CN113169694A - 旋转电机的控制装置和电动车辆的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的旋转电机的控制装置包括：磁极位置推测部；基于流过旋转电机的各相的相电流的检测结果来生成d轴电流和q轴电流的矢量运算部；对第1d轴电流指令和第1q轴电流指令进行校正并输出第2d轴电流指令和第2q轴电流指令的电流指令校正部；电流控制部；将包含特定频率分量的高频电压重叠于旋转坐标上的电压指令的电压施加部；以及电压控制部，磁极位置推测部基于特定频率分量的状态量来推测磁极位置，电流指令校正部对电流指令进行校正，以使得电气角频率分量的电流振幅为特定频率分量的电流振幅的1/2倍以上。

Description

旋转电机的控制装置和电动车辆的控制装置

技术领域

本发明涉及推测转子的磁极位置来控制旋转电机的旋转电机的控制装置和电动车辆的控制装置。

背景技术

以往，作为旋转电机的控制装置，存在如下装置：准确地掌握旋转电机的转子速度或转子位置，基于转子的位置或转速，在恰当的定时使电流流过绕组从而利用磁体的吸引和排斥力来产生驱动力。作为现有的旋转电机的控制装置，已知有如下装置：为了掌握转子的速度信息或位置信息，例如具备编码器、旋转变压器之类的传感器。

在对旋转电机设置位置传感器或速度传感器的结构的情况下，能准确地得到旋转电机的转子速度信息或转子位置信息。另一方面，存在因传感器引起的成本增加的问题、需要用于将传感器信息传输到控制装置的布线的问题，还存在因传感器自身的故障所引起的可靠性下降的问题。

因此，作为解决上述问题的结构，开发了所谓的无位置传感器控制法，根据施加于旋转电机的电压、或流过旋转电机的电流来推测旋转电机的转子位置。作为与旋转电机中的无传感器化有关的控制方法，具有根据旋转电机的感应电压来推测旋转电机的转子位置的方法。

这里，具有感应电压的大小与旋转电机的速度成正比的特征。因此，在零速或低速区域中感应电压变小，S/N比变差。因此，在零速或低速区域中，推测旋转电机的转子位置较为困难。

此外，作为解决上述问题的其它结构，存在如下控制方法：利用转子的磁突极性，将位置推测用的高频信号重叠，并基于重叠后的高频信号来提高转子位置的推测精度。该方法中，必须将位置推测用的高频信号注入旋转电机，但具有如下优点：能推测旋转电机的转子位置，而与旋转电机的速度无关。因此，为了在零速和低速区域中进行位置检测，使用利用了突极性的无传感器控制法。

作为利用了突极性的无传感器控制法，提出了如下控制法：基于特定频率的电流信号来推测旋转电机的电气角，该特定频率的电流信号在施加了在三相旋转电机的推测d轴的正方向和负方向上振动的高频电压信号时实际传播到旋转电机(例如，参照专利文献1)。然而，在电流振幅变小的无负载或轻负载下，存在如下问题：由于检测信号的精度变差、以及因死区时间而引起的电压误差，导致转子位置的推测变得困难。

因此，作为提高无负载和轻负载时的转子位置的推测精度的方法，存在如下方法：根据从转矩最大化曲线上确定的电流矢量，使d轴电流指令值向负方向偏移，并进行校正，以使得d轴电流指令值为下限值以上。通过采用这样的控制方法，从而实现了抑制检测信号的精度变差的影响的控制装置(例如，参照专利文献2)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第3312472号公报

专利文献2：日本专利特开2009-290929号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

专利文献2所记载的旋转电机的控制装置中，为了抑制转子位置的推测精度的变差，具备将d轴电流指令值的上限限制为零或负值的上限值控制部，以对d轴电流指令值进行校正。然而，为了计算d轴电流指令值的校正量，考虑事先进行实验等，并设定转子位置的推测精度未变差的校正量。

希望d轴电流指令值的校正量对于各种各样的旋转电机能容易地决定。在d轴电流指令值的校正量过小的情况下，转子位置的推测精度变差。

另一方面，在d轴电流指令值的校正量过大的情况下，将偏离转矩为最大的电流值。因此，有可能导致效率下降，进而导致配置于转子的永磁体发生不可逆退磁。

此外，在旋转电机的使用环境不同的情况下，或因制造误差导致参数发生了变动的情况下，在现有技术中存在无法抑制转子位置的推测精度变差的问题。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于得到一种旋转电机的控制装置和电动车辆的控制装置，能抑制转子位置的推测精度变差。

用于解决技术问题的技术手段

本发明所涉及的旋转电机的控制装置包括：磁极位置推测部，该磁极位置推测部基于旋转电机的状态量来推测转子的磁极位置；矢量运算部，该矢量运算部获取磁极位置推测部所得出的推测结果即磁极位置推测值，基于流过旋转电机的各相的相电流的检测结果，来生成d轴电流和q轴电流；电流指令校正部，该电流指令校正部校正第1d轴电流指令和第1q轴电流指令，输出第2d轴电流指令和第2q轴电流指令；电流控制部，该电流控制部生成旋转坐标上的电压指令，以使得d轴电流与第2d轴电流指令一致，并使q轴电流与第2q轴电流指令一致；电压施加部，该电压施加部将高频电压重叠于旋转坐标上的电压指令，上述高频电压相对于与旋转电机的转速同步的电气角频率分量包含较高频率的特定频率分量；以及电压控制部，该电压控制部获取磁极位置推测值，将电压施加部进行了重叠的旋转坐标上的电压指令转换为固定坐标上的电压指令，来控制施加于旋转电机的电压，磁极位置推测部基于特定频率分量的状态量，来推测磁极位置，电流指令校正部对第1d轴电流指令和第1q轴电流指令进行校正，以使得电气角频率分量的电流振幅为特定频率分量的电流振幅的1/2倍以上，并输出第2d轴电流指令和第2q轴电流指令。

此外，本发明所涉及的电动车辆的控制装置具备本申请的旋转电机的控制装置。

发明效果

根据本发明，能得到抑制转子位置的推测精度变差的旋转电机的控制装置和电动车辆的控制装置。

附图说明

图1是示出与本发明实施方式1中的旋转电机的控制装置有关的结构的框图。

图2是示出与本发明实施方式1中的磁极位置推测部有关的结构的框图。

图3是示出与本发明实施方式1中的状态观测部有关的求出磁极位置推测值的结构的框图。

图4是示出由现有装置执行轻负载区域中的无传感器控制时的波形的图。

图5是示出由本发明实施方式1所涉及的旋转电机的控制装置执行轻负载区域中的无传感器控制时的波形的图。

图6是示出本发明实施方式1中的电气角频率分量的电流振幅与特定频率分量的电流振幅之间的关系的图。

图7是与由本发明实施方式1中的电流指令校正部执行的电流指令校正量的计算处理有关的流程图。

图8是与由本发明实施方式2中的电流指令校正部执行的电流指令校正量的计算处理有关的流程图。

具体实施方式

实施方式1.

图1是示出与本发明实施方式1中的旋转电机的控制装置有关的结构的框图。本实施方式1所涉及的旋转电机的控制装置不仅可以适用于在电动车、混合动力车等电动车辆中使用的旋转电机，也可以对使用了其它所有种类的旋转电机的驱动系统进行应用。

以下，对图1的各结构进行详细说明。旋转电机1使用进行直流/交流转换的逆变器2来供电并驱动。逆变器2的交流侧设有检测三相电流的电流传感器3。逆变器2的直流侧连接有直流电源4。

旋转电机1由永磁体同步旋转电机、感应旋转电机、磁阻旋转电机等三相交流旋转电机构成。用于永磁体同步旋转电机的转子的永磁体使用钕等稀土类磁体。另外，永磁体也可以是钐钴磁体、铁氧体磁体等其它磁体。

逆变器2例如使用6个功率开关元件、以及与这些功率开关元件并联连接的二极管来构成。作为功率开关元件，例如可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等。

由滤波电容器滤波后的直流电压被提供给逆变器2。然后，逆变器2基于来自电压控制部16的输出信号将直流电压转换为交流电压，并提供给交流旋转电机即旋转电机1，以驱动旋转电机1。

电流传感器3对从功率转换器即逆变器2提供给旋转电机1的三相交流电流进行检测。电流传感器3至少设置于2相即可，假设三相之和为零，从而电流检测部10能通过运算来求出剩余一相的电流。以下，如图1所示，设为由电流传感器3来检测相当于三相的交流电流，并进行说明。

电流检测部10基于检测周期来检测电流传感器3所得出的三相电流的输出信号。按每个检测周期由电流检测部10检测出的三相电流i_u、i_v、i_w被输入到检测电流矢量运算部11。

直流电源4由铅蓄电池、镍氢、锂离子等充电电池构成。另外，也可以采用进一步连接DC/DC转换器的结构，该DC/DC转换器对直流电源4的输出电压进行升降压并提供给逆变器2。

作为矢量运算部的检测电流矢量运算部11读取在后文中详述的磁极位置推测部20所得出的推测结果即磁极位置推测值θ^、以及电流检测部10所得出的检测结果即三相电流i_u、i_v、i_w，以作为输入信号。这里，说明书中的“^”标记表示在之前的标号上附加了^，意味着推测值。磁极位置推测值θ^是相当于推测出的转子位置的值。

检测电流矢量运算部11基于磁极位置推测值θ^，将三相电流i_u、i_v、i_w转换为与转速同步旋转的旋转坐标d-q轴上的电流即d轴电流和q轴电流。并且，检测电流矢量运算部11从转换后的d轴电流和q轴电流中切除包含特定频率分量在内的高频电流，来提取与转速同步的电气角频率分量，并作为d轴电流I_d和q轴电流I_q输出到电流控制部15。

电流指令运算部13基于电源电压、转速指令和转矩指令，来运算旋转坐标系的电流指令值即d轴电流指令I_d0 ^*和q轴电流指令I_q0 ^*。d轴电流指令I_d0 ^*相当于第1d轴电流指令，q轴电流指令I_q0 ^*相当于第1q轴电流指令。

电流指令校正部14基于从磁极位置推测部20输出的差分值Δi_h，来运算旋转坐标系的电流指令值的校正量即d轴电流指令校正量I_dcmp和q轴电流指令校正量I_qcmp。

对电流指令运算部13的输出即d轴电流指令I_d0 ^*加上电流指令校正部14的输出即d轴电流指令校正量I_dcmp，从而生成d轴电流指令I_d ^*。同样地，对电流指令运算部13的输出即q轴电流指令I_q0 ^*加上电流指令校正部14的输出即q轴电流指令校正量I_qcmp，从而生成q轴电流指令I_q ^*。d轴电流指令I_d ^*相当于第2d轴电流指令，q轴电流指令I_q ^*相当于第2q轴电流指令。

电流控制部15将d轴电流指令I_d ^*和q轴电流指令I_q ^*作为指令值来读取，并将从检测电流矢量运算部11输出的d轴电流I_d和q轴电流I_q作为反馈值来读取。电流控制部15分别运算d轴电流指令I_d ^*与d轴电流I_d的偏差、以及q轴电流指令I_q ^*与q轴电流I_q的偏差。然后，电流控制部15执行比例积分控制以使得各自的电流偏差消失，并运算旋转坐标上的电压指令。即，电流控制部15进行电流反馈控制，其结果是，生成旋转坐标上的电压指令，以作为电压指令矢量。

为了推测磁极位置，作为电压施加部的高频电压施加部21将对电压指令重叠施加的特定频率分量的高频电压输出到电流控制部15。然后，电流控制部15将对运算出的旋转坐标上的电压指令重叠特定频率分量的高频电压后得到的电压指令V_d ^*、V_q ^*输出到电压控制部16。

电压控制部16使用磁极位置推测值θ^，将重叠有特定频率分量的高频电压的电压指令V_d ^*、V_q ^*转换为固定坐标上的三相电压指令V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*，并输出到逆变器2。

另外，作为重叠特定频率分量的高频电压的电压指令，可以使用三相电压指令，以替代使用旋转坐标上的电压指令。即，特定频率分量的高频电压重叠于旋转坐标上的电压指令和三相电压指令中的任一方的电压指令值即可。

图2是示出与本发明实施方式1中的磁极位置推测部20有关的结构的框图。关于磁极位置推测部20，使用图2来说明。状态观测部201将重叠有特定频率分量的高频电压的、旋转坐标上的电压指令V_d ^*、V_q ^*、以及电流检测部10检测出的三相电流i_u、i_v、i_w作为旋转电机1的状态量来获取，并根据状态量来推测磁极位置推测值θ^。

此外，状态观测部201根据重叠有特定频率分量的高频电压的电压指令V_d ^*、V_q ^*，来求出特定频率分量的电流振幅。然后，状态观测部201求出电气角频率分量的电流振幅与特定频率分量的电流振幅的1/2倍之间的差分值Δi_h，并输出到电流指令校正部14。

永磁体磁通运算部202在感应电压变小的零速和低速区域中，运算永磁体磁通矢量φ_fd、φ_fq，并输出到状态观测部201。状况观测部201进行校正转子位置误差的运算。其结果是，即使在零速和低速区域中，也能抑制位置推测精度的变差。

图3是示出与本发明实施方式1中的状态观测部201有关的求出磁极位置推测值θ^的结构的框图。对于状态观测部201所进行的磁极位置推测值θ^的计算处理，使用图3来进行说明。坐标转换器701进行与检测电流矢量运算部11同样的处理。即，坐标转换器701使用磁极位置推测值θ^，将电流检测部10的输出即三相电流i_u、i_v、i_w转换为与转速推测值ω_r^同步旋转的旋转坐标dq轴上的电流i_d、i_q。

实施方式1中，为了满足上述条件，设为如下结构：将使三相电压指令V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*转换到被称为α-β的静止正交坐标上而得的α-β轴电压指令V_α ^*、V_β ^*、以及使三相电流i_u、i_v、i_w转换到α-β轴上而得的α-β轴电流i_α、i_β应用到旋转电机1的数学式模式，从而计算转子位置。下式(1)是α-β轴上的旋转电机1的电压方程式。

[数学式1]

另外，V_α ^*、V_β ^*以及i_α、i_β分别可以用下式(2)和(3)来求出。

[数学式2]

上式(1)的E_α、E_β表示因旋转电机1旋转而产生的感应电压。如下式(4)那样，上述感应电压能对上式(1)进行变形来求出。

[数学式3]

关于d轴，加减法器702将从后述的推测电流运算器707的输出即旋转坐标d-q坐标上的推测电流i_d^中减去d-q轴上的d轴电流i_d后得到的电流偏差e_id输出到放大器706和速度辨识器710。同样地，关于q轴，加减法器702将从推测电流运算器707的输出即旋转坐标d-q坐标上的推测电流i_q^中减去d-q轴上的q轴电流i_q后得到的电流偏差e_iq输出到放大器706和速度辨识器710。

旋转电机矩阵运算器705构成为对于输入进行使用了下式(5)的矩阵A的运算，此外，放大器706构成为对于输入进行使用了下式(6)的矩阵H的运算。

[数学式4]

另外，上式(5)中的转子角速度ω不明。因此，转子角速度ω用后述的速度辨识器710的输出即转速推测值ω_r^来代替。

通过加减法器703、积分器704、旋转电机矩阵运算器705和放大器706，从而能进行满足下式(7)的关系的运算。

[数学式5]

最终，积分器704对上式(7)右边的值的运算结果进行积分，从而生成旋转电机的定子磁通推测值φ_ds＾、φ_qs＾、以及转子磁通推测值φ_dr＾、φ_qr＾。积分器704将定子磁通推测值φ_ds＾、φ_qs＾、以及转子磁通推测值φ_dr＾、φ_qr＾输出到旋转电机矩阵运算器705和推测电流运算器707。此外，积分器704将定子磁通推测值φ_ds＾、φ_qs＾输出到加减法器708和速度辨识器710。

推测电流运算器707对积分器704的输出执行下式(8)的运算，并将d-q轴上的推测电流i_d＾、i_q＾输出到加减法器702。

[数学式6]

关于d轴，加减法器708将从转子磁通推测值φ_dr＾中减去永磁体磁通矢量φ_fd后得到的转子磁通误差Δφ_dr输出到速度辨识器710。同样地，关于q轴，加减法器708将从转子磁通推测值φ_qr＾中减去永磁体磁通矢量φ_fq后得到的转子磁通误差Δφ_qr输出到速度辨识器710。

速度辨识器710使用转子磁通推测值φ_dr＾、φ_qr＾、电流偏差e_id、e_iq以及转子磁通误差Δφ_dr、Δφ_qr，来运算转速推测值ω_r＾。

下式(9)是在不考虑转子磁通误差Δφ_dr、Δφ_qr而使用转子磁通推测值φ_dr＾、φ_qr＾和电流偏差e_id、e_iq来求出转速推测值ω_r＾时的运算式的一个示例。如下式(9)那样，成为如下结构：通过执行使用了比例增益K_p与积分增益K_i的比例积分控制，从而能间接求出转速推测值ω_r＾。

[数学式7]

此外，通常使转子磁通矢量的方向与d轴一致，因此，q轴的转子磁通推测值成为φ_qr＾＝0，上式(9)能变形为下式(10)。根据下式(10)可知，通过进行比例积分控制以使得e_iq/φ_dr＾为零来间接运算转速推测值ω_r＾。

[数学式8]

考虑使用上式(9)或(10)来求出转速推测值ω_r＾的情况。该情况下，如上述那样，在速度急剧变化的过渡状态下，磁极位置推测值θ^会因比例积分控制引起的推测延迟而产生误差。

此外，用于上式(9)或(10)的转子磁通推测值φ_dr＾、φ_qr＾和电流偏差e_id、e_iq均是利用磁极位置推测值θ^进行坐标转换而得到的。因此，在使用产生了误差的磁极位置推测值θ^进行坐标转换而得的这些值中，也包含因磁极位置推测值θ^的误差而引起的误差。

并且，形成如下环路：通过对包含有误差的值执行比例积分控制，来运算转速推测值ω_r＾，并使用该转速推测值ω_r＾来再次运算磁极位置推测值θ^。因此，速度推测和位置推测容易变得不稳定。其结果是，无法将比例增益k_p和积分增益k_i设为较大的值。即，难以提高转速推测值ω_r＾的推测响应。

因此，在实施方式1所涉及的速度辨识器710中，将转子磁通误差Δφ_dr、Δφ_qr考虑在内，来力图实现推测响应的提高。具体而言，实施方式1所涉及的速度辨识器710如下式(11)所示，使用作为由永磁体磁通运算部202计算出的永磁体磁通矢量φ_fd、φ_fq、与积分器704的输出即转子磁通推测值φ_dr＾、φ_qr＾之间的偏差而运算出的转子磁通误差Δφ_dr、Δφ_qr，来执行比例积分控制。

另外，永磁体磁通运算部202能使用下式(12)来求出永磁体磁通矢量φ_fd、φ_fq。其中，在下式(12)中，φ_f是永磁体磁通，Δθ是转子磁极位置误差。

[数学式9]

在将用于磁极位置推测的特定频率分量重叠于旋转坐标上的电压指令的方式中，若在施加特定频率分量的方向和电感最小方向上存在误差，则在推测出的q轴上，产生具有下式(13)所示的q轴高频电流振幅|i_qh|的高频电流。其中，下式(13)中，V_h是特定频率分量的电压振幅，ω_h是特定角频率，Δθ是转子磁极位置误差。

[数学式10]

根据上式(13)，施加特定频率分量而得的q轴高频电流包含了转子磁极位置误差Δθ。因此，实施方式1中，考虑通过检测包含特定频率分量的q轴高频电流，来运算转子磁极位置误差Δθ。

使用磁极位置推测值θ^，将电流检测部10的输出即三相电流i_u、i_v、i_w转换为与转速推测值ω_r^同步旋转的旋转坐标dq轴上的电流i_d、i_q。

转换后的q轴电流i_q包含了特定高频分量。因此，使用滤波器切除低频分量，从而能提取相对于与转速同步的电气角频率分量包含较高频率的特定频率分量的q轴高频电流振幅|i_qh|。转子磁极位置误差Δθ能使用q轴高频电流振幅|i_qh|并利用下式(14)来得到。

[数学式11]

作为提取q轴高频电流振幅|i_qh|的具体的滤波器结构，可以使用切除低频分量的低通滤波器、提取特定频率分量的带通滤波器等。

接着，对在电流振幅较小的轻负载区域中、以无传感器控制对旋转电机进行控制时的现有控制与实施方式1所涉及的控制的比较结果进行说明。

图4是示出由现有装置执行轻负载区域中的无传感器控制时的波形的图。具体而言，图4中，三相电流波形以及q轴高频电流振幅|i_qh|的4个波形以横轴为时间被示出。此外，图4中，对于各波形，也一并示出将死区时间理想地设为0s后的结果。

根据图4的波形可知，因转子磁极位置误差Δθ而引起的q轴高频电流振幅|i_qh|的波形根据有无死区时间而存在差异。即，因死区时间引起的电压误差将给q轴高频电流振幅|i_qh|带来影响。

因此，在电流振幅较小的轻负载区域中，转子位置的推测精度会因检测信号的精度变差的影响、以及特定频率分量的电流过零而引起的死区时间所导致的电压误差而变差。

与此相对，图5是示出由本发明实施方式1所涉及的旋转电机的控制装置执行轻负载区域中的无传感器控制时的波形的图。具体而言，图5中，与图4同样地，三相电流波形以及q轴高频电流振幅|i_qh|的4个波形以横轴为时间被示出。此外，图5中，对于各波形，也一并示出将死区时间理想地设为0s后的结果。

实施方式1所涉及的控制中，对电流指令进行校正，以使得电气角频率分量的电流振幅变为磁极位置推测用的高频电流振幅的1/2倍以上。具体而言，利用磁极位置推测部20，来计算电气角频率分量的电流振幅与特定频率分量的电流振幅的1/2倍之间的差分值Δi_h。并且，利用电流指令校正部14，基于差分值Δi_h来运算电流指令的校正量。

Δi_h作为电气角频率分量的电流振幅If_amp与特定频率分量的电流振幅Ih_amp的1/2倍之间的差分值，能用下式(15)来表示。

[数学式12]

图6是示出本发明实施方式1中的电气角频率分量的电流振幅If_amp与特定频率分量的电流振幅Ih_amp之间的关系的图。电气角频率分量的电流振幅If_amp可以根据电流指令值来运算，也可以根据从电流检测部10获取到的电流值来运算。

特定频率分量的电流振幅Ih_amp可以使用高通滤波器、带通滤波器等从由电流检测部10获取到的电流值中来获取，若是能确认与图6所示的If_amp之间的关系的结构，则也可以用其它方法来获取。

接着，使用流程图，来详细说明电流指令的校正方法。图7是与由本发明实施方式1中的电流指令校正部14执行的电流指令校正量的计算处理有关的流程图。首先，在步骤S101中，电流指令校正部14获取从磁极位置推测部20输出的差分值Δi_h。

接着，在步骤S102中，电流指令校正部14判定差分值Δi_h是否在0以上。在差分值Δi_h小于0的情况下，前进至步骤S103，电流指令校正部14对d轴电流指令校正量I_dcmp进行校正。例如，在旋转电机1为在转子中埋入有永磁体的IPMSM(Interior Permanent MagnetSynchronous Motor：内置式永磁体同步电机)的情况下，优选为电流指令校正部14将d轴电流指令校正量I_dcmp校正为负值。

如图1所示，对电流指令运算部13运算出的d轴电流指令I_d0 ^*加上电流指令校正部14所运算出的d轴电流指令校正量I_dcmp，来生成d轴电流指令I_d ^*。其结果是，实施方式1所涉及的旋转电机的控制装置能对因叠加了特定频率分量的电流的过零而引起的死区时间所导致的电压误差进行抑制，并高精度地推测磁极位置推测值θ^。

这里，上述实施方式1所涉及的旋转电机的控制装置的结构要素即电流检测部10、检测电流矢量运算部11、电流指令运算部13、电流指令校正部14、电流控制部15、电压控制部16、磁极位置推测部20以及高频电压施加部21的各功能由处理电路来实现。

处理电路可以是专用的硬件，也可以是执行存储在存储器中的程序的处理器(也称为CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)、中央处理装置、处理装置、运算装置、微处理器、微机、或DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器))。

如上所述，根据本实施方式1，能实现以下那样的效果。

·在电流振幅较小的轻负载区域中，能抑制以下影响：转子位置的推测精度因检测信号的精度变差、或特定频率分量的电流过零而引起的死区时间所导致的电压误差而变差。

·并且，能实现如下结构：可以对各种各样的旋转电机进行应用，并能容易且高精度地推测转子位置。

·电流指令校正部根据电流或转矩的至少任一个，根据需要将d轴电流指令校正到负方向。其结果是，在具有突极性的旋转电机中，通过对d轴电流指令加上负的校正量，从而能使电流指令运算部计算出的电流指令连续地变化。

·在将实施方式1所涉及的旋转电机的控制装置应用于电动车、混合动力车等电动车辆的驱动系统的情况下，能抑制伴随着位置传感器的安装的成本上升，并且容易确保安装空间和布线空间。此外，在使用位置传感器时，即使在位置传感器发生了故障的情况下，也能使运行继续，而不停止旋转电机。

实施方式2.

本实施方式2中，对以下情况进行说明：通过电流指令校正部14，除了d轴电流校正以外，也考虑q轴电流校正。实施方式2所涉及的旋转电机的控制装置的框图与之前的实施方式1中的图1相同。本实施方式2中，电流指令校正部14所进行的校正量的计算处理与之前的实施方式1不同。因此，以下以该不同点为中心来进行说明。

图8是与由本发明实施方式2中的电流指令校正部14执行的电流指令校正量的计算处理有关的流程图。步骤S101～步骤S103的处理内容与之前的图7中的步骤S101～步骤S103的处理内容相同，省略说明。

在前进到步骤S103之后的步骤S104中，电流指令校正部14使用由步骤S103生成的d轴电流指令校正量I_dcmp以及电动机参数，来运算转矩推测值T^。接着，步骤S105中，电流指令校正部14计算转矩指令值T^*与转矩推测值T^的偏差，并判定偏差是否为0。

在转矩不存在偏差的情况下，结束电流指令校正的一系列处理。另一方面，在转矩产生了偏差的情况下，前进至步骤S106。然后，在步骤S106中，电流指令校正部14对q轴电流指令校正量I_qcmp进行校正，以使得转矩的偏差接近0。

如图1所示，对电流指令运算部13运算出的d轴电流指令I_d0 ^*加上电流指令校正部14所运算出的d轴电流指令校正量I_dcmp，来生成d轴电流指令I_d ^*。此外，如图1所示，对电流指令运算部13运算出的q轴电流指令I_q0 ^*加上电流指令校正部14所运算出的q轴电流指令校正量I_qcmp，来生成q轴电流指令I_q ^*。

即，电流指令校正部14进行步骤S104～步骤S106的处理，从而基于d轴电流指令校正量I_dcmp来生成q轴电流指令Iqcmp并校正q轴电流指令I_d0 ^*，以使得旋转电机1变为所希望的转矩。

其结果是，实施方式2所涉及的旋转电机的控制装置与之前的实施方式1同样地，能对因叠加了特定频率分量的电流的过零而引起的死区时间所导致的电压误差进行抑制，以高精度地推测磁极位置推测值θ^。并且，对于根据d轴电流指令的校正而变化的输出转矩，通过校正q轴电流指令，从而能确保转矩精度。

另外，上述实施方式1、2中，对基于旋转电机的特定频率分量的电流来推测磁极位置推测值θ＾的情况进行了说明。然而，各实施方式所涉及的旋转电机的控制装置并不限于上述推测方法。通过进一步具备检测输出转矩的转矩检测部，从而也能基于旋转电机的输出转矩中所包含的特定高频分量来推测磁极位置推测部。

此外，上述实施方式1、2中，说明了不使用编码器或旋转变压器之类的转子位置传感器的无传感器化的控制方法。然而，各实施方式所涉及的旋转电机的控制装置并不限于这样的控制方法。各实施方式所涉及的旋转电机的控制装置在具备旋转位置传感器的结构中，也能与旋转位置传感器组合应用。由此，在并用旋转位置传感器的情况下，即使在旋转位置传感器发生了故障时，也能切换为磁极位置推测值θ＾，能使控制处理继续。

此外，各实施方式的结构并不限于分别单独地进行应用，只要不产生矛盾，也能与其它实施方式的结构相组合来应用。

标号说明

1 旋转电机

2 逆变器

3 电流传感器

4 直流电源

10 电流检测部

11 检测电流矢量运算部(矢量运算部)

13 电流指令运算部

14 电流指令校正部

15 电流控制部

16 电压控制部

20 磁极位置推测部

21 高频电压施加部(电压施加部)

201 状况观测部

202 永磁体磁通运算部

701 坐标转换器

702、703 加减法器

704 积分器

705 旋转电机矩阵运算器

706 放大器

707 推测电流运算器

710 速度辨识器

711 积分器。

Claims (7)

1.一种旋转电机的控制装置，其特征在于，包括：

磁极位置推测部，该磁极位置推测部基于旋转电机的状态量来推测转子的磁极位置；

矢量运算部，该矢量运算部获取所述磁极位置推测部所得出的推测结果即磁极位置推测值，基于流过所述旋转电机的各相的相电流的检测结果，来生成d轴电流和q轴电流；

电流指令校正部，该电流指令校正部校正第1d轴电流指令和第1q轴电流指令，输出第2d轴电流指令和第2q轴电流指令；

电流控制部，该电流控制部生成旋转坐标上的电压指令，以使得所述d轴电流与所述第2d轴电流指令一致，并使所述q轴电流与所述第2q轴电流指令一致；

电压施加部，该电压施加部将高频电压重叠于所述旋转坐标上的电压指令，所述高频电压相对于与所述旋转电机的转速同步的电气角频率分量包含较高频率的特定频率分量；以及

电压控制部，该电压控制部获取所述磁极位置推测值，将所述电压施加部进行了重叠的所述旋转坐标上的电压指令转换为固定坐标上的电压指令，来控制施加于所述旋转电机的电压，

所述磁极位置推测部基于所述特定频率分量的状态量，来推测所述磁极位置，

所述电流指令校正部对所述第1d轴电流指令和所述第1q轴电流指令进行校正，以使得所述电气角频率分量的电流振幅为所述特定频率分量的电流振幅的1/2倍以上，并输出所述第2d轴电流指令和所述第2q轴电流指令。

2.如权利要求1所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述磁极位置推测部获取流过所述旋转电机的所述各相的相电流的检测结果来作为所述状态量，基于所述各相的相电流的检测结果中所包含的所述特定频率分量来推测所述磁极位置。

3.如权利要求2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电流指令校正部根据所述各相的相电流的检测结果，将所述第1d轴电流指令向负方向进行校正。

4.如权利要求1所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述磁极位置推测部获取所述旋转电机的输出转矩的检测结果来作为所述状态量，基于所述输出转矩的检测结果中所包含的所述特定频率分量来推测所述磁极位置。

5.如权利要求4所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电流指令校正部根据所述输出转矩的检测结果，将所述第1d轴电流指令向负方向进行校正。

6.如权利要求1至5中任一项所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电流指令校正部基于所述第1d轴电流指令的校正量来校正所述第1q轴电流指令，以使得所述旋转电机变为所希望的转矩。

7.一种电动车辆的控制装置，其特征在于，

具备权利要求1至6中任一项所述的旋转电机的控制装置。

Images