧設定値の、および回転子の推測位置の関数として、固定子電圧設定値を決定するモジュールと、
固定子電圧設定値の関数として、前記同期機を制御する制御手段と
を備え、
回転子の推測位置を決定する手段は、
第２の同相電圧設定値が第１の同相電圧設定値に等しい場合の直交電流と、第２の同相電圧設定値が所定の周期信号を加えた第１の同相電圧設定値に等しい場合の直交電流と間の差分の関数として、結合項を決定するモジュールと、
前記結合項の関数として回転子の回転速度を決定するモジュールと、
回転子の回転速度を積分することによって回転子の推測位置を決定するモジュールと
を備えることを特徴とする制御装置である。

前記結合項の関数として回転子の回転速度を決定するステップは、結合項をキャンセルするための修正器を用いるステップを含んでもよい。

好ましくは、所定の周期信号は、パルス信号である。

実施形態において、固定子電圧設定値の関数として前記同期機を制御するステップは、所定の周期を有すパルス幅変調インバータに対して前記固定子電圧設定値を供給するステップを備え、前記第２の同相電圧設定値は、１５〜２５周期毎に１回、パルス幅変調の１〜３周期のための所定の周期信号を加えた第１の同相電圧設定値に等しい。

回転子は、突極回転子であってもよい。回転子は、また、平滑回転子であってもよく、前記方法は、回転子の磁極に面する固定子歯を飽和させるステップを含む。

本発明は、また、本発明による制御装置と、インバータと、同期機とを備える制御システムを提供する。

本発明は、また、コンピュータプログラムがコンピュータによって実行されるときに、本発明による制御方法のステップを実行するための命令を含む前記コンピュータプログラムを提供する。

プログラムは、任意のプログラミング言語を用いてもよいし、ソースコード、オブジェクトコード、もしくは部分的にコンパイルされた形式などのソースコードとオブジェクトコードの中間のコード、または任意の他の望ましい形式であってもよい。

本発明は、また、上記のようなコンピュータプログラムの命令を含むコンピュータ読み取り可能なデータ媒体または記録媒体を提供する。

上記のデータ媒体は、プログラムを格納することができる任意の種類のエンティティまたは装置であってもよい。例えば、媒体は、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）ＲＯＭもしくは超小形電子回路ＲＯＭなどの読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）、または実際に例えばフロッピー（登録商標）ディスクもしくはハードディスクなどの磁気記録手段などの格納手段を備えてもよい。

さらに、記録媒体は、電気ケーブルもしくは光ケーブルを介して、無線によって、または他の手段によって伝達されるのに適している電気信号もしくは光信号などの伝送可能な媒体に対応することができる。本発明のプログラムは、特に、インターネット型ネットワークからダウンロードされてもよい。

代替え的に、記録媒体は、プログラムが組み込まれる集積回路に対応してもよく、回路は、当該方法を実行するように、または当該方法の実行に用いられるように構成される。

本発明の他の特性および有利性は、限定性を有しない実施形態を示す添付の図面を参照して行われる以下の説明から明らかとなる。

本発明の実施形態における制御システムの図である。 図１のシステムにおける同期機の回転子の実際の位置および推測位置に関連づけられる基準座標系を示す。 図１の制御システムのブロック図であり、制御装置の動作が機能モジュールによって表される。

図１は、本発明の実施形態における永久磁石同期機のための制御システムを示す。図１システムは、制御装置１と、パルス幅変調インバータ２と、永久磁石同期機３とを備える。

同期機３は、永久磁石を搬送する回転子と、および三相巻線を有する固定子とを備える。固定子の三相電圧は、Ｖａｂｃと書き表され、固定子の三相電流は、Ｉａｂｃと書き表される。同期機３は、特にその固定子の動的インダクタンスによる様々な大きさを特徴としてもよい。同期機３は、固定子の動的インダクタンスが回転子の位置に左右される機械である。従って、突極回転子をもつ同期機であってもよいが、平滑回転子をもつ同期機であってもよく、推測された同相軸に沿って固定子電流上に十分に高い正値を印加することによって、回転子磁石に面する固定子歯が、わずかに飽和される、または、わずかに飽和させられる。このような機械の構造は、当業者に知られているので、それらは本明細書において詳細に記述されない。

インバータ２は、制御装置１によって提供された電圧設定値Ｖａｂｃ＊の関数として、パルス幅変調を使って電源電圧（図示せず）から同期機３のための三相電圧Ｖａｂｃを供給する。このようなインバータ２の動作は、当業者に知られているので、本明細書において詳細に記述されない。

制御装置１は、同期機３を制御するためにインバータ２に対して供給するための三相電圧設定値Ｖａｂｃ＊を決定する。このために、下記で説明されるように、制御装置１は、回転子の位置の関数として、固定子の動的インダクタンスの変動量に基づいて同期機３の回転子の位置を推測する。

図示された実施形態において、制御装置１は、コンピュータのハードウェアアーキテクチャを有し、プロセッサ４と、不揮発性メモリ５と、揮発性メモリ６と、入出力インタフェース７とを備える。プロセッサ４は、揮発性メモリ６を用いながら不揮発性メモリ５内に格納されたコンピュータプログラムを実行するように機能する。下記のような制御装置１の動作は、このようなプログラムの実行に起因する。入出力インタフェース７は、同期機３の電流Ｉａｂｃの測定値を取得して、電圧設定値Ｖａｂｃ＊をインバータ２に供給するように特に機能する。

変形例において、制御装置１は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、またはマイクロコントローラ、またはフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）型カードのデジタル制御装置である。

図２に関連して、同期機３の回転子の位置を推測するための制御装置１によって用いられる原理の説明が後続する。

電圧Ｖａｂｃは、同期機３の回転子に関連づけられた基準座標系ｄ、ｑにおける同相電圧ｖ_ｄによって、および直交電圧ｖ_ｑによって、表現されることができることが知られている。同様に、電流Ｉａｂｃは、基準座標系ｄ、ｑにおける同相電流ｉ_ｄおよび直交電流ｉ_ｑによって表現されることができる。図２は、基準軸αに対する回転子の位置を表す基準座標系ｄ、ｑおよび角度θを示す。

回転子の位置θの関数として位相の自己インダクタンスの変動量および高調波の無視を以下の形式で書くことができる突出極を有するモータを考慮に入れる。

この関数は、１８０°電気角（１８０°ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ）に等しい周期の一定部分（平均値）によって、および可変部分によって、構成される。θ_０は、考慮中の位相に左右される。

ｄ、ｑの基準座標系において、同期機３のための式は、以下の通りである（飽和状態下でも有効である）。

ここで、Ｐ（θ）は、以下のように規定される回転行列である：

（ｉ_ｄ，ｉ_ｑ）、（ｖ_ｄ，ｖ_ｑ）、および（Ψ_ｄ，Ψ_ｑ）は、電流、電圧および全固定子磁束の同相成分および直交成分（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）であり、Ωは、同期機３の実際の機械的回転速度であり、Ｒ_ｓは、巻線の抵抗であり、ｐは、磁極対の数である。

固定子上の起電力の第一高調波だけを考慮するとともに、同等のコイルｄとｑとの間のクロス飽和の影響を無視すると（ｍ_ｄｑ＝０）、次式を得る。

ここでＩ_ｄおよびＩ_ｑは、それぞれ同相動的インダクタンスおよび直交動的インダクタンスである。

この説明が低速および停止された場合に限定されるので、速度Ωに比例する周期を無視できるものと想定する。式（３）は、次式になるように単純化されることができる：

今までのところ、式が完全に分離されることが理解できる。ｄ軸に沿った電圧の注入は、ｑ軸に沿ったいかなる電流レスポンスも生じさせない。

同期機３内に位置センサがない状態では、制御装置１は、回転子の位置θにアクセスせず、それにより推測位置

を決定する。図２は、また、回転子の推測位置

に関連づけられた基準座標系δ、γを示す。２つの基準座標系間の推測誤差は、角度

によって表される。基準座標系の両方は、実際の基準座標系のための電気的速度ｐΩ（Ωは回転子の機械的速度である）で、および推測された基準座標系のｐΩ_ｓ（Ω_ｓは推測された回転子の機械的速度である）で、固定子に対して回転する。

行列

の支援によって回転

に適用することによって、基準座標系δ、γ内の式（３）は、以下の式（８）および式（９）のようになる：

により

ここで、

である。

もう一度、低速条件が想定されるので、Ωに比例する周期を無視することによって、これらの式を単純化することが可能である：

単純化の後、これらの式を以下の形式にすることができる：

推測された基準座標系δ、γにおける同期機３のための式が再度結合されることは既に理解されている。この結合は、機械の突極性（より正確には動的な磁気的突極性（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｓａｌｉｅｎｃｅ）、すなわち同相動的インダクタンスと直交動的インダクタンスとの間の差分、（Ｉ_ｑ−Ｉ_ｄ）周期））と、推測誤差

との両方に左右される。

言いかえれば、突出極と推測位置に関する誤差とによって、電圧の成分の変動量δは、Δｉ_γで表記された結合項を固定子電流の成分γ上に出現させることになる。誤差がゼロになると、この項は消滅する。

図３は、制御装置１において使われるこの原理を示す。図３において、制御装置１の動作は、コンピュータプログラムを実行する図１のプロセッサ４に対応することができる機能モジュールの形式で表される。

制御装置１は、電流調整器１０と、周期信号発生器１１と、加算器モジュール１２と、コンバータモジュール１３と、コンバータモジュール１４と、決定モジュール１５と、速度推測器１６と、積分器１７とを備える。

制御装置１は、推測された基準座標系δ、γにおいて作動し、特に以下の数値の大小を操作する：
同相電流設定値ｉ_δ＊、および直交電流設定値ｉ_γ＊、
同相電圧設定値ｖ_δ１＊、同相電圧設定値ｖ_δ２＊、および直交電圧設定値ｖ_γ＊、
高周波周期信号Ｇ、
推測される回転子速度Ω_ｓ、および
推測される回転子位置

電流調整器１０は、同相電流ｉ_δの、直交電流ｉ_γの、同相電流設定値ｉ_δ＊、および直交電流設定値ｉ_γ＊の関数として、同相電圧設定値ｖ_δ１＊および直交設定値ｖ_γ＊を決定する。当業者は、このような電流調整器を実現する方法を知っているので、詳細には記述されない。

周期信号発生器１１は、高周波周期信号Ｇを供給する。用語「高周波」は、インバータ２内のパルス幅変調の周波数より低いものの、電流調整器の臨界周波数より高い周波数を意味するために用いられる。この例では、周期信号Ｇは、電圧パルス信号である。そのパルスの振幅は、有意な結合項が式（１３）内で認められ得るように十分に大きく選択される。それにもかかわらず、制御を妨害したり同期機３のロスを増加させたりするリスクがあるので、この振幅は、あまり大きくなってはならない。当業者は、これらの表示に基づいて適切な寸法を決定する方法を知っている。

加算器モジュール１２は、同相電圧設定値ｖ_δ１＊、および周期信号Ｇの関数として、同相電圧設定値ｖ_δ２＊を決定する。より正確には、同相電圧設定値ｖ_δ２＊は、同相電圧設定値ｖ_δ１＊（ｖ_δ２＊＝ｖ_δ１＊）または周期信号Ｇ（ｖ_δ２＊＝ｖ_δ１＊＋Ｇ）を加えた同相電圧設定値ｖ_δ１＊に交互に等しい。例えば、ｖ_δ２＊は、通常はｖ_δ１＊に等しく、インバータ２のパルス幅変調の２０周期毎に１回であり、ｖ_δ２＊は、インバータ２のパルス幅変調の３変調周期毎のｖ_δ１＊＋Ｇに等しい。

コンバータモジュール１３は、電圧設定値を推測された基準座標系_δ、_γから固定子基準座標系ａｂｃにおける設定値に変換する。言いかえれば、コンバータモジュール１３は、回転子電圧設定値ｖ_δ２＊の、直交電圧設定値ｖ_γ＊の、および回転子の推測位置

の関数として、インバータ２ための固定子電圧設定値Ｖａｂｃ＊を決定する。当業者は、このようなコンバータモジュールを製作する方法する方法を知っているので、詳細には記述されない。

コンバータモジュール１４は、同期機３内で測定された固定子電流Ｉａｂｃを、推測された基準座標系δ、_γにおける電流に変換する。言いかえれば、変換されたモジュール１４は、固定子電流Ｉａｂｃの、および回転子の推測位置

の関数として、回転子電流ｉ_δおよび直交電流ｉ_γを決定する。当業者は、このようなモジュールを製作する方法する方法を知っているので、詳細には記述されない。

決定モジュール１７は、周期信号Ｇが電圧の成分δ上に注入されるときに、成分γ内に出現する結合項Δｉ_γを決定する。以上に説明されるように、結合項Δｉ_γは、突極回転子によって、および回転子の推測位置において誤差の場合に、出現する。より正確には、決定モジュール１７は、パルス直前のｖ_δ２＊＝ｖ_δ１＊の場合の直交電流ｉ_γと、ｖ_δ２＊＝ｖ_δ１＊＋Ｇの場合の直交電流ｉ_γとの間の差分を計算することによって、結合項Δｉ_γを決定する。その後、パルスの間に、ｖ_δ１＊は、ゆっくりとしか変化しないと考えられる。

速度推測器１６は、結合項Δｉ_γの関数として、回転子の推測速度Ω_ｓを決定する。より正確には、誤差がゼロになると、結合項Δｉ_γが消滅することが知られている。速度推測器１６は、したがって、修正器の支援によって結合Δｉ_γをゼロに向けて調整する。修正器からの出力は、速度の推測を供給する。結合の符号に応じて、推測された基準座標系が実際の基準座標系に対して先行しているか、または遅れているかを判定することは可能である。その後、修正器は、２つの基準座標系を一致させるために、推測速度を上げる、または逆に速度を落とす。例として、用いられる修正器は、演算時間の観点から見て特に有用である、比例積分（ＰＩ）型の修正器である。それにもかかわらず、他の型の修正器を用いることもまた可能である。ＰＩ修正器は、以下の形式を有する：

ここで、Ω_０およびτは、推測およびその動的挙動の収斂を決定するための推測器のパラメータである。

積分器１７は、推測速度Ω_ｓを積分することによって、回転子の推測位置

を決定する。

式（１２）および（１３）において、位置誤差

の関数である三角関数の項は、π（１８０°電気角）の周期を有する。従って、この誤差は、初期位置の誤差に応じて、０上のまたはπ上のいずれかに収斂されてもよい。初期誤差が大きすぎると

方法は、πの誤差上に収斂しそうであり、センサを伴わない制御は障害を起こすかもしれない。同様に、平滑回転子機にとって、初期誤差が大きすぎると、Ｉ_ｄとＩ_ｑとの間の十分な差分を取得するために機械をわずかに飽和させるのがさらに難しい。推測器が収斂することを確認する式（１２）および（１３）内の項（ｉ_ｄ−Ｉ_ｑ）が存在する。初期誤差が十分に小さくないと、固定子電流によって印加されるアンペアターンは、機械を飽和させるのに十分な同相分を有していないというリスクがある。特に、初期誤差がπ／２以上である場合には、機械を不飽和にして、磁気的突極性をもたらすことができないリスクさえある。これらの課題を克服するとともに、初期の推測位置

を決定するために、Ｄ．田中、Ｒ．森山、Ｉ．三木「最適電圧ベクトルを用いる永久磁石内蔵型同期モータの初期回転子位置推測（Ｉｎｉｔｉａｌ ｒｏｔｏｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ ｉｎｔｅｒｉｏｒ ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒ ｕｓｉｎｇ ｏｐｔｉｍａｌ ｖｏｌｔａｇｅ ｖｅｃｔｏｒ）」、電気学会（日本）、１５６巻、４号、２００６年７月によって文献内に記載された初期化方法を用いることは可能である。

以上に記述されたように、積分器１７によって供給された推測位置

は、コンバータモジュール１３および１４によって特に用いられる。

制御装置１によって決定されるような推測位置

は、以下のいくつかの有利性を与える。

電圧パルスは、軸γ上ではなく、軸δ上に注入される。誤差が小さくなると、軸δは、軸ｄに一致し、結果として、パルスに起因する電流によって生成されたトルクは、無視できるようになり、同期機３の制御を妨害しない。さらに、このような状況下では、これらのパルスによってもたらされた固定子電流の成分ｄは、磁気回路を飽和させ、それにより、突極性を増加し、収斂を容易にすることに寄与する。

位置は、推測速度を積分することによって、直接ではなく計算される。そのため、推測および電流基準に不連続性はない。

推測方法は、単純であり、厄介ではないので、短い演算時間を伴う。

同期機３のパラメータおよびそれらの変動を認識する必要としないので、多大の堅牢性が得られる。

本発明は、停止されたときにでさえ、位置を制御することができ、それにより、トルクを供給することができることが不可欠な場合ならばいかなる場合でも、永久磁石同期モータを有する電動アクチュエータを使用する飛行制御、制動システム、拡張着陸装置（ｅｘｔｅｎｄｉｎｇ ｌａｎｄｉｎｇ ｇｅａｒ）、または任意のシステムを含む型の航空電子工学用途に特に適している。

以上に記述された実施形態において、周期信号Ｇは、パルス信号である。他の実施形態において、周期信号Ｇは、高周波正弦波信号である。注入された正弦波電圧に対する電流レスポンスは、その後、インダクタンスＩ_δおよびＩ_γの、さらには相互インダクタンスｍ_δγ（式（１０）を参照）の推測を供給する。これが推測誤差

のイメージであるので、ゼロの値を有するように推測器モジュール１６によって修正されてもよい。この技術は、パルスから構成された周期信号Ｇに基づくものよりも実現するのが難しい。パルスと異なり、調整を妨害しないようにするために制御信号の電気的周波数より大きい必要がある周波数で信号を注入するために（パルス幅変調によって決定されるスイッチング周波数をもつ）インバータ２を用いる方法は、自明ではない。さらに、派生電流レスポンスを処理するために、注入された信号の周波数を中心とする帯域通過フィルタを用いることが必要である。

Claims (10)

1. 固定子と回転子とを有する永久磁石同期機（３）を制御するための制御方法にして、前記方法は、
   回転子の推測位置
   

   

   を決定するステップと、
   固定子電流（Ｉａｂｃ）の、および回転子の推測位置
   

   

   の関数として、同相電流（ｉ_δ）および直交電流（ｉ_γ）を決定するステップと、
   同相電流（ｉ_δ）の、直交電流（ｉ_γ）の、同相電流設定値（ｉ_δ＊）の、および直交電流設定値（ｉ_γ＊）の関数として、第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）および直交電圧設定値（ｖ_γ１＊）を決定するステップと
   を備える方法であって、
   第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）または所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）のいずれかに対して交互に等しい第２の同相電圧設定値（ｖ_δ２＊）を決定するステップと、
   第２の同相電圧設定値（ｖ_δ２＊）の、直交電圧設定値（ｖ_γ＊）の、および回転子の推測位置
   

   

   の関数として、固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）を決定するステップと、
   固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）の関数として、前記同期機（３）を制御するステップと
   を備え、
   回転子の推測位置
   

   

   を決定するステップは、
   第２の同相電圧設定値（ｖ_δ２＊）が第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）に等しい場合の直交電流（ｉ_γ）と、第２の同相電圧設定値（ｖ_δ２＊）が所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）に等しい場合の直交電流（ｉ_γ）と間の差分の関数として、結合項（Δｉ_γ）を決定するステップと、
   前記結合項（Δｉ_γ）の関数として、回転子の回転速度（Ω_ｓ）を決定するステップと、
   回転子の回転速度（Ω_ｓ）を積分することによって、回転子の推測位置
   

   

   を決定するステップと
   を備えることを特徴とする制御方法。
2. 前記結合項の関数として、回転子の回転速度（Ω_ｓ）を決定するステップが、結合項（Δｉ_γ）をキャンセルするための修正器を用いることを含む、請求項１に記載の制御方法。
3. 所定の周期信号（Ｇ）が、パルス信号である、請求項１または請求項２に記載の制御方法。
4. 固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）の関数として前記同期機を制御するステップが、所定の周期を有すパルス幅変調インバータ（２）に対して前記固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）を供給するステップを備え、前記第２の同相電圧設定値（ｖ_δ２＊）は、１５〜２５周期毎に１回、パルス幅変調の１〜３周期のための所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）に等しい、請求項１〜３のいずれか一項に記載の制御方法。
5. 前記回転子が、突極回転子である、請求項１〜４のいずれか一項に記載の制御方法。
6. 前記回転子が、平滑回転子であり、前記方法は、回転子の磁極に面する固定子歯を飽和させるステップを含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載の制御方法。
7. 請求項１〜６のいずれか一項に記載の制御方法を行うための命令を含むコンピュータプログラムであって、前記プログラムがコンピュータによって実行される、コンピュータプログラム。
8. 請求項７に記載のコンピュータプログラムを含むコンピュータ読み取り可能なデータ媒体。
9. 固定子と回転子とを有する永久磁石同期機（３）を制御するための制御装置（１）にして、
   回転子の推測位置
   

   

   を決定する手段と、
   固定子電流（Ｉａｂｃ）の、および回転子の推測位置
   

   

   の関数として、同相電流（ｉ_δ）および直交電流（ｉ_γ）を決定するモジュール（１４）と、
   同相電流（ｉ_δ）の、直交電流（ｉ_γ）の、同相電流設定値（ｉ_δ＊）の、および直交電流設定値（ｉ_γ＊）の関数として、第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）および直交電圧設定値（ｖ_γ１＊）を決定するモジュール（１０）と
   を備える制御装置（１）であって、
   第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）または所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）のいずれかに交互に等しい第２の同相電圧設定値（ｖ_δ２＊）を決定するモジュール（１２）と、
   第２の同相電圧設定値（ｖ_δ２＊）の、直交電圧設定値（ｖ_γ＊）の、および回転子の推測位置
   

   

   の関数として、固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）を決定するモジュール（１３）と、
   固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）の関数として、前記同期機（３）を制御する制御手段（７）と
   を備え、
   回転子の推測位置
   

   

   を決定する手段は、
   第２の同相電圧設定値（ｖ_δ２＊）が第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）に等しい場合の直交電流（ｉ_γ）と、第２の同相電圧設定値（ｖ_δ２＊）が所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖ_δ１＊）に等しい場合の直交電流（ｉ_γ）と間の差分の関数として、結合項（Δｉ_γ）を決定するモジュール（１５）と、
   前記結合項（Δｉ_γ）の関数として、回転子の回転速度（Ω_ｓ）を決定するモジュール（１６）と、
   回転子の回転速度（Ω_ｓ）を積分することによって、回転子の推測位置
   

   

   を決定するモジュール（１７）と
   を備えることを特徴とする制御装置（１）。
10. 請求項９に記載の制御装置（１）と、インバータ（２）と、同期機（３）とを備える制御システム。

Images