JP2013066303A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過渡状態においても磁極位置検出回路を用いずに磁極位置と速度を正確に演算する。
【解決手段】回転子に同期した直交回転座標軸γδ軸を定義し、高周波電圧を前記γ軸基本波電圧指令値に加算してγ軸電圧指令値を印加する。検出した電動機電流δ軸成分から前記高周波電圧と同じ周波数の余弦波成分のフーリエ級数を演算し、位置推定誤差を演算する。
【選択図】図１

Description

この発明は、永久磁石形同期電動機の制御、特に磁極位置の推定に関する。

埋込磁石構造永久磁石形同期電動機（以下、ＩＰＭＳＭ）の回転子の突極性を利用して磁極位置を推定し、これに基づいて制御を行う、いわゆる、センサレス制御技術が開発されている。例えば特許文献１には、交番高周波電圧を印加したときに流れる高周波電流を使って磁極位置を推定する技術が公開されている。
特許文献１の技術を適用する場合、ＩＰＭＳＭの電圧と電流には、ＩＰＭＳＭを制御するための基本波と、磁極位置を推定するための高周波とが含まれる。このため、磁極位置を正確に演算するためには、基本波と高周波の干渉を防止する必要がある。基本波と高周波の干渉を低減するための技術として、特許文献１の段落〔００１３〕には、基本波電圧から高周波成分を除去することが記載されている。さらに、高周波電流を検出する方法として、フーリエ級数演算を用いることが記載されている。
また、特許文献２には、特許文献１に記載の技術をより具体化したものが公開されている。特許文献２に記載の方式では、余弦波の交番高周波電圧を重畳し、このときに流れる高周波電流を高域通過フィルタで検出し、高周波電流の正弦波成分のフーリエ級数を演算する。そして、フーリエ級数に含まれる位置推定誤差の情報を使って位置と速度を推定する。

特許第３３１２４７２号公報 特許第４１７８８３４号公報

特許文献１、特許文献２に記載の技術は、定常状態においては、磁極位置を推定するための高周波電流を正確に検出できる。しかしながら、過渡状態においては、基本波が高周波に干渉し、高周波電流から磁極位置情報を正確に検出できず、位置推定値に誤差が発生する恐れがある。このため、本願の目的は、過渡状態においても磁極位置検出回路を用いずに磁極位置と速度を正確に演算でき、これらの推定した磁極位置と速度に基づいて電流制御を行うことでＩＰＭＳＭの速度とトルクを正しく制御することである。

上記の目的のため、本願では、高周波電圧を永久磁石形同期電動機に印加し、永久磁石形同期電動機に流れる電流を基に磁極位置を検出する永久磁石形同期電動機の制御装置において、回転子に同期した直交回転座標軸であるｄｑ軸の推定軸としての直交回転座標軸γδ軸を定義し、電動機電流γ軸成分の高周波電圧１周期の平均からγ軸基本波電流を演算する手段と、電動機電流δ軸成分の高周波電圧１周期の平均からδ軸基本波電流を演算する手段と、γ軸電流指令値とγ軸基本波電流との偏差を増幅してγ軸基本波電圧指令値を演算する手段と、δ軸電流指令値とδ軸基本波電流との偏差を増幅してδ軸基本波電圧指令値を演算する手段と、γ軸基本波電圧指令値およびδ軸基本波電圧指令値を高周波電圧周期ごとに更新する手段と、高周波電圧を前記γ軸基本波電圧指令値に加算してγ軸電圧指令値を演算する手段と、δ軸基本波電圧指令値をδ軸電圧指令値として演算する手段と、電動機電流δ軸成分から高周波電圧と同じ周波数の余弦波成分のフーリエ級数を、δ軸電流余弦波フーリエ級数として演算する手段と、δ軸電流余弦波フーリエ級数から位置推定誤差を演算する手段と、位置推定誤差演算値を増幅して速度推定値を演算する手段と、速度推定値を積分して位置推定値を演算する手段と、を有する。
また、本願の永久磁石形同期電動機の制御装置では、δ軸電流余弦波フーリエ級数の極性に基づいて、位置推定値を初期化する手段を有するようにしても良い。
また、本願の永久磁石形同期電動機の制御装置では、電動機電流γ軸成分から高周波電圧と同じ周波数の余弦波成分のフーリエ級数を、γ軸電流余弦波フーリエ級数として演算する手段と、電動機電流γ軸成分を正および負に制御したときのγ軸電流余弦波フーリエ級数の大きさに基づいて位置推定値を演算する手段と、を有するようにしても良い。
また、本願の永久磁石形同期電動機の制御装置では、速度推定値と位置推定値に基づいて永久磁石形同期電動機のトルクもしくは速度を制御するようにしても良い。

本発明では、定常状態だけではなく、過渡状態においても磁極位置検出回路を用いずに磁極位置と速度を正確に演算でき、これらの推定した磁極位置と速度に基づいて電流制御を行うことでＩＰＭＳＭの速度とトルクを正しく制御することが可能となる。

本発明の実施例の制御ブロック図。 座標軸の定義を示した図。 各部の波形図。 位置推定誤差θ_errと高周波電流との関係図。 ＮＳ判別の原理図。

図１に本発明の実施例の制御ブロック図を示す。
ＩＰＭＳＭは、回転子に同期した直交回転座標ｄｑ軸で制御を行うことで高性能なトルク制御や速度制御を実現できる。回転子の磁極のＮ極方向をｄ軸と定義し、ｄ軸から90°進み方向をｑ軸と定義する。しかしながら、磁極位置検出器を用いないで運転するセンサレス制御の場合、ｄｑ軸の位置を直接検出することができない。そこで、ｄｑ軸の推定軸であるγδ軸で制御演算を行う。
図２に座標軸の定義を示す。

u相巻線を基準としたγ軸の角度（位置推定値）θ₁とu相巻線を基準としたｄ軸の角度（磁極位置）θ_rとの角度差（位置推定誤差）θ_errを数式１で定義する。

また、ｄｑ軸の角速度をω_r（回転子速度）、γδ軸の角速度（推定速度）をω₁と定義する。
次に、図１の制御ブロック図について説明する。

まず、ＩＰＭＳＭの速度制御、電流制御、および、電圧制御について説明する。トルク指令値τ^*は、速度指令値ω_r ^*と速度推定値ω₁との偏差を減算器１６で演算し、この偏差を速度調節器１７で増幅して演算する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ^*から所望のトルクを発生するγ軸電流指令値i_γ ^*とδ軸電流指令値i_δ ^*を演算する。

γ軸電流調節器２０ａは、減算器１９ａで演算したγ軸電流指令値i_γ ^*とγ軸基本波電流i_γfとの偏差を増幅してγ軸電圧基本波指令値v_γf ^*を求める。δ軸電流調節器２０ｂは、減算器１９ｂで演算したδ軸電流指令値i_δ ^*とδ軸基本波電流i_δfとの偏差を増幅してδ軸電圧基本波指令値v_δf ^*を求める。γ軸電圧基本波指令値v_γf ^*とδ軸電圧基本波指令値v_δf ^*の更新は、図３に示すように、サンプル＆ホールド回路２１ａ、２１ｂによって高周波電圧１周期ごとに実施する。

γ軸基本波電流i_γfは、図３に示すように、平均値演算器３３ａによってγ軸電流i_γの高周波電圧１周期の平均値を演算して求め、高周波成分を除去する。同様に、δ軸基本波電流i_δfは、平均値演算器３３ｂによってδ軸電流i_δの高周波電圧１周期の平均値を演算して求める。γ軸電流i_γとδ軸電流i_δは、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗでそれぞれ検出した相電流検出値i_u，i_wを、位置推定値θ₁を使って座標変換器１４でγδ軸に座標変換して求める。

正弦波発振器３１は、角周波数ω_hの正弦波信号を出力する。γ軸高周波電圧指令値v_γh ^*は、ゲイン３２によって正弦波信号にγ軸高周波電圧振幅V_γhを乗算して演算する。加算器２２は、γ軸電圧基本波指令値v_γf ^*にγ軸高周波電圧指令値v_γh ^*を重畳してγ軸電圧指令値v_γ ^*を演算する。一方、δ軸電圧指令値v_δ ^*は，δ軸電圧基本波指令値v_δf ^*に制御する。
相電圧指令値v_u ^*，v_v ^*，v_w ^*は、γ軸電圧指令値v_γ ^*とδ軸電圧指令値v_δ ^*を位置推定値θ₁の値に基づいて座標変換器１５によって座標変換して求める。
整流回路６０は三相交流電源５０を整流して直流電圧を電力変換器７０に供給する。
ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値v_u ^*，v_v ^*，v_w ^*と入力電圧検出回路１２で検出した入力電圧検出値E_dcとから、電力変換器７０の出力電圧を前記の相電圧指令値に制御するためのゲート信号を生成する。電力変換器７０はゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することで、ＩＰＭＳＭ８０の端子電圧を相電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に制御する。

以上に述べた制御によってＩＰＭＳＭ８０の回転子速度を指令値に制御でき、回転子の磁極位置と速度を推定するための高周波電圧を重畳できる。
次に、位置・速度推定の原理について説明する。

γ軸に正弦波の高周波電圧を重畳し、γ軸基本波電圧とδ軸基本波電圧を高周波電圧１周期の間一定に制御する場合、γδ軸電圧は数式２のように表現できる。

ただし、
v_γ：γ軸電圧、v_δ：δ軸電圧、t：時間、ω_h：高周波電圧角周波数
V_γh：γ軸高周波電圧振幅、V_γf：γ軸基本波電圧、V_δf：δ軸基本波電圧
回転子速度ω_rと速度推定値ω₁がともに零であり，ＩＰＭＳＭの電機子抵抗を零に近似すると、このときのγδ軸電流は数式３となる。

T_h：高周波電圧周期
ここで、以下の数式６が成り立つことから、γδ軸電流のフーリエ級数I_γh(cos)、I_δh(cos)は、次の数式７の関係にある。

数式７より、γδ軸電流のフーリエ級数I_γh(cos)、I_δh(cos)は、位置推定誤差θ_errの関数である。
図４に位置推定誤差θ_errと高周波電流との関係を示す。特に、位置推定誤差θ_errが零近傍の場合、δ軸電流のフーリエ級数I_δh(cos)は、数式８のように位置推定誤差θ_errに比例する。

数式８より、δ軸電流のフーリエ級数I_δh(cos)は、γδ軸基本波電圧V_γf、V_δfの影響を受けない。このため、過渡状態を含めて、正確に位置推定誤差の情報を検出できる。
次に、図１の制御ブロック図における位置・速度推定について説明する。

余弦波発振器３４は、角周波数ω_hの余弦波信号を出力する。フーリエ級数演算器３５は、γδ軸電流i_γ、i_δからγδ軸電流のcosω_ht成分のフーリエ級数I_γh(cos)、I_δh(cos)を数式４、数式５によって演算する。角度差演算器３６は、数式８の関係式をもとに、数式９で位置推定誤差演算値-θ_errestを演算する。

速度推定器３７は、位置推定誤差演算値-θ_errestを増幅して速度推定値ω₁を演算する。積分器３８は、速度推定値ω₁を積分して位置推定値θ₁を演算する。
これらの演算によって、位置推定誤差θ_errが零になるように速度推定値ω₁と位置推定値θ₁が演算され、これらの値を真値に収束させることができる。

ところで、図４より、δ軸電流のフーリエ級数I_δh(cos)は、位置推定誤差θ_errが0、π/2、π、3π/2のときに零になる。このため、位置推定誤差θ_errが零以外の値に収束することがある。そこで、運転開始前に、初期値演算器３９とＮＳ判別器４０によって位置推定値θ₁を初期化し、位置推定誤差θ_errを零に収束させる。

まず、初期値演算器３９の動作について説明する。
図４より、δ軸電流のフーリエ級数I_δh(cos)の極性により、位置推定誤差θ_errの範囲を数式１０のように検出できる。

数式１０の関係を利用して、δ軸電流のフーリエ級数I_δh(cos)の極性に応じて、位置推定値θ₁の初期値を数式１１のように演算する。

数式１１の演算処理を実施することによって、位置推定誤差θ_errを数式１２の範囲に制御できる。

数式１２より、初期値演算器３９によって位置推定誤差θ_errを零、または、πに収束させることができる。
次に、ＮＳ判別器４０の動作について説明する。

回転子の突極性を利用した磁極位置演算は、原理的に回転子のｄ軸（Ｎ極）と-ｄ軸（Ｓ極）とを判別できず、位置推定誤差θ_errがπに収束することがある。そこで、モータ鉄芯の磁気飽和特性を使ってＮ極とＳ極を判別する。

図５にＮＳ判別の原理を示す。ｄ軸電流を「正」に制御すると、永久磁石の磁束と電流が作る磁束が合成され、鎖交磁束が増加する。この結果、モータ鉄芯の磁気飽和特性によってｄ軸インダクタンスが低下する。一方、ｄ軸電流を「負」に制御すると、永久磁石の磁束と電流が作る磁束とが互いに相殺して、鎖交磁束が減少する。この結果、ｄ軸インダクタンスが低下する。このことを利用し、位置推定値θ₁が収束後に、γ軸基本波電流i_γ ^*を「正」に制御したときのγ軸電流のフーリエ級数I_γh(cos)Pと、γ軸基本波電流i_γ ^*を「負」に制御したときのγ軸電流のフーリエ級数I_γh(cos)Nを使ってＮ極とＳ極を判別する。具体的には数式１３の演算を実施する。

以上の演算処理によって、磁極位置検出回路を用いなくても磁極位置と速度を正確に演算でき、これらの推定した磁極位置と速度に基づいて電流制御を行うことでＩＰＭＳＭの速度とトルクを正しく制御できる。

50…三相交流電源、60…整流回路、70…電力変換器、80…ＩＰＭＳＭ、11u…ｕ相電流検出回路、11w…ｗ相電流検出回路、12…入力電圧検出回路、13…ＰＷＭ回路、14…座標変換器、15…座標変換器、16…減算器、17…速度調節器、18…電流指令演算器、19a,19b…減算器、20a…γ軸電流調節器、20b…δ軸電流調節器、21a,21b…サンプル＆ホールド回路、22…加算器、31…正弦波発振器、32…ゲイン、33a,33b…平均値演算器、34…余弦波発振器、35…フーリエ級数演算器、36…角度差演算器、37…速度推定器、38…積分器、39…初期値演算器、40…ＮＳ判別器

Claims (4)

1. 高周波電圧を永久磁石形同期電動機に印加し、永久磁石形同期電動機に流れる電流を基に磁極位置を検出する永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   回転子に同期した直交回転座標軸であるｄｑ軸の推定軸としての直交回転座標軸γδ軸を定義し、
   電動機電流γ軸成分の前記高周波電圧１周期の平均からγ軸基本波電流を演算する手段と、
   電動機電流δ軸成分の前記高周波電圧１周期の平均からδ軸基本波電流を演算する手段と、
   γ軸電流指令値と前記γ軸基本波電流との偏差を増幅してγ軸基本波電圧指令値を演算する手段と、
   δ軸電流指令値と前記δ軸基本波電流との偏差を増幅してδ軸基本波電圧指令値を演算する手段と、
   前記γ軸基本波電圧指令値および前記δ軸基本波電圧指令値を前記高周波電圧周期ごとに更新する手段と、
   前記高周波電圧を前記γ軸基本波電圧指令値に加算してγ軸電圧指令値を演算する手段と、
   前記δ軸基本波電圧指令値をδ軸電圧指令値として演算する手段と、
   前記電動機電流δ軸成分から前記高周波電圧と同じ周波数の余弦波成分のフーリエ級数を、δ軸電流余弦波フーリエ級数として演算する手段と、
   前記δ軸電流余弦波フーリエ級数から位置推定誤差を演算する手段と、
   前記位置推定誤差演算値を増幅して速度推定値を演算する手段と、
   前記速度推定値を積分して位置推定値を演算する手段と、
   を有することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 前記δ軸電流余弦波フーリエ級数の極性に基づいて、前記位置推定値を初期化する手段を有することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 前記電動機電流γ軸成分から前記高周波電圧と同じ周波数の余弦波成分のフーリエ級数を、γ軸電流余弦波フーリエ級数として演算する手段と、
   前記電動機電流γ軸成分を正および負に制御したときの前記γ軸電流余弦波フーリエ級数の大きさに基づいて位置推定値を演算する手段と、を有することを特徴とする請求項１または２に記載の永久磁石形同期電動機の制御装置。
4. 前記速度推定値と前記位置推定値に基づいて永久磁石形同期電動機のトルクもしくは速度を制御することを特徴とする請求項１乃至３に記載の永久磁石形同期電動機の制御装置。