WO2013114021A1 - Commande d'une machine electrique a aimants permanents. - Google Patents

Commande d'une machine electrique a aimants permanents. Download PDF

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WO2013114021A1
WO2013114021A1 PCT/FR2013/050123 FR2013050123W WO2013114021A1 WO 2013114021 A1 WO2013114021 A1 WO 2013114021A1 FR 2013050123 W FR2013050123 W FR 2013050123W WO 2013114021 A1 WO2013114021 A1 WO 2013114021A1
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rotor
determining
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setpoint
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PCT/FR2013/050123
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Sami ZAIM
Farid Meibody-Tabar
Babak NAHID-MOBARAKEH
Régis Bernard Albert MEURET
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Hispano-Suiza
Universite De Lorraine
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    • H02P2203/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the means for detecting the position of the rotor
    • H02P2203/11—Determination or estimation of the rotor position or other motor parameters based on the analysis of high frequency signals

Definitions

  • the present invention relates to the control of a synchronous machine with permanent magnets.
  • the principle is to cut control every ten or twenty pulse width modulation (PWM) periods and to inject a high frequency signal (greater than the bandwidth of the current regulators).
  • PWM pulse width modulation
  • the ratio of the injected voltage to the variation of the measured current makes it possible to estimate the inductance, and since this depends on the position, the position can be estimated.
  • An example is described in J. Kiel, A. Bunte, S. Beineke, "Sensor / ess torque control of permanent magnet synchronous machines over the whole operation rangé", EPEPEMC, TP-053, Dubrovnik & Cavat, September 2002.
  • the error on the estimation of the position is initially estimated.
  • This error is regulated to zero using a corrector.
  • the output of this corrector gives us an estimation of the speed, and by integration we get the estimated position of the rotor.
  • the measurement of the currents just after the injection of the HF signal is compared with the current that should have been obtained theoretically if there was no RF signal.
  • the methods of the aforementioned first type have the following drawbacks: A direct calculation of the estimated position, it will therefore discontinuities each calculation. As the voltage references are calculated from the position of the rotor, the references will also know discontinuities which will cause torque surges that can be harmful.
  • the invention aims to meet this need by proposing a method of controlling a synchronous machine with permanent magnets comprising a stator and a rotor, said method comprising:
  • stator voltage setpoints as a function of the second direct voltage set point, the quadrature voltage set point and the estimated rotor position
  • step of determining an estimated rotor position comprises:
  • control unit for permanent magnet synchronous machine comprising a stator and a rotor, said control unit comprising:
  • stator voltage setpoints as a function of the second direct voltage set point, the quadrature voltage set point and the estimated rotor position
  • the means for determining an estimated position of the rotor comprises:
  • the step of determining a rotational speed of the rotor according to said coupling term may include the implementation of a corrector for canceling the term coupling.
  • the predetermined periodic signal is a pulse signal.
  • the step of controlling said synchronous machine according to the stator voltage setpoints comprises supplying said stator voltage setpoints to a pulse width modulation inverter having a predetermined period, said second voltage setpoint direct current being equal to the first direct voltage setpoint added with the predetermined periodic signal for one to three periods of the pulse width modulation, every 15 to 25 periods.
  • the rotor may be a rotor with salient poles.
  • the rotor may also be a smooth-pole rotor, said method comprising a step of saturation of stator teeth facing the poles of the rotor.
  • the invention also proposes a control system comprising a control unit according to the invention, an inverter and a synchronous machine.
  • the invention also relates to a computer program comprising instructions for performing the steps of a control method according to the invention when said program is executed by a computer.
  • This program can use any programming language, and be in the form of source code, object code, or intermediate code between source code and object code, such as in a partially compiled form, or in any other form desirable shape.
  • the invention also relates to a recording medium or information carrier readable by a computer, and comprising instructions of a computer program as mentioned above.
  • the recording media mentioned above can be any entity or device capable of storing the program.
  • the medium may comprise storage means, such as a ROM, for example a CD ROM or a microelectronic circuit ROM, or a magnetic recording medium, for example a floppy disk or a disk. hard.
  • the recording media may correspond to a transmissible medium such as an electrical or optical signal, which may be conveyed via an electrical or optical cable, by radio or by other means.
  • the program according to the invention can be downloaded in particular on an Internet type network.
  • the recording media may correspond to an integrated circuit in which the program is incorporated, the circuit being adapted to execute or to be used in the execution of the method in question.
  • FIG. 1 is a diagram of a control system according to one embodiment of the invention
  • FIG. 2 represents reference marks relating to the actual and estimated positions of the rotor of the synchronous machine of the system of FIG. 1, and
  • FIG. 3 is a diagram of the control system of FIG. 1, in which the operation of the control unit is represented by functional modules.
  • FIG. 1 represents a control system of a synchronous machine with permanent magnets according to one embodiment of the invention.
  • the system of Figure 1 comprises a unit of command 1, a pulse width modulated inverter 2, and a permanent magnet synchronous machine 3.
  • the synchronous machine 3 comprises a rotor carrying permanent magnets and a stator having three-phase windings. Note Vabc three-phase statoric voltages and labc three-phase stator currents.
  • the synchronous machine 3 can be characterized by different magnitudes, in particular by its dynamic statoric inductances.
  • the synchronous machine 3 is a machine in which the dynamic stator inductors are dependent on the position of the rotor. It can therefore be a synchronous machine with protruding rotor, but also a synchronous machine with a smooth rotor whose stator teeth facing the rotor magnets are either slightly saturated or made slightly saturated by imposing a sufficiently high positive value of the rotor. stator current along the estimated direct axis.
  • the structures of such machines are known to those skilled in the art and are therefore not described in detail.
  • the inverter 2 supplies the three-phase voltages Vabc for the synchronous machine 3 from a supply voltage (not shown), by modulation in pulse width, as a function of voltage setpoints Vabc * provided by the control unit. control 1.
  • the operation of such an inverter 2 is known to those skilled in the art and is therefore not described in detail.
  • the control unit 1 determines the three-phase voltage setpoints Vabc * to be supplied to the inverter 2 to control the synchronous machine 3. For this purpose, the control unit 1 estimates the rotor position of the synchronous machine 3 by based on the variation of the stator dynamic inductances as a function of the position of the rotor, as explained below.
  • control unit 1 presents the hardware architecture of a computer and comprises a processor 4, a non-volatile memory 5, a volatile memory 6 and an input-output interface 7.
  • processor 4 makes it possible to execute computer programs stored in the non-volatile memory 5 by using the volatile memory 6.
  • the operation of the control unit 1 described hereinafter results from the execution of such a program.
  • the input-output interface 7 makes it possible in particular to obtain the measurement of the currents of the synchronous machine 3 and supply the voltage setpoints Vabc * to the inverter 2.
  • control unit 1 is a digital control device of the DSP card, microcontroller or FPGA type,
  • the voltages Vabc can be expressed by a direct voltage Vd and a voltage in quadrature v q in a d, q reference linked to the rotor of the synchronous machine 3.
  • the currc currents can be expressed by a direct current i d and a current in quadrature i q in the d, q.
  • FIG. 2 represents the d, q and an angle ⁇ which represents the position of the rotor with respect to a reference axis a.
  • This function consists of a constant part (the average value) and a variable part whose period is equal to 180 ° electrical, ⁇ depends on the phase considered.
  • ⁇ ( ⁇ ) is the rotation matrix defined by
  • Equation (3) becomes simpler and becomes:
  • the control unit 1 does not have access to the position ⁇ of the rotor and thus determines an estimated position 9.
  • ⁇ related to the estimated position ⁇ of the rotor.
  • the two marks rotate with respect to the stator at the electrical speed ⁇ for the real reference ( ⁇ is the mechanical speed of the rotor), and ⁇ 5 for the estimated reference ( ⁇ 5 is the estimated mechanical speed of the rotor).
  • I d l q " -R s (l q - (l q -l d ) sin 2 ⁇ ) ⁇ ⁇ + (l g - (l q -l d ) * ⁇ ⁇ ⁇ ) - ⁇ ⁇
  • FIG. 3 shows the use of this principle in the control unit 1.
  • the operation of the control unit 1 is represented in the form of functional modules which can correspond to the execution of a computer program by the processor
  • the control unit 1 comprises a current regulator 10, a periodic signal generator 11, an adder module 12, a conversion module 13, a conversion module 14, a determination module 15, a speed estimator 16 and a integrator 17.
  • the control unit 1 works in the reference ⁇ , ⁇ estimated and handles in particular the following quantities:
  • the current regulator 10 determines the direct voltage setpoint ⁇ ⁇ ⁇ * and the quadrature voltage setpoint v Y * as a function of the direct current i 5 , the quadrature current i Y , the direct current setpoint ⁇ ⁇ * and of the current setpoint in quadrature i Y *.
  • the realization of such a current regulator is known to those skilled in the art and is therefore not described in detail.
  • the periodic signal generator 11 provides the periodic signal G high frequency.
  • “high frequency” is meant a frequency lower than the frequency of the pulse width modulation of the inverter 2 but greater than the cutoff frequency of the current regulators.
  • the periodic signal G is a voltage pulse signal.
  • the amplitude of these pulses is chosen to be large enough to observe a significant coupling term in equation (13). However, this amplitude must not be too large either to the risk of disrupting the control and increase the losses in the synchronous machine 3. The skilled person is able to perform an appropriate dimensioning from these indications.
  • ⁇ ⁇ 2 * is normally equal at ⁇ ⁇ ⁇ * and, every 20 periods of the pulse width modulation of the inverter 2, ⁇ ⁇ 2 * is equal to ⁇ ⁇ ⁇ * + G during one to three periods of the pulse width modulation of the inverter 2.
  • the conversion module 13 converts the voltage readings of the reference mark ⁇ , ⁇ estimated at the values of the stator mark abc. In other words, the conversion module 13 determines the stator voltage setpoints Vabc * for the inverter 2, as a function of the forward voltage setpoint ⁇ ⁇ 2 *, the quadrature voltage setpoint v Y * and the estimated position ⁇ of the rotor.
  • the realization of such a conversion module is known to those skilled in the art and is therefore not described in detail.
  • the conversion module 14 converts the stator current Iabc measured in the synchronous machine 3 into current in the reference ⁇ , y estimated. In other words, the conversion module 14 determines the direct current ⁇ ⁇ and the quadrature current i Y as a function of the stator currents Iabc and the estimated position 9 of the rotor.
  • the realization of such a conversion module is known to those skilled in the art and is therefore not described in detail.
  • the speed estimator 16 determines the estimated speed ⁇ of the rotor 5 according to the ⁇ ⁇ coupling term. More precisely, it is known that the coupling term ⁇ ⁇ disappears if the error vanishes. The speed estimator 16 will therefore regulate the coupling ⁇ ⁇ to zero using a corrector. The output of this corrector will provide an estimate of the speed. Indeed, depending on the sign of the coupling, it is possible to know if the estimated mark is ahead or behind the actual mark. The corrector will therefore increase the estimated speed or, on the contrary, slow it down, in order to make the two marks coincide.
  • the corrector used is for example a Corrector proportional-integral (PI), particularly interesting from the point of view of the calculation time. However, it is also possible to use other types of corrector.
  • the PI corrector will be of the form:
  • ⁇ 0 and T are the parameters of the estimator determining the convergence of the estimate and its dynamics.
  • the integrator 17 determines the estimated position 9 of the rotor by integrating the estimated speed Q s :
  • the estimated position 9- provided by the integrator 17 is used in particular by the conversion modules 13 and 14, as previously described.
  • the determination of the estimated position 9 made by the control unit 1 has several advantages. ; -
  • the injection of voltage pulses is in the ⁇ axis and not in the ⁇ axis.
  • the axis ⁇ merges with the axis d and thus the torque produced by the currents resulting from the pulses becomes negligible and does not disturb the control of the synchronous machine 3.
  • the component d of the stator current caused by these pulses participates in the saturation of the magnetic circuit and thus increases the saliency and facilitate convergence.
  • the estimation process is simple and light and is therefore accompanied by a reduced calculation time.
  • the invention is particularly suitable for avionics applications such as flight control, braking system, landing gear output or any system using electric actuators equipped with synchronous permanent magnet motors, for which it is imperative to be able to make control in position and thus ensure a couple even when stopped.
  • the periodic signal G is a pulse signal.
  • the periodic signal G is a high frequency sinusoidal signal.
  • the current response to the injected sinusoidal voltages then gives an estimate of the inductances ⁇ ⁇ , l Y as well as the mutual m 5v (see relation (10)).
  • the latter being the image of the estimation error ⁇ p, it can be corrected by the estimation module 16 to a zero value.
  • This solution is more difficult to implement than that based on a periodic signal G composed of pulses. Indeed, unlike a pulse, it is not easy to inject using the inverter 2 (whose switching frequency is fixed by the pulse width modulation) a signal whose frequency must be much greater than the electrical frequency of the control signals so as not to disturb the regulation. In addition, in order to process current responses obtained, it will be necessary to use a bandpass filter centered on the frequency of the injected signal.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de commande d'une machine synchrone (3) à aimants permanents comprenant un stator et un rotor. Le procédé comprend une étape de détermination d'une position estimée ($) du rotor, une étape de détermination d'une deuxième consigne de tension directe (νδ2*) qui est alternativement égale à une première consigne de tension directe (νδ1*) ou égale à la première consigne de tension directe (νδ1*) additionnée avec un signal périodique prédéterminé (G). L'étape de détermination d'une position estimée ($) du rotor comprend une étape de détermination d'un terme de couplage (Δϊγ), une étape de détermination d'une vitesse de rotation du rotor (Ω5) en fonction dudit terme de couplage (Δϊγ), et une étape de détermination de la position estimée ($) du rotor par intégration de la vitesse de rotation du rotor (Ω5).

Description

COMMANDE D'UNE MACHINE ELECTRIQUE A AIMANTS
PERMANENTS
Arrière-plan de l'invention
La présente invention se rapporte à la commande d'une machine synchrone à aimants permanents.
On sait que pour assurer le pilotage d'une machine synchrone à aimants permanents, il est nécessaire de connaître à chaque instant la position du rotor. Habituellement, des capteurs de position sont utilisés pour mesurer la position et calculer la vitesse de la machine. Le principal inconvénient de l'utilisation de ces capteurs (ainsi que des cartes de traitement qui les accompagnent) est la diminution de la fiabilité du système, qui est un élément primordial dans le domaine aéronautique. Les autres inconvénients de cette solution sont l'augmentation du poids, du volume, et du coût total du système.
De nombreux travaux de recherches sont donc effectués dans le but de se passer de ce capteur de position, et ainsi d'estimer les variables mécaniques uniquement à partir de la mesure des courants statoriques.
Plusieurs méthodes ont déjà été proposées et validées pour piloter une machine synchrone en moyennes et hautes vitesses sans capteur de position. Ces méthodes se basent sur l'estimation du vecteur de force électromotrice (FEM) à vide à partir des tensions imposées, de la mesure de courants et des équations de la machine. La FEM étant directement proportionnelle à la vitesse, cette dernière peut également être estimée tout comme la position qui est alors obtenue par simple intégration de la vitesse. Cependant, la FEM étant nulle à l'arrêt et noyée dans les bruits de mesure en basses vitesses, elle n'est plus observable dans ces domaines de fonctionnement. Les méthodes basées sur l'estimation de la FEM ne conviennent donc pas pour les applications pour lesquelles un contrôle en position est requis.
Pour estimer la position en basses vitesses et à l'arrêt, la seule solution restante est d'utiliser les variations de la valeur des inductances statoriques en fonction de la position du rotor. Plusieurs procédés utilisant les variations d'inductances ont déjà été proposés : Selon un premier type de méthode, le principe est de couper la commande toutes les dix ou vingt périodes de modulation en largeur d'impulsion (MLI) et d'injecter un signal haute fréquence (supérieur à la bande passante des régulateurs de courant). Le rapport de la tension injectée sur la variation du courant mesuré permet d'estimer l'inductance, et comme celle-ci dépend de la position, la position peut être estimée. Un exemple est décrit dans le document J. Kiel, A. Bunte, S. Beineke, "Sensor/ess torque control of permanent magnet synchronous machines over the whole opération rangé', EPEPEMC, TP-053, Dubrovnik & Cavat, septembre 2002.
Selon un deuxième type de méthode, on estime dans un premier temps l'erreur sur l'estimation de la position. Cette erreur est régulée à zéro à l'aide d'un correcteur. La sortie de ce correcteur nous donne une estimation de la vitesse, et par intégration nous obtenons la position estimée du rotor. Afin de calculer l'erreur d'estimation, la mesure des courants juste après l'injection du signal HF est comparée avec le courant qui aurait dû être obtenu théoriquement s'il n'y avait pas de signal HF.
Les méthodes du premier type précité ont pour inconvénients : Un calcul direct de la position estimée, celle-ci connaîtra donc des discontinuités à chaque calcul. Comme les références de tension sont calculées à partir de la position du rotor, les références également vont connaître des discontinuités ce qui provoquera des à-coups de couple pouvant être néfastes.
La nécessité de devoir stopper la commande pour effectuer l'estimation. En effet, toutes les dix ou vingt périodes de MLI (en fonction de la précision souhaitée), l'une d'elles est consacrée uniquement à l'injection d'un signal haute fréquence pour l'estimation.
Un suréchentillonage des courants statoriques au moment de l'estimation est dans certains cas nécessaire.
Les méthodes du deuxième type précité ont les inconvénients nts :
Dans ces méthodes, un courant mesuré est comparé à un courant qui serait obtenu théoriquement. Il faut donc pour cela avoir un modèle précis du moteur si l'on veut s'assurer d'une bonne convergence des méthodes. Celles-ci deviennent alors dépendantes aux incertitudes ainsi qu'aux variations des paramètres de la machine.
- De plus, ces méthodes ne s'appliquent pas aux machines à rotor lisse.
Il existe donc un besoin pour améliorer la commande d'une machine synchrone à vitesses faibles et nulles. Obiet et résumé de l'invention
L'invention vise à répondre à ce besoin en proposant un procédé de commande d'une machine synchrone à aimants permanents comprenant un stator et un rotor, ledit procédé comprenant :
- une étape de détermination d'une position estimée du rotor,
- une étape de détermination d'un courant direct et d'un courant en quadrature en fonction de courants statoriques et de la position estimée du rotor,
- une étape de détermination d'une première consigne de tension directe et d'une consigne de tension en quadrature en fonction du courant directe, du courant en quadrature, d'une consigne de courant directe et d'une consigne de courant en quadrature,
caractérisé en ce qu'il comprend ;
- une étape de détermination d'une deuxième consigne de tension directe qui est alternativement égale à la première consigne de tension directe ou égale à la première consigne de tension directe additionnée avec un signal périodique prédéterminé,
- une étape de détermination de consignes de tension statoriques en fonction de la deuxième consigne de tension directe, de la consigne de tension en quadrature et de la position estimée du rotor,
- une étape de commande de ladite machine synchrone en fonction des consignes de tension statoriques,
dans lequel l'étape de détermination d'une position estimée du rotor comprend :
- une étape de détermination d'un terme de couplage en fonction d'une différence entre le courant en quadrature lorsque la deuxième consigne de tension directe est égale à la première consigne de tension directe et le courant en quadrature lorsque la deuxième consigne de tension directe est égale à la première consigne de tension directe additionnée avec le signal périodique prédéterminé,
- une étape de détermination d'une vitesse de rotation du rotor en fonction dudit terme de couplage, et
- une étape de détermination de la position estimée du rotor par intégration de la vitesse de rotation du rotor.
Corrélativement, l'invention propose une unité de commande pour machine synchrone à aimants permanents comprenant un stator et un rotor, ladite unité de commande comprenant :
- des moyens de détermination d'une position estimée du rotor,
- un module de détermination d'un courant direct et d'un courant en quadrature en fonction de courants statoriques et de la position estimée du rotor,
- un module détermination d'une première consigne de tension directe et d'une consigne de tension en quadrature en fonction du courant directe, du courant en quadrature, d'une consigne de courant directe et d'une consigne de courant en quadrature,
caractérisée en ce qu'elle comprend :
- un module de détermination d'une deuxième consigne de tension directe qui est alternativement égale à la première consigne de tension directe ou égale à la première consigne de tension directe additionnée avec un signal périodique prédéterminé,
- un module de détermination de consignes de tension statoriques en fonction de la deuxième consigne de tension directe, de la consigne de tension en quadrature et de la position estimée du rotor,
- des moyens de commande de ladite machine synchrone en fonction des consignes de tension statoriques,
dans lequel les moyens de détermination d'une position estimée du rotor comprennent :
- un module de détermination d'un terme de couplage en fonction d'une différence entre le courant en quadrature lorsque la deuxième consigne de tension directe est égale à la première consigne de tension directe et le courant en quadrature lorsque la deuxième consigne de tension directe est égale à la première consigne de tension directe additionnée avec le signal périodique prédéterminé,
- un module de détermination d'une vitesse de rotation du rotor en fonction dudit terme de couplage, et
un module de détermination de la position estimée du rotor par intégration de la vitesse de rotation du rotor.
L'étape de détermination d'une vitesse de rotation du rotor en fonction dudit terme de couplage peut comprendre la mise en œuvre d'un correcteur destiné à annuler le terme de couplage.
De préférence, le signal périodique prédéterminé est un signal d'impulsions.
Selon un mode de réalisation, l'étape de commande de ladite machine synchrone en fonction des consignes de tension statoriques comprend la fourniture desdites consignes de tension statoriques à un onduleur à modulation en largeur d'impulsion présentant une période prédéterminée, ladite deuxième consigne de tension directe étant égale à la première consigne de tension directe additionnée avec le signal périodique prédéterminé pendant une à trois périodes de la modulation à largeur d'impulsion, toutes les 15 à 25 périodes.
Le rotor peut être un rotor à pôles saillants. Le rotor peut également être un rotor à pôles lisses, ledit procédé comprenant une étape de saturation de dents statoriques faisant face à des pôles du rotor.
L'invention propose aussi un système de commande comprenant une unité de commande conforme à l'invention, un onduleur et une machine synchrone.
L'invention vise aussi un programme d'ordinateur comportant des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé de commande conforme à l'invention lorsque ledit programme est exécuté par un ordinateur.
Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet, tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable. L'invention vise aussi un support d'enregistrement ou support d'informations lisible par un ordinateur, et comportant des instructions d'un programme d'ordinateur tel que mentionné ci-dessus.
Les supports d'enregistrement mentionnés ci-avant peuvent être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une disquette (floppy dise) ou un disque dur.
D'autre part, les supports d'enregistrement peuvent correspondre à un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet.
Alternativement, les supports d'enregistrement peuvent correspondre à un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question. Brève description des dessins
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description faite ci-dessous, en référence aux dessins annexés qui en illustrent des exemples de réalisation dépourvus de tout caractère limitatif. Sur les figures :
- la figure 1 est un schéma d'un système de commande selon un mode de réalisation de l'invention,
- la figure 2 représente des repères liés aux positions réelle et estimée du rotor de la machine synchrone du système de la figure 1, et
- la figure 3 est un schéma du système de commande de la figure 1, dans lequel le fonctionnement de l'unité de commande est représenté par des modules fonctionnels.
Description détaillée de modes de réalisation
La figure 1 représente un système de commande d'une machine synchrone à aimants permanents selon un mode de réalisation de l'invention. Le système de la figure 1 comprend une unité de commande 1, un onduleur 2 à modulation en largeur d'impulsion, et une machine synchrone 3 à aimants permanents.
La machine synchrone 3 comprend un rotor portant des aimants permanents et un stator présentant des enroulements triphasés. On note Vabc les tensions triphasées statoriques et labc les courants triphasés statoriques. La machine synchrone 3 peut être caractérisée par différentes grandeurs, notamment par ses inductances dynamiques statoriques. La machine synchrone 3 est une machine dans laquelle les inductances dynamiques statoriques sont dépendantes de la position du rotor. Il peut donc s'agir d'une machine synchrone à rotor saillant, mais également d'une machine synchrone à rotor lisse dont les dents statoriques faisant face aux aimants rotoriques sont soit légèrement saturées soit rendues légèrement saturées en imposant une valeur positive suffisamment élevée du courant statorique suivant l'axe direct estimé. Les structures de telles machines sont connues de l'homme du métier et ne sont donc pas décrites en détail.
L'onduleur 2 fournit les tensions triphasées Vabc pour la machine synchrone 3 à partir d'une tension d'alimentation (non représentée), par modulation en largeur d'impulsion, en fonction de consignes de tensions Vabc* fournies par l'unité de commande 1. Le fonctionnement d'un tel onduleur 2 est connu de l'homme du métier et n'est donc pas décrit en détail.
L'unité de commande 1 détermine les consignes de tension triphasées Vabc* à fournir à l'onduleur 2 pour commander la machine synchrone 3. A cet effet, l'unité de commande 1 estime la position du rotor de la machine synchrone 3 en se basant sur la variation des inductances dynamiques statoriques en fonction de la position du rotor, comme expliqué ci-après.
Dans le mode de réalisation représenté, l'unité de commande 1 présente l'architecture matérielle d'un ordinateur et comprend un processeur 4, une mémoire non-volatile 5, une mémoire volatile 6 et une interface d'entrée-sortie 7. Le processeur 4 permet d'exécuter des programmes d'ordinateur mémorisés dans la mémoire non-volatile 5 en utilisant la mémoire volatile 6. Le fonctionnement de l'unité de commande 1 décrit ci-après résulte de l'exécution d'un tel programme. L'interface d'entrée-sortie 7 permet notamment d'obtenir la mesure des courants labc de la machine synchrone 3 et de fournir les consignes de tension Vabc* à l'onduleur 2.
En variante, l'unité de commande 1 est un organe de commande numérique de type carte DSP, microcontrôleur ou FPGA,
En référence à la figure 2, on explique maintenant le principe utilisé par l'unité de commande 1 pour estimer la position du rotor de la machine synchrone 3.
On sait que les tensions Vabc peuvent être exprimées par une tension directe Vd et une tension en quadrature vq dans un repère d, q lié au rotor de la machine synchrone 3. De même, les courants labc peuvent être exprimés par un courant direct id et un courant en quadrature iq dans le repère d, q. La figure 2 représente le repère d, q et un angle Θ qui représente la position du rotor par rapport à un axe de référence a.
Considérons un moteur à pôles saillants, l'évolution de l'inductance propre d'une phase, en fonction de la position Θ du rotor en négligeant les harmoniques supérieurs est sous la forme suivante :
LS( 0) = LS + Ls.cos(20+0O ) ( 2)
Cette fonction est constituée d'une partie constante (la valeur moyenne) et d'une partie variable dont la période est égale à 180° électriques, θο dépend de la phase considérée.
Dans le repère d, q, les équations de la machine synchrone 3 sont (valables même en régime saturé) :
d_ vd
- ?, I 2
dt
où Ρ(θ) est la matrice de rotation définie par
cas Θ sin Θ
Ρ(θ) = (A )
sin Θ cos Θ
(id, iq), (vd, vq) et (if)d, yjq) sont les composantes directe et en quadrature des courants, tensions et flux totaux statoriques, Ω est la vitesse mécanique réelle de la machine synchrone 3, Rs la résistance des enroulements et p le nombre de paires de pôles. En ne considérant que la première harmonique des forces magnétomotrices au stator et en négligeant l'effet de saturation croisé entre les bobinages fictifs d et q (mdq = 0), nous avons :
(5 )
Figure imgf000011_0003
où ld et lq sont respectivement les inductances dynamiques directe et en quadrature.
Nous nous limitons ici aux basses vitesses et à l'arrêt, nous faisons donc l'hypothèse que les termes proportionnels à la vitesse Ω sont négligeables. L'équation (3) se simplifie et devient :
did
- vd ~ Rs'd ( 6 )
dt
• - v - Rsiq
dt
Nous pouvons remarquer qu'à présent, les équations sont totalement découplées. L'injection d'une tension sur l'axe d ne provoquera aucune réponse en courant sur l'axe q.
En l'absence de capteur de position dans la machine synchrone 3, l'unité de commande 1 n'a pas accès à la position Θ du rotor et détermine donc une position estimée 9. Sur la figure 2, on a également représenté le repère δ, γ lié à la position estimée § du rotor. L'erreur d'estimation entre les deux repères est représentée par l'angle φ (φ = 9 - Θ). Les deux repères tournent par rapport au stator à la vitesse électrique ρΩ pour le repère réel (Ω est la vitesse mécanique du rotor), et ρΩ5 pour le repère estimé (Ω5 est la vitesse mécanique estimée du rotor).
En appliquant une rotation de φ à l'aide de la matrice P(cp), l'équation (3) dans le repère δ, γ devient ;
Figure imgf000011_0001
Figure imgf000011_0004
avec
Figure imgf000011_0002
Figure imgf000012_0001
Encore une fois, comme nous nous plaçons en basses vitesses, nous pouvons simplifier ces équations en négligeant les termes proportionnels à Ω :
Figure imgf000012_0002
Figure imgf000012_0003
Après simplification, ces équations se mettent sous la forme dix
I dlq " = -Rs( lq -( lq -ld )sin2 φ) ίδ +( lg -( lq -ld )*ίηΔ φ)- νδ
dt
R 1
+f pldlqQ.s +-†( lq -ld )sin2<p)- ir --( lq -ld )sin2q>- νγ ( 12 )
di r _
dlq -Rs( ld +( lq ~ ld )sin <p)- i7 + ( ld +( lq -ld )sin φ) νγ
dt
-( Pldlqas lq - )sin 2<p)- is -j( lq -ld )sin 2<p- vs ( 13 )
Nous pouvons observer qu'à présent, les équations de la machine synchrone 3 dans le repère δ, γ estimé sont à nouveau couplées.
Ce couplage dépend à la fois de la saillance de la machine (plus précisément de la saillance magnétique dynamique, c'est-à-dire l'écart entre les inductances dynamiques directe et en quadrature, terme (lq - ld)) et de l'erreur d'estimation φ.
Autrement dit, en cas de saillance et d'erreur sur l'estimation de la position, une variation de la composante δ de la tension fera apparaître un terme de couplage noté Διγ sur la composante γ du courant statorique.
Ce terme disparaît si l'erreur s'annule.
La figure 3 représente l'utilisation de ce principe dans l'unité de commande 1. Sur la figure 3, le fonctionnement de l'unité de commande 1 est représenté sous la forme de modules fonctionnels qui peuvent correspondre à l'exécution d'un programme d'ordinateur par le processeur
4 de la figure 1. L'unité de commande 1 comprend un régulateur de courant 10, un générateur de signal périodique 11, un module additionneur 12, un module de conversion 13, un module de conversion 14, un module de détermination 15, un estimateur de vitesse 16 et un intégrateur 17.
L'unité de commande 1 travaille dans le repère δ, γ estimé et manipule notamment les grandeurs suivantes :
- une consigne de courant directe ί * et une consigne de courant en quadrature iY*,
- une consigne de tension directe ν ι*, une consigne de tension directe νδ2* et une consigne de tension en quadrature vY*,
- un signal périodique G haute fréquence,
- une vitesse estimée Qs du rotor,
- position estimée $ du rotor.
Le régulateur de courant 10 détermine la consigne de tension directe νδι* et la consigne de tension en quadrature vY* en fonction du courant directe i5, du courant en quadrature iY, de la consigne de courant directe ϊδ* et de la consigne de courant en quadrature iY*. La réalisation d'un tel régulateur de courant est connue de l'homme du métier et n'est donc pas décrite en détail.
Le générateur de signal périodique 11 fournit le signal périodique G haute fréquence. Par « haute fréquence », on entend une fréquence inférieure à la fréquence de la modulation en largeur d'impulsion de l'onduleur 2 mais supérieure à la fréquence de coupure des régulateurs de courant. Dans cet exemple, le signal périodique G est un signal d'impulsion de tension. L'amplitude de ces impulsions est choisie suffisamment grande pour observer un terme de couplage significatif dans l'équation (13). Cependant, cette amplitude ne doit pas non plus être trop importante au risque de perturber la commande et d'augmenter les pertes dans la machine synchrone 3. L'homme du métier est capable d'effectuer un dimensionnement approprié à partir de ces indications.
Le module additionneur 12 détermine la consigne de tension directe νδ2* en fonction de la consigne de tension directe v5i* et du signal périodique G. Plus précisément, la consigne de tension directe νδ2* est alternativement égale à la consigne de tension directe νδι* (νδ2* = νδι*) ou égale à la consigne de tension directe νδι* additionnée avec un signal périodique G (νδ2* = νδι* + G). Par exemple, νδ2* est normalement égale à νδι* et, toutes les 20 périodes de la modulation en largeur d'impulsion de l'onduleur 2, νδ2* est égale à νδι* + G pendant une à trois périodes de la modulation en largeur d'impulsion de l'onduleur 2.
Le module de conversion 13 convertit les consignes de tension du repère δ, γ estimé en des consignes du repère statorique abc. Autrement dit, le module de conversion 13 détermine les consignes de tension statoriques Vabc* pour l'onduleur 2, en fonction de la consigne de tension directe νδ2*, de la consigne de tension en quadrature vY* et de la position estimée § du rotor. La réalisation d'un tel module de conversion est connue de l'homme du métier et n'est donc pas décrite en détail.
Le module de conversion 14 convertit les courant statoriques Iabc mesurés dans la machine synchrone 3 en courant dans le repère δ, y estimé. Autrement dit, le module de conversion 14 détermine le courant direct ΐδ et le courant en quadrature iY en fonction de courants statoriques Iabc et de la position estimée 9- du rotor. La réalisation d'un tel module de conversion est connue de l'homme du métier et n'est donc pas décrite en détail.
Le module de détermination 17 détermine un terme de couplage Δίγ qui apparaît sur la composante y du courant lorsque le signal périodique G est injecté sur la composante δ de la tension. Comme expliqué précédemment, le terme de couplage Δίγ apparaît en cas d'erreur d'estimation sur la position du rotor et de saillance. Plus précisément, le module de détermination 17 détermine le terme de couplage Δϊγ en calculant la différence entre le courant en quadrature iY lorsque νδ2* = νδ1* juste avant l'impulsion et le courant en quadrature iY lorsque νδ2* = νδι* + G. On considère que lors de l'impulsion νδ1* reste lentement variable.
L'estimateur de vitesse 16 détermine la vitesse estimée Ω5 du rotor en fonction du terme de couplage Δίγ. Plus précisément, on sait que le terme de couplage Δίγ disparaît si l'erreur s'annule. L'estimateur de vitesse 16 va donc réguler le couplage Δϊγ à zéro à l'aide d'un correcteur. La sortie de ce correcteur fournira une estimation de la vitesse. En effet, en fonction du signe du couplage, il est possible de savoir si le repère estimé est en avance ou en retard sur le repère réel. Le correcteur va donc augmenter la vitesse estimée ou au contraire la ralentir, afin de faire coïncider les deux repères. Le correcteur utilisé est par exemple un correcteur de type proportionnel-intégral (PI), particulièrement intéressant du point de vue du temps de calcul. Cependant, il est également possible d'utiliser d'autres types de correcteur. Le correcteur PI sera de la forme :
Qs =Q0(Air + ^Air - dt) (14)
où Ω0 et T sont les paramètres de l'estimateur déterminant la convergence de l'estimation et sa dynamique.
L'intégrateur 17 détermine la position estimée 9 du rotor par intégration de la vitesse estimée Qs :
Figure imgf000015_0001
Dans les équations (12) et (13), les termes trigonométriques, fonction de l'erreur de position cp, ont une période de n (180° électriques). Par conséquent, cette erreur peut converger soit vers 0 soit vers n selon l'erreur de position initiale. En effet, si l'erreur initiale est trop importante (|<p|> n/2), la méthode risque de converger vers une erreur de n et la commande sans capteur peut échouer. De même, pour une machine lisse, si l'erreur initiale est trop importante, il est plus difficile de rendre la machine légèrement saturée afin d'obtenir un écart suffisant entre ld et lq. En effet, c'est la présence du terme (ld - lq) dans (12) et (13) qui assure la convergence de l'estimateur. Si l'erreur initiale n'est pas suffisamment faible, l'ampère-tour imposé par les courants statoriques risque de ne pas avoir une composante directe suffisante pour saturer la machine. En particulier, dans le cas où l'erreur initiale est supérieure à n/2, on risque même de désaturer la machine et de ne pas provoquer la saillance magnétique. Pour répondre à ces problèmes et déterminer la position estimée initiale 9(0), on peut utiliser une méthode d'initialisation décrite dans le document K. Tanaka, R. Moriyama, I. Miki, "Initial Rotor Position Estimation of Interior Permanent Magnet Synchronous Motor Using Optimal Voltage Vector", Electrical Engineering in Japan, vol. 156, no. 4, juillet 2006.
La position estimée 9- fournie par l'intégrateur 17 est utilisée notamment par les modules de conversion 13 et 14, comme décrit précédemment.
La détermination de la position estimée 9 réalisée par l'unité de commande 1 présente plusieurs avantages. ; - L'injection des impulsions de tension se fait dans l'axe δ et non dans l'axe γ. Lorsque l'erreur devient faible, l'axe δ se confond avec l'axe d et ainsi, le couple produit par les courants résultant des impulsions devient négligeable et ne perturbe pas le contrôle de la machine synchrone 3. De plus dans ce cas, la composante d du courant statorique provoquée par ces impulsions participe à la saturation du circuit magnétique et ainsi à accroître la saillance et faciliter la convergence.
- Un calcul de la position qui ne se fait par intégration d'une vitesse estimée et non de manière directe. Il n'y a donc pas de discontinuité sur l'estimation et sur les références de courant.
- Le procédé d'estimation est simple et léger et s'accompagne donc d'un temps de calcul réduit.
- Une grande robustesse obtenue, la connaissance des paramètres de la machine synchrone 3 et de leurs variations n'étant pas requise.
L'invention convient notamment pour des applications avioniques de type commande de vol, système de freinage, de sortie de train d'atterrissage ou tout système utilisant des actionneurs électriques équipés de moteurs synchrones à aimants permanents, pour lesquelles il est impératif de pouvoir faire une commande en position et donc d'assurer un couple même à l'arrêt.
Dans le mode de réalisation décrit ci-dessus, le signal périodique G est un signal d'impulsions. Dans un mode de réalisation alternatif, le signal périodique G est un signal sinusoïdal haute fréquence. La réponse en courant aux tensions sinusoïdales injectées donne alors une estimation des inductances Ιδ, lY ainsi que de la mutuelle m5v (voir la relation (10)). Cette dernière étant l'image de l'erreur d'estimation <p, elle peut être corrigée par le module d'estimation 16 à une valeur nulle. Cette solution est plus difficile à mettre en œuvre que celle basée sur un signal périodique G composé d'impulsions. En effet, contrairement à une impulsion, il n'est pas évident d'injecter à l'aide de l'onduleur 2 (dont la fréquence de découpage est fixée par la modulation en largeur d'impulsion) un signal dont la fréquence doit être largement supérieure à la fréquence électrique des signaux de commande afin de ne pas en perturber la régulation. De plus, afin de traiter les réponses en courant obtenues, il sera nécessaire d'utiliser un filtre passe-bande centré sur la fréquence du signal injecté.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de commande d'une machine synchrone (3) à aimants permanents comprenant un stator et un rotor, ledit procédé comprenant ;
- une étape de détermination d'une position estimée ($) du rotor,
- une étape de détermination d'un courant direct (ίδ) et d'un courant en quadrature (iY) en fonction de courants statoriques (labc) et de la position estimée (9·) du rotor,
- une étape de détermination d'une première consigne de tension directe (νδι*) et d'une consigne de tension en quadrature (vY*) en fonction du courant directe (i5), du courant en quadrature (iY), d'une consigne de courant directe (k*) et d'une consigne de courant en quadrature (iY*), caractérisé en ce qu'il comprend :
- une étape de détermination d'une deuxième consigne de tension directe (VÔ2*) qui est alternativement égale à la première consigne de tension directe (νδ1*) ou égale à la première consigne de tension directe (νδι*) additionnée avec un signal périodique prédéterminé (G),
- une étape de détermination de consignes de tension statoriques (Vabc*) en fonction de la deuxième consigne de tension directe (νδ2*), de la consigne de tension en quadrature (vY*) et de la position estimée (9) du rotor,
- une étape de commande de ladite machine synchrone (3) en fonction des consignes de tension statoriques (Vabc*),
dans lequel l'étape de détermination d'une position estimée ( ) du rotor comprend :
- une étape de détermination d'un terme de couplage (Δίγ) en fonction d'une différence entre le courant en quadrature (iY) lorsque la deuxième consigne de tension directe (νδ2*) est égale à la première consigne de tension directe (νδ1*) et le courant en quadrature (iY) lorsque la deuxième consigne de tension directe ( δ2*) est égale à la première consigne de tension directe (νδ1*) additionnée avec le signal périodique prédéterminé (G),
- une étape de détermination d'une vitesse de rotation du rotor (Ω5) en fonction dudit terme de couplage (Δίγ), et - une étape de détermination de la position estimée (9·) du rotor par intégration de la vitesse de rotation du rotor (Ω5).
2. Procédé de commande selon la revendication 1, dans lequel l'étape de détermination d'une vitesse de rotation du rotor (Ω5) en fonction dudit terme de couplage (âiY) comprend la mise en œuvre d'un correcteur destiné à annuler le terme de couplage (Δίν).
3. Procédé de commande selon l'une des revendications 1 et 2, dans lequel le signal périodique prédéterminé (G) est un signal d'impulsions.
4. Procédé de commande selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel l'étape de commande de ladite machine synchrone en fonction des consignes de tension statoriques (Vabc*) comprend la fourniture desdites consignes de tension statoriques (Vabc*) à un onduleur (2) à modulation en largeur d'impulsion présentant une période prédéterminée, ladite deuxième consigne de tension directe (v§2*) étant égale à la première consigne de tension directe (νδ1*) additionnée avec le signal périodique prédéterminé (G) pendant une à trois périodes de la modulation à largeur d'impulsion, toutes les 15 à 25 périodes.
5. Procédé de commande selon l'une des revendications 1 à 4, dans lequel ledit rotor est un rotor à pôles saillants.
6. Procédé de commande selon l'une des revendications 1 à 4, dans lequel ledit rotor est un rotor à pôles lisses, ledit procédé comprenant une étape de saturation de dents statoriques faisant face à des pôles du rotor.
7. Programme d'ordinateur comprenant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de commande selon l'une des revendications 1 à 6 lorsque ledit programme est exécuté par un ordinateur.
8. Support d'enregistrement lisible par ordinateur, comprenant un programme d'ordinateur selon la revendication 7.
9. Unité de commande (1) pour machine synchrone (3) à aimants permanents comprenant un stator et un rotor, ladite unité de commande (1) comprenant :
- des moyens de détermination d'une position estimée ($) du rotor,
- un module (14) de détermination d'un courant direct (ίδ) et d'un courant en quadrature (iY) en fonction de courants statoriques (labc) et de la position estimée ($) du rotor,
- un module (10) détermination d'une première consigne de tension directe (νδι*) et d'une consigne de tension en quadrature (vY*) en fonction du courant directe (ϊδ), du courant en quadrature (iY), d'une consigne de courant directe (ίδ*) et d'une consigne de courant en quadrature (iY*),
caractérisée en ce qu'elle comprend ;
- un module (12) de détermination d'une deuxième consigne de tension directe (νδ2*) qui est alternativement égale à la première consigne de tension directe (νδι*) ou égale à la première consigne de tension directe (νδι*) additionnée avec un signal périodique prédéterminé (G),
- un module (13) de détermination de consignes de tension statoriques (Vabc*) en fonction de la deuxième consigne de tension directe (νδ2*), de la consigne de tension en quadrature (vY*) et de la position estimée (S) du rotor,
- des moyens (7) de commande de ladite machine synchrone (3) en fonction des consignes de tension statoriques (Vabc*),
dans lequel les moyens de détermination d'une position estimée ($) du rotor comprennent :
- un module (15) de détermination d'un terme de couplage (Δίγ) en fonction d'une différence entre le courant en quadrature (iY) lorsque la deuxième consigne de tension directe (νδ2*) est égale à la première consigne de tension directe (νδι*) et le courant en quadrature (iY) lorsque la deuxième consigne de tension directe (νδ2*) est égale à la première consigne de tension directe (νδι*) additionnée avec le signal périodique prédéterminé (G),
- un module (16) de détermination d'une vitesse de rotation du rotor (Ω5) en fonction dudit terme de couplage (Δίγ), et - un module (17) de détermination de la position estimée (9-) du rotor par intégration de la vitesse de rotation du rotor (<¾).
10. Système de commande comprenant une unité de commande (1) selon la revendication 9, un onduleur (2) et une machine synchrone (3).
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