JP2020088978A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低速域を含む速度領域で、運転中のインダクタンスを精度よく推定する、位置センサレス制御の電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置は、切替信号に従い、dc軸およびqc軸の電圧指令に、dc軸とqc軸の高調波電圧を重畳する高調波電圧発生部と、dc軸とqc軸の高調波電流と高調波電圧の振幅値と切替信号に基づいて、dc軸およびqc軸のインダクタンスを推定するインダクタンス推定部とを有する。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、位置センサレス制御の電力変換装置に関する。

回転子に永久磁石を配置するＰＭ（Permanent Magnet）モータに関する制御技術が知られている。ＰＭモータについては、停止から基底速度の１０％程度となる低速域は位置センサレス制御に高調波重畳方式が用いられる場合がある。

高調波重畳方式に関する特許文献１は、運転中に電圧指令に高調波信号を重畳させ、通常のｄｃ軸およびｑｃ軸の電流制御の出力値からインダクタンスを推定する手法である。この手法はエンコーダつきのベクトル制御において高精度、高応答なトルク制御を実現する手法を開示している。さらに、特許文献１は、中高速域における拡張誘起電圧方式の位置センサレス制御に適用できることが記載されている。

特開２００８−９２６５７号公報

特許文献１には、中高速域における拡張誘起電圧方式の位置センサレス制御に適用できることが記載されているが、停止から基底速度の１０％程度となる低速域において、運転中にインダクタンスを推定することについては、配慮されてはいない。

本発明の目的は、低速域を含む速度領域で、運転中のインダクタンスを精度よく推定する、位置センサレス制御の電力変換装置を提供することにある。

本発明の好ましい一例は、切替信号に従い、dc軸およびqc軸の電圧指令に、前記dc軸と前記qc軸の高調波電圧を重畳する高調波電圧発生部と、
前記dc軸と前記qc軸の高調波電流と前記高調波電圧の振幅値と前記切替信号に基づいて、前記dc軸および前記qc軸のインダクタンスを推定するインダクタンス推定部とを有する電力変換装置である。

本発明によれば、低速域を含む速度領域で、運転中のインダクタンスを精度よく推定する位置センサレス制御の電力変換装置を実現できる。

実施例１の電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図。 実施例１の高調波電圧発生部の構成を示す図。 実施例１の電流検出演算部の構成を示す図。 実施例１の位相誤差推定部の構成を示す図。 実施例１のインダクタンス推定部の構成を示す図。 位相誤差とインダクタンスに関するタイムチャート。 実施例１を用いた場合の検証方法を説明する図。 実施例１用いた場合の電流波形を示す図。 実施例２の電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図。 実施例２の高調波電圧発生部の構成を示す図。 実施例２のインダクタンス推定部の構成を示す図。 実施例３の電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図。

以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。

図１は、実施例１における電力変換装置と磁石モータを含むシステムの構成図である。磁石モータ１は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。

電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を入力し、電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例したゲート信号（オン、オフ）電圧を作成する。スイッチング素子の一例であるＩＧＢＴを使う場合には、ゲート信号に基づいて、ＩＧＢＴがスイッチング動作をする。また、電力変換器２は、直流電圧源２ａの出力である直流電圧E_dcと、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例した電圧を出力し、磁石モータ１の出力電圧と回転数を可変にすることができる。

電流検出器３は、磁石モータ１の３相の交流電流i_u、i_v、i_wを検出する。ここで磁石モータ1の３相の内の２相、例えばu相とｗ相の相電流を検出し、交流条件（i_u＋i_v＋i_w＝0）から、ｖ相の相電流をi_v ＝−（i_u＋i_w）として求めてもよい。本実施例では、電流検出器３は、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。

次に、電力変換器を制御する制御部の各構成要素について、説明する。座標変換部４は、位置推定値θ_dcを基準にして、前記３相の交流電流i_u、i_v、i_wの電流検出値i_uc、i_vc、i_wcからｄｃ軸およびｑｃ軸の電流検出値i_dc、i_qcを出力する。

電流検出演算部５は、前記ｄｃ軸およびｑｃ軸の電流検出値i_dc、i_qcと高調波電流の振幅値Δi_{dc_ver}、Δi_{qc_ver}と平均値i_{dc_ver}、i_{qc_ver}を出力する。

位相誤差推定部６は、ｄｃ軸およびｑｃ軸の電流検出値i_dc、i_qcより位相誤差の推定値Δθ_cを出力する。

位置・速度推定部７は、前記位相誤差の推定値Δθ_cより速度推定値ω_rc ^{^}および位置推定値θ_dcを出力する。

インダクタンス推定部８は、ｄｃ軸およびｑｃ軸の高調波電圧の振幅値Δv_h ^*と高調波電流の振幅値Δi_{dc _ver}、Δi_{qc_ver}より、インダクタンスの推定値L_ｄ ^{^}、L_q ^{^}を出力する。

ベクトル制御演算部９は、ｄｃ軸の電流指令i_ｄ ^*と平均値i_{dc_ver}との偏差および、ｑｃ軸の電流指令i_q ^*と平均値i_{qc_ver}との偏差_、磁石モータ１の電気定数、速度推定値ω_rc ^{^}に基づいて、ｄｃ軸およびｑｃ軸の電圧指令v_ｄc ^*、v_qc ^*を出力する。

高調波電圧発生部１０は、高調波電圧の振幅値v_h ^*および高調波の周波数f_ccを設定し、ｄｃ軸の高調波電圧Δv_dc ^*、およびｑｃ軸の高調波電圧Δv_qc ^*を出力する。

座標変換部１１は、位置推定値θ_dcを基準にして、電圧指令v_dc ^*、v_qc ^*と高調波電圧Δv_dc ^*、Δv_qc ^*の加算値であるv_ｄc ^**、v_qc ^**から、３相交流の電圧指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を、電力変換器に対して出力する。

最初に、本実施例におけるベクトル制御による電圧制御と、位相制御の基本動作について説明する。電圧制御のベクトル制御演算部９は、ｄ軸の電流指令i_ｄ ^*と平均値i_{ｄc_ver}との偏差および、ｑ軸の電流指令i_q ^*と平均値i_{qc_ver}との偏差に基づいて、ｄ軸電流制御のＰＩ制御出力Δv_{ｄc_pi}、ｄ軸電流制御のＩ制御出力Δv_{ｄc_i}、ｑ軸電流制御のＰＩ制御出力Δv_{qc_pi}、ｑ軸電流制御のＩ制御出力Δv_{qc_i}を演算する。

また、ベクトル制御演算部９は、ｄｃ軸およびｑｃ軸の電流制御の出力であるｄ軸電流制御のＰＩ制御出力Δv_{dc_pi}、ｄ軸電流制御のＩ制御出力Δv_{dc_i}、ｑ軸電流制御のＰＩ制御出力Δv_{qc_pi}、ｑ軸電流制御のＩ制御出力Δv_{qc_i}と速度推定値ω_rc ^{^}、および磁石モータ１の電気定数（R、L_d、L_q、K_e）を用いて、式（１）に従いｄｃ軸およびｑｃ軸の電圧指令v_dc ^*、v_qc ^*を演算する。

ここで、各パラメータは、下記の通りである。
R ：磁石モータの全体の抵抗
L_ｄ ：ｄ軸インダクタンス、 L_q ：ｑ軸インダクタンス
K_e ：誘起電圧係数 ^* ：設定値
Δv_{dc_pi}：ｄ軸電流制御のＰＩ制御出力、Δv_{dc_i}：ｄ軸電流制御のＩ制御出力
Δv_qc__pi：ｑ軸電流制御のＰＩ制御出力、Δv_qc__i：ｑ軸電流制御のＩ制御出力

高調波電圧発生部１０は、高調波電圧の振幅値v_h ^*と周波数f_ccの矩形波あるいは正弦波の高調波電圧Δv_dc ^*、Δv_qc ^*を出力し、式（２）に示すように電圧指令v_dc ^*、v_qc ^*と加算して、v_ｄc ^**、v_qc ^**を演算し、電力変換器２を制御する３相の電圧指令v_u ^*、v_v ^*、v_v ^*を制御する。

一方、位相制御の位相誤差演算部６は、例えば、参考文献として電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）、123 巻 (2003) 2 号 140-148の「IPMモータの停止時・初期位置推定方式」がある。この方式を用いると、高調波電圧発生部１０では、矩形波あるいは正弦波の高調波電圧をΔv_dc ^*、Δv_qc ^*をｄｃ軸およびｑｃ軸に重畳し、位相誤差推定部６において式（３）に従い位相誤差の推定値Δθ_cを演算する。

ここで、式（３）の各記号の定義は、次の通りである。
L_ｄ ：ｄ軸インダクタンス値、 L_q ：q軸インダクタンス値、
Ｖv_ｄc ^* ：dc軸に重畳した高調波電圧指令、Ｖv_qc ^* ：qc軸に重畳した高調波電圧指令、Ｖ_iｄc ：dc軸の高調波電流、Ｖ_iqc ：qc軸の高調波電流。

また位置・速度推定部７では、位相誤差の推定値Δθ_cを「零」とするように、
式（４）に示す演算により、速度推定値ω_rc ^{^}と位置推定値θ_dcを制御する。

ここで、各パラメータは、次の通りである。
K_p：比例ゲイン、K_i：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子
しかし、式（３）は非常に複雑な式となり、モータ定数の変動による影響が大きいものと記述がある。そこで、同考文献では高調波電圧を一方の軸のみに重畳することで、簡単な式（５）に示す演算により位相誤差Δθ_cを算出している。
例えば、Δv_qc ^*＝0とすると、

式（５）によれば、高調波電圧を重畳した軸方向においては、高調波の電圧と電流の関係よりインダクタンスを推定できるが、重畳しない軸方向のインダクタンスは推定できないことになる。

そこで、本実施例の特徴である高調波電圧発生部１０、電流検出演算部５、位相誤差推定部６、インダクタンス推定部８を用いて、この問題を改善する。
以下、これらを用いた場合の制御特性について述べる。

図２は、実施例１の高調波電圧発生部１０の構成を示す。この構成について説明する。

１０ａは、高調波電圧に関係する矩形波信号である。大きさは±１で、高調波の周波数は、数百Hzから数千Ｈｚ程度となり、外部よりそれらの値を１０ｈのf_ccに設定することができる。

１０ｂは、高調波電圧を重畳する方向を決定する切替信号Signalである。大きさは±１で、周波数は１０ａから出力される矩形波信号の数分の１から数１０分の１程度である。

１０ｃは、ｄｃ軸方向の高調波電圧発生部である。Signal＝1のとき、１０ｃの出力信号は１０ａとなる。その後に、乗算部１０ｄにおいて高調波電圧の振幅値v_h ^*である定数１０ｇを乗じて、ｄｃ軸の高調波電圧Δv_dc ^*を演算する。外部より振幅値v_h ^*を、１０ｇに設定することができる。

１０ｅは、ｑｃ軸方向の高調波電圧発生部である。Signal＝−1のとき、１０ｅの出力信号は１０ａとなる。その後に乗算部１０ｆにおいて高調波電圧の振幅値v_h ^*である定数１０ｇを乗じて、ｑｃ軸の高調波電圧Δv_dc ^*を演算する。

図３は、実施例１の電流検出演算部５の構成を示す。この構成について説明する。５ａ、５ｂはＬ.Ｐ.Ｆ（Low Pass Filter）であり電流検出値i_dc、i_qcに含まる高調波電流を除去した電流検出値の平均値i_{dc_ver}、i_{qc_ver}を出力する。

ここで、Ｌ.Ｐ.Ｆ５ａ、Ｌ.Ｐ.Ｆ５ｂは、移動平均フィルタなどであってもよい。また、電流検出値i_dc、i_qcと電流検出値の平均値i_{dc_ver}、i_{qc_ver}を用いて、式（６）に従い高調波電流Δi_dc、Δi_qcを演算する。

５ｃは、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算部であり、高調波電流Δi_dc、Δi_qcの振幅値であるΔi_{dc_ver}、Δi_{qc_ver}を出力する。

図４は、実施例１の位相誤差推定部６の構成を示す。この構成について説明する。６ａ、６ｄは微分演算部、６ｂ、６eは除算演算部、６ｃ、６ｆはｄ軸およびｑ軸のインダクタンス値から計算される比例係数である。電流検出値i_dc、i_qcと高調波電圧Δv_dc ^*、Δv_qc ^*とｄ軸インダクタンス値L_ｄ、q軸インダクタンス値L_qを用いて、式（７）および式（８）に従い位相誤差推定値Δθ_{c_d}、Δθ_{c_q}を演算する。

モータの磁極軸を基準にしたのをd-q軸とし、実施例における演算部や推定部で使う推定座標軸をdc-qc軸とする。また、位相誤差推定部が推定する位相誤差推定値Δθcは、d軸とdc軸との間の位相誤差の推定値Δθ_{c_d}もしくはq軸とqc軸との間の位相誤差の推定値Δθ_{c_q}である。

切替部６ｇは、Signal ＝ 1のとき演算値Δθ_{c_q}を、Signal ＝−1のとき演算値Δθ_{c_d}をそれぞれ出力信号とする。この出力信号がＬ.Ｐ.Ｆ６ｈに入力され、Δθ_cを出力する。

図５は、実施例１のインダクタンス推定部８の構成を示す。この構成について説明する。インダクタンス推定部８は、切替信号Signalと高調波電流の振幅値Δi_{dc _ver}、Δi_{qc_ver}を入力する。インダクタンス推定部８は、ｄc軸の高調波電圧Δv_ｄc*およびｑｃ軸の高調波電圧Δv_qc*の振幅値であるV_h ^*の定数８ａと、高調波の周波数f_ccに関係する定数である４f_cc８ｂ、４f_cc８ｄと、除算部８ｃ、除算部８eと、切替部８f、切替部８ｇと、signalの信号に応じて切り替える１つ前のL_ｄ ^{^}、L_q ^{^}の値を保持するＺ^−１で示したブロックとから構成される。そして、インダクタンス推定部８は、式（９）、式（１０）より、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスの推定値L_ｄ ^{^}、L_q ^{^}を演算する。

演算で算出したｄ軸およびｑ軸のインダクタンス推定値L_ｄ ^{^}、L_q ^{^}は、式（７）、式（８）に示す位相誤差の推定演算式に反映することもできる。

図６は、実施例１の位相誤差とインダクタンスに関するタイムチャートを示す。１段目は切替信号Signalの波形、２段目はｄｃ軸に重畳した高調波電圧Δv_dc ^*、３段目はｄｃ軸の高調波電流Δi_dc、４段目はｑｃ軸に重畳した高調波電圧Δv_qc ^*、５段目はｑｃ軸の高調波電流Δi_qcである。

Signal＝１のとき、式（９）よりｄ軸インダクタンスの推定値L_d ^{^}、式（７）より位相誤差Δθ_{c_d}を演算し、Signal＝−１のとき、式（１０）よりｑ軸インダクタンスの推定値L_q ^{^}、式（８）より位相誤差Δθ_{c_q}を演算することができる。

このように、実施例１によれば、高調波重畳型の位置センサレス制御の運転中においても、位相誤差推定値Δθ_cとｄ軸およびｑ軸のインダクタンスL_d、L_qを推定することができる。

位相誤差推定値Δθ_cを用いて位置センサレス制御を行い、インダクタンス推定値L_d ^{^}、L_q ^{^}を上位のＰＬＣ（Programmable Logic Controller）にフィードバックして、磁石モータ１が脱調しないように速度指令あるいはトルク指令の大きさの自動調整を行ってもよい。

なお、実施例１では、Signal ＝ 1とSignal ＝ −1における期間は、図６では、同一のように見えるが、どちらの期間が長くなってもかまわない。言い換えると、dc軸とqc軸それぞれのインダクタンスや位相誤差の推定をするために高調波を切替える切替信号Signalの１と−1の期間は、dc軸とqc軸とで異なるとしてもよい。

また、図６におけるＡ点において、高調波電圧が切替わっているが、位相誤差とインダクタンスタンスの演算タイミングに影響がなければ、高調波電圧Δv_dc ^*とΔv_qc ^*に重なる期間があっても問題はない。

さらに、本実施例では、運転中にインダクタンスを推定しているが、運転中に測定した結果を用いて、テーブル作成部が、電流値とインダクタンスに関するテーブルを作成し、次の運転タイミングから、作成したテーブルを用いてインダクタンスを算出するようにしてもよい。そのようにすることで、インダクタンスを算出する演算コストを削減できる。

また、図６では、高調波電圧は、矩形波の例を示しているが、正弦波であってもよい。

ここで、図７を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。磁石モータ1を駆動する電力変換装置１６に電流検出器３を取り付け、磁石モータ１のシャフトにエンコーダ２１を取り付ける。

高調波電流の計算部２３には、電流検出器３の出力である三相交流の電流検出値（i_uc、i_vc、i_wc）とエンコーダの出力である位置θが入力され、電流検出演算部５と同様な演算を行うことで高調波電流Δi_dc、Δi_qcを出力する。電流波形の観測部２４では、Δi_dc、Δi_qcが交互に発生していれば、本実施例を採用していることが明白である。またエンコーダを取り付けられない場合は、三相交流の電流検出値（i_uc、i_vc、i_wc）を観測して、図８に示すような波形であれば本実施例を採用していることが明白である。

実施例１によれば、高調波重畳型位置センサレス制御において、制御軸と磁束軸の位相差である位相誤差と、磁石モータのｄ軸およびｑ軸インダクタンスを推定することができる。

また、実施例１によれば、低速域を含む速度領域で、運転中のインダクタンスを精度よく推定する、位置センサレス制御の電力変換装置が実現できる。ここで、低速域とは、モータが停止から基底速度の１０％程度となる速度範囲を低速域という。

運転中のｄ軸およびｑ軸のインダクタンスを精度よく推定できるため、正確な突極比を求められ、突極比に基づいて、位置センサレス制御をすることで、高トルクであっても安定した位置センサレス制御が出来る。ここで、位置センサレスというのは、エンコーダを、モータに取り付ける必要がない制御である。

図９は、実施例２の電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図である。実施例１では、高調波電圧の振幅値を所定で与える方式であったが、本実施例は、高調波の電流制御を付加し、その振幅値と高調波電流の振幅値よりインダクタンス推定値L_ｄ ^{^}、L_q ^{^}を演算する。図９において、磁石モータ１、電力変換器２、座標変換部４、電流検出演算部５、位相誤差推定部６、位置・速度推定部７、ベクトル制御演算部９、座標変換部１１、直流電圧源2ａは、図１の構成要素と同一である。

図１０は、実施例２の高調波電圧発生部１０´を示す。図１０において、１０´ａから１０´ｆ、１０´ｈは、図２の矩形波信号１０ａから乗算部１０ｆ、高調波の周波数f_ccの設定部１０ｈと同一物である。１０´ｉと１０´ｋは、高調波電流の指令ｉ_ｈ ^*であり、１０´ｊと１０´ｌはＰＩ（Proportional ＋ Integral ）制御部である。

ｄｃ軸において、ｄｃ軸の高調波電流の振幅値Δi_{dc_ver}が、高調波電流の指令ｉ_ｈ ^*に追従するように、ＰＩ制御部１０´ｊが、ｄｃ軸の高調波電圧の振幅値Δv_dc ^* _{_ver}を演算し、乗算部１０´ｄに入力する。

ｑｃ軸においては、ｑｃ軸の高調波電流の振幅値Δi_{qc_ver}が、高調波電流の指令ｉ_ｈ ^*に追従するようＰＩ制御部１０´ｌが、ｑｃ軸の高調波電圧の振幅値Δv_qc ^* _{_ver}を演算し、乗算部１０´ｆに入力する。これにより乗算部１０´ｄと乗算部１０´ｆから、自動調整されたｄｃ軸およびｑｃ軸の高調波電圧Δv_dc ^*、Δv_qc ^*が出力される。

図１１は、実施例２のインダクタンス推定部８´の構成を示す。この構成について説明する。同図において、８´ｂ、８´ｄ、８´ｆ、８´ｇ、Ｚ^−１は、図５の高調波の周波数f_ccに関係する定数4 f_cc８ｂ、4 f_cc８ｄ、切替部８ｆ、切替部８ｇ、Ｚ^−１と同一物である。８´ｃには、高調波電圧発生部１０´から入力されるｄｃ軸の高調波電圧の振幅値Δv_dc ^* _{_ver}が、８´ｅには、高調波電圧発生部１０´から入力されるｑｃ軸の高調波電圧の振幅値Δv_qc ^* _{_ver}がそれぞれ入力され、式（１１）、式（１２）より、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスの推定値L_ｄ ^{^}、L_q ^{^}を演算する。

演算で算出したｄ軸およびｑ軸のインダクタンス推定値L_ｄ ^{^}、L_q ^{^}を式（７）、式（８）に示す位相誤差の推定演算式に反映することもできる。
このような構成とすることで、高調波電流の振幅値を一定に制御することができ、余分な電流の発生がなく、高効率な電力変換装置を提供することができる。

図１２は、実施例３の電力変換器と磁石モータを含むシステム構成図である。本実施例は、磁石モータ駆動システムに本実施例を適用したものである。図１２において、磁石モータ１、座標変換部４、電流検出演算部５、位相誤差推定部６、位置・速度推定部７、ベクトル制御演算部９、座標変換部１１は、図１に記載の構成要素と同一物である。

図１の構成要素である磁石モータ１は、電力変換装置１６により駆動される。電力変換装置１６には、図１の座標変換器４、電流検出演算部５、位相誤差推定部６、位置・速度推定部７、インダクタンス推定部８、ベクトル制御演算部９、高調波電圧発生部１０、座標変換部１１はソフトウェア１６ａ、図１の電力変換器２、直流電圧源２ａ、電流検出器３はハードウェアとして実装されている。

ソフトウェア１６aは、マイコンや、プロセッサーが処理を実行する。使用者に機能や記憶の表示や指示を可能とした電力変換装置１６のデジタル・オペレータ１６ｂ、パーソナル・コンピュータ１７、タブレット１８、スマートフォン１９などの外部装置もしくは外部の上位装置により、ソフトウェア１６ａ内の高調波電圧の振幅値１４と高調波電圧の周波数１５を設定することができる。

なお、実施例２の構成を採用するのであれば、高調波電圧の振幅値１４の代わりに高調波電流の振幅値としてもよい。

本実施例を磁石モータ駆動システムに適用すれば、位相誤差とインダクタンスの推定を実現することができる。

また、高調波電圧の振幅値１４、高調波電圧の周波数１５は、上位装置であるプログラマブル・ロジック・コントローラ（ＰＬＣ）やコンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）上で設定してもよい。

ここまで、実施例１から実施例３においては、電流指令値i_ｄ ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcおよび磁石モータ１の電気定数を用いて、式（１）に示す演算を行った。

ところで、電流指令値i_ｄ ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcより、式（１３）に示す演算により電圧補正値Δv_dc、Δv_qcを作成し、この電圧補正値と式（１４）に示すベクトル制御の電圧基準値を加算する式（１５）に示す演算を行ってもよい。

ここで、式（１３）の各記号の定義は、次の通りである。
Δv_dc: ｄ軸の電圧補正値、Δv_qc : ｑ軸の電圧補正値、Kpd：ｄ軸電流制御の比例ゲイン、Kid： ｄ軸電流制御の積分ゲイン、Kpq：ｑ軸電流制御の比例ゲイン、Kiq ：ｑ軸電流制御の積分ゲインｓ：ラプラス演算子。

ここで、式（１４）の各記号の定義は、次の通りである。
vdc0*：ｄ軸電圧基準値、vqc0*：ｑ軸電圧基準値、Tacr：電流制御の応答周波数相当の時定数、ｓ：ラプラス演算子、K_e ：誘起電圧係数。

また電流指令i_ｄ ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcから、ベクトル制御演算に使用する式（１６）に示す中間的な電流指令値i_ｄ ^**、i_q ^**を作成し、速度推定値ω_rc ^{^}および磁石モータ1の電気定数を用いた式（１７）に示す演算を行ってもよい。

また、ｄｃ軸の電流指令i_ｄ ^*、ｑｃ軸の電流検出値i_qc、速度指令ω_r ^*および磁石モータ１の電気定数を用いた式（１８）を演算するベクトル制御方式にも適用することができる。

ここで、式（１６）の各記号の定義は、次の通りである。
Kpd：ｄ軸電流制御の比例ゲイン、Kid：ｄ軸電流制御の積分ゲイン、Kpq：ｑ軸電流制御の比例ゲイン、Kiq ：ｑ軸電流制御の積分ゲインｓ：ラプラス演算子。

ここで、式（１８）の各記号の定義は、次の通りである。
R1：磁石モータの一次抵抗、Td：q軸の電流指令i_q ^*の遅れ時定数。

なお、実施例１から実施例３において、電力変換器2を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

２…電力変換器、３…電流検出器、４…座標変換部、５…電流検出演算部、６…位相誤差推定部、７…位置・速度推定部、８、８´…インダクタンス推定部、９…ベクトル制御演算部、１０、１０´…高調波電圧発生部、１６…電力変換装置、L_ｄ ^{^}…ｄ軸インダクタンスの推定値、L_q ^{^}…ｑ軸インダクタンスの推定値、Signal…切替信号

Claims (15)

1. 切替信号に従い、dc軸およびqc軸の電圧指令に、前記dc軸と前記qc軸の高調波電圧を重畳する高調波電圧発生部と、
   前記dc軸と前記qc軸の高調波電流と前記高調波電圧の振幅値と前記切替信号に基づいて、前記dc軸および前記qc軸のインダクタンスを推定するインダクタンス推定部とを有することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記切替信号は、矩形波信号の整数倍の周期を有することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記切替信号と、前記dc軸と前記qc軸の電流検出値と、前記dc軸と前記qc軸の前記高調波電圧とに基づいて、位相誤差を推定する位相誤差推定部を有することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   高調波は、矩形波もしくは正弦波であることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記切替信号の期間は、前記dc軸と前記qc軸とで異なることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記インダクタンス推定部は、
   前記dc軸の前記高調波電圧の振幅値を表す定数と、前記dc軸の高調波電流の振幅値と、高調波の周波数に関係する値とに基づいて、前記dc軸のインダクタンス推定値を演算し、
   前記qc軸の前記高調波電圧の振幅値を表す定数と、前記qc軸の高調波電流の振幅値と、高調波の周波数に関係する値とに基づいて、前記qc軸のインダクタンス推定値を演算することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記高調波電圧発生部は、
   前記高調波電流の指令値と、前記dc軸と前記qc軸の高調波電流値とに基づいて、
   前記dc軸と前記qc軸の前記高調波電圧の振幅値を演算することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項７に記載の電力変換装置において、
   前記インダクタンス推定部は、
   前記高調波電圧発生部から入力された前記dc軸の前記高調波電圧の振幅値と、前記dc軸の前記高調波電流の振幅値と、高調波の周波数に関係する値とに基づいて、前記dc軸のインダクタンス推定値を演算し、
   前記高調波電圧発生部から入力された前記qc軸の前記高調波電圧の振幅値と、前記qc軸の前記高調波電流の振幅値と、前記高調波の周波数に関係する値とに基づいて、前記qc軸のインダクタンス推定値を演算することを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記高調波電圧発生部は、外部から、高調波の周波数、もしくは前記振幅値、もしくは前記高調波電流の指令の設定をすることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記外部は、外部機器であるパーソナル・コンピュータ、タブレットあるいはスマートフォン、もしくは、上位装置であるプログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワークであることを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記dc軸と前記qc軸の高調波電流と推定したインダクタンスに関するテーブルを作成するテーブル作成部を有することを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    交流の電圧を出力する電力変換器を有し、
    前記電力変換器は、磁石モータと接続されており、
    前記電力変換器が、前記磁石モータの出力電圧もしくは回転数を可変とするように前記電圧を前記磁石モータに出力することを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記インダクタンス推定部が推定した前記dc軸および前記qc軸のインダクタンスを上位の制御装置にフィードバックすることを特徴とする電力変換装置。
14. 請求項３に記載の電力変換装置において、
    前記位相誤差推定部が推定した位相誤差に基づいて、速度推定値および位置推定値を出力する位相・速度推定部と、
    前記速度推定値に基づいて、前記dc軸および前記qc軸の前記電圧指令を出力するベクトル制御演算部と、
    モータの電流を検出する電流検出器と、
    前記位置推定値を基準に前記電流検出器が検出した電流から前記dc軸および前記qc軸の電流検出値を出力する座標変換部とを有することを特徴とする電力変換装置。
15. 請求項１４に記載の電力変換装置において、
    前記dc軸および前記qc軸の前記電流検出値と、前記電流検出値の平均値とに基づいて、前記高調波電流の振幅値を出力する電流検出演算部を有することを特徴とする電力変換装置。

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